專利名稱：基于平均電流補(bǔ)償?shù)哪婵刂齐娏鞲櫩刂品椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及的是一種電流跟蹤控制方法，具體地說，是一種基于平均電流補(bǔ)償?shù)哪婵刂齐娏鞲櫩刂品椒ā儆陔娏鞲櫩刂萍夹g(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
針對(duì)電流跟蹤控制的問題，目前國(guó)內(nèi)外常用的方法有線性電流控制(Linear Current Control)方法，滯環(huán)電流控制(Hysteresis current control)方法。其中，線性電流控制方法對(duì)高次諧波跟蹤的誤差較大；滯環(huán)電流控制方法的調(diào)制頻率不固定，對(duì)電能變換器件開關(guān)頻率要求高，不僅難于設(shè)計(jì)輸入濾波器，且易引起電網(wǎng)振蕩，同時(shí)也不利于快速暫態(tài)控制。
經(jīng)對(duì)現(xiàn)有技術(shù)文獻(xiàn)的檢索發(fā)現(xiàn)，K.Nishida，M.Rukonuzzman and M.Nakaoka在“用于單相并聯(lián)電壓源型有源濾波器的采用魯棒無(wú)差拍算法的先進(jìn)電流控制方法”(電力應(yīng)用，(英國(guó))電機(jī)工程師協(xié)會(huì)學(xué)報(bào)，151(3)，2004，pp.283-288)提到數(shù)字無(wú)差拍控制(Digital Dead-beat Control)方法，該方法由連續(xù)模型出發(fā)，再對(duì)它離散化，進(jìn)而推導(dǎo)控制規(guī)律，通過PWM輸出控制全控開關(guān)的脈沖信號(hào)。其不足之處由于連續(xù)模型不能反應(yīng)實(shí)際的工作情況，離散化后推導(dǎo)的控制規(guī)律，無(wú)法實(shí)現(xiàn)精確控制；直接對(duì)瞬時(shí)電流進(jìn)行采樣和控制，這樣會(huì)把開關(guān)元件換流引起的諧振或尖峰信號(hào)帶入控制，造成系統(tǒng)不穩(wěn)定；沒有對(duì)測(cè)量信號(hào)進(jìn)行任何補(bǔ)償，在參考信號(hào)突變時(shí)對(duì)控制的沖擊較大；需要輸入濾波器濾除高次諧波，而建模時(shí)未考慮，這會(huì)引起系統(tǒng)不穩(wěn)定；具有固有的計(jì)算延時(shí)，將會(huì)影響動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和補(bǔ)償精度，對(duì)突變信號(hào)的跟蹤誤差較大。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于克服現(xiàn)有技術(shù)中的不足，提供一種基于平均電流補(bǔ)償?shù)哪婵刂齐娏鞲櫩刂品椒ǎ蛊渚哂泻芸斓膭?dòng)態(tài)響應(yīng)速度和很高的補(bǔ)償精度。
本發(fā)明是通過以下技術(shù)方案實(shí)現(xiàn)的，本發(fā)明采用測(cè)量信號(hào)經(jīng)可復(fù)位積分器輸出，建立裝置平均電流模型，計(jì)算反饋量，再推導(dǎo)逆控制規(guī)律，得到全控開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間，最后經(jīng)過PWM輸出。本發(fā)明具體步驟如下1、測(cè)量信號(hào)經(jīng)可復(fù)位積分器輸出，消除由于開關(guān)元件換流引起的諧振或尖峰信號(hào)對(duì)控制的影響。
此可復(fù)位積分器每PWM開關(guān)周期復(fù)位一次，其輸出則是測(cè)量信號(hào)在一個(gè)PWM周期內(nèi)的平均值。
2、建立裝置平均電流模型，求出平均電流模型輸出前后兩次的差值作為補(bǔ)償，減少測(cè)量信號(hào)前后兩次突變帶來的影響。
當(dāng)電力電子裝置的全控開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)，根據(jù)流過裝置接入電網(wǎng)電抗器的電流，列出裝置輸出電流與電源電壓和直流側(cè)電容電壓的暫態(tài)關(guān)系。
當(dāng)其中一對(duì)對(duì)角線全控開關(guān)導(dǎo)通，其他關(guān)斷時(shí)，裝置輸出電流與電源電壓和直流側(cè)電容電壓的關(guān)系為ic(kT+td)=udc-usLtd+ic(kT)---(1)]]>其中，ic是裝置輸出電流，udc是直流側(cè)電容電壓，us是交流電源電壓，L是裝置接入電網(wǎng)的電抗器，T為裝置的PWM開關(guān)周期，td為那一對(duì)全控開關(guān)在一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間。
當(dāng)另一對(duì)對(duì)角線全控開關(guān)導(dǎo)通，其他關(guān)斷時(shí)，裝置輸出電流與電源電壓和直流側(cè)電容電壓的關(guān)系為ic(kT+T-td)=-udc+usL(T-td)+ic(kT+td)---(2)]]>將式(1)代入式(2)，可得裝置的瞬時(shí)電流關(guān)系為ic(kT+T)=udc(kT)L[2td(kT)-T]-us(kT)LT+ic(kT)---(3)]]>對(duì)式(1)和式(2)在一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)積分求平均，可以得到裝置的平均電流模型i‾c(kT)=ic(kT)+2udc(kT)td(kT)-[udc(kT)+us(kT)]T2L---(4)]]>其中，ic是一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)裝置的平均電流。
3、計(jì)算反饋量 反饋量 由測(cè)量信號(hào)經(jīng)可復(fù)位積分器的輸出和平均電流模型輸出前后兩次的差值相加獲得。這樣不僅消除了由于開關(guān)元件換流引起的諧振或尖峰信號(hào)對(duì)控制的影響，而且減少測(cè)量信號(hào)前后兩次突變帶來的影響。
4、由裝置的瞬時(shí)電流關(guān)系逆推控制規(guī)律，得到全控開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間。
為了跟蹤參考信號(hào)iref(kT+T)(參考信號(hào)iref(kT+T)即本發(fā)明所要跟蹤的任意信號(hào))，將式(3)中的ic(kT+T)用參考信號(hào)iref(kT+T)代替，ic(kT)用本發(fā)明的反饋量 代替，并逆推全控開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間td，可得控制規(guī)律為td(kT+T)={[iref(kT+T)-i^c(kT)]LT+us(kT)+udc(kT)}T2udc(kT)---(5)]]>5、采用恒定頻率三角波作為PWM跟蹤的載波，與控制器的輸出對(duì)應(yīng)的占空比相比較，得到驅(qū)動(dòng)和控制全控開關(guān)開通與關(guān)斷的PWM脈沖。調(diào)制頻率不固定時(shí)，不僅難于設(shè)計(jì)輸入濾波器，且易引起電網(wǎng)振蕩，同時(shí)也不利于快速暫態(tài)控制。
控制器的輸出與開關(guān)頻率相乘，得到與控制器的輸出對(duì)應(yīng)的占空比，該占空比與恒定頻率三角波比較，得到PWM脈沖去驅(qū)動(dòng)和控制全控開關(guān)的開通與關(guān)斷，從而使控制電力電子裝置的輸出波形快速、精確地跟蹤參考信號(hào)。
由于電力電子裝置的開關(guān)頻率較高，一般達(dá)到10kHz及以上，因此可以認(rèn)為，在一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)，電源電壓和直流側(cè)電容電壓保持不變。本發(fā)明采用測(cè)量信號(hào)經(jīng)可復(fù)位積分器輸出，消除由于開關(guān)元件換流引起的諧振或尖峰信號(hào)對(duì)控制的影響。所述的反饋量由兩部分之和構(gòu)成一部分是測(cè)量信號(hào)經(jīng)可復(fù)位積分器的輸出，此可復(fù)位積分器每PWM開關(guān)周期復(fù)位一次，這樣，可復(fù)位積分器的輸出就是測(cè)量信號(hào)在一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)的平均值；另一部分是平均電流模型輸出前后兩次的差。采用這樣的反饋量，不僅可以消除由于開關(guān)元件換流引起的諧振或尖峰信號(hào)，還可以減少測(cè)量信號(hào)前后兩次突變帶來的影響。本發(fā)明的三角波跟蹤PWM方式效果最好。
本發(fā)明的有益效果根據(jù)各全控開關(guān)的工作狀態(tài)直接建立離散模型，反應(yīng)實(shí)際工作情況，由此推出的控制規(guī)律能精確跟蹤任意波形參考信號(hào)；采用了可復(fù)位的積分器濾波方案，可以消除由于開關(guān)元件換流引起的諧振或尖峰信號(hào)對(duì)控制的影響；采用了可復(fù)位的積分器濾波方案，不需要另外的輸入濾波器；用平均電流模型輸出前后兩次的差對(duì)可復(fù)位的積分器的輸出進(jìn)行補(bǔ)償，可以減少測(cè)量信號(hào)前后兩次突變帶來的影響；由于采用了補(bǔ)償，參考信號(hào)突變時(shí)也能快速跟蹤且沒有畸變。


圖1裝置的逆變器單元結(jié)構(gòu)示意2三角波載波PWM3本發(fā)明原理示意4本發(fā)明實(shí)施例中的電流跟蹤波形5本發(fā)明實(shí)施例中負(fù)荷變化引起的電源輸出電流變化圖具體實(shí)施方式
結(jié)合本發(fā)明的內(nèi)容提供以下實(shí)施例如圖1所示，S1-S4為接成單相全橋的全控型開關(guān)，開關(guān)都接有阻容吸收電路和反并聯(lián)二極管，ic是裝置輸出電流，udc是直流側(cè)電容電壓，us是交流電源電壓，L是裝置接入電網(wǎng)的電抗器，負(fù)載是常用的可控硅整流負(fù)載。使用如圖2所示的三角波載波，全控型開關(guān)S1和S4在T-td/2時(shí)刻開通，到T+td/2時(shí)刻關(guān)斷，而全控型開關(guān)S2和S3與之相反?？傻玫降幕谄骄娏餮a(bǔ)償?shù)哪婵刂齐娏鞲櫡椒ǖ脑砣鐖D3所示。圖3中，iref為給定的任意波形參考信號(hào)； 為本發(fā)明采用的反饋量；逆變器是圖1所示的電力電子裝置，ic是裝置的輸出電流，udc是裝置直流側(cè)電容電壓，us是裝置交流電源電壓；復(fù)位積分是可復(fù)位積分器，它每PWM開關(guān)周期復(fù)位一次，這樣，可復(fù)位積分器的輸出就是ic在一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)的平均值；平均電流模型是式(4)所表示的裝置的平均電流模型；Z-1表示信號(hào)比當(dāng)前時(shí)刻延時(shí)一個(gè)PWM開關(guān)周期，這樣可以得到平均電流模型前后兩次的輸出，它們的差值去補(bǔ)償可復(fù)位積分器的輸出，得到本發(fā)明的反饋量 逆控制規(guī)律是式(5)所表示的控制規(guī)律，其輸出td是全控型開關(guān)S1和S4在一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)導(dǎo)通的時(shí)間；td與恒定頻率三角波進(jìn)行比較，得到PWM輸出脈沖，去驅(qū)動(dòng)和控制裝置全控開關(guān)的開通與關(guān)斷，產(chǎn)生電流ic。
通過這樣的閉環(huán)調(diào)節(jié)，可以使得裝置的輸出電流ic跟隨任意波形參考信號(hào)iref，并具有很快的動(dòng)態(tài)響應(yīng)速度和很高的補(bǔ)償精度。具體步驟如下1、測(cè)量信號(hào)經(jīng)可復(fù)位積分器輸出，得到測(cè)量信號(hào)在一個(gè)PWM周期內(nèi)的平均值。
2、建立裝置平均電流模型。
根據(jù)各個(gè)全控型開關(guān)的導(dǎo)通和關(guān)斷，可得到裝置輸出電流與輸入電壓的關(guān)系由此可以推導(dǎo)出公式(4)所示的裝置平均電流模型。
3、測(cè)量信號(hào)ic經(jīng)可復(fù)位積分器的輸出和平均電流模型輸出前后兩次的差值相加得到反饋量 4、由公式(5)所示逆控制規(guī)律得到全控開關(guān)S1和S4在一個(gè)PWM周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間。
5、上述時(shí)間與開關(guān)頻率相乘后得到對(duì)應(yīng)的占空比，該占空比與定頻率PWM載波比較得到PWM輸出脈沖，驅(qū)動(dòng)和控制全控開關(guān)的開通與關(guān)斷，從而控制電力電子裝置輸出波形快速、精確地跟蹤參考信號(hào)。
最終使得電源電流快速、精確地跟蹤正弦參考信號(hào)。
如圖4、圖5所示，得到電流跟蹤波形，IL是負(fù)載電流波形，Ir是正弦參考信號(hào)，Ia是電源電流波形。
權(quán)利要求
1.一種基于平均電流補(bǔ)償?shù)哪婵刂齐娏鞲櫩刂品椒?，其特征在于，具體步驟如下1)測(cè)量信號(hào)經(jīng)可復(fù)位積分器輸出，可復(fù)位積分器每PWM開關(guān)周期復(fù)位一次，其輸出則是測(cè)量信號(hào)在一個(gè)PWM周期內(nèi)的平均值；2)建立裝置平均電流模型，求出平均電流模型輸出前后兩次的差值作為補(bǔ)償；3)計(jì)算反饋量 反饋量 由測(cè)量信號(hào)經(jīng)可復(fù)位積分器的輸出和平均電流模型輸出前后兩次的差值相加獲得；4)由裝置的瞬時(shí)電流關(guān)系逆推控制規(guī)律，得到全控開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間；5)采用恒定頻率三角波作為PWM跟蹤的載波，恒定頻率三角波與控制器的輸出對(duì)應(yīng)的占空比相比較，得到驅(qū)動(dòng)和控制全控開關(guān)開通與關(guān)斷的PWM脈沖。
2.如權(quán)利要求1所述的基于平均電流補(bǔ)償?shù)哪婵刂齐娏鞲櫩刂品椒?，其特征是，所述的建立裝置平均電流模型是指當(dāng)電力電子裝置的全控開關(guān)導(dǎo)通和關(guān)斷時(shí)，根據(jù)流過裝置接入電網(wǎng)電抗器的電流，列出裝置輸出電流與電源電壓和直流側(cè)電容電壓的暫態(tài)關(guān)系，當(dāng)其中一對(duì)對(duì)角線全控開關(guān)導(dǎo)通，其他關(guān)斷時(shí)，裝置輸出電流與電源電壓和直流側(cè)電容電壓的關(guān)系為ic(kT+td)=udc-usLtd+ic(kT)---(1)]]>其中，ic是裝置輸出電流，udc是直流側(cè)電容電壓，us是交流電源電壓，L是裝置接入電網(wǎng)的電抗器，T為裝置的PWM開關(guān)周期，td為那一對(duì)全控開關(guān)在一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)的導(dǎo)通時(shí)間；當(dāng)另一對(duì)對(duì)角線全控開關(guān)導(dǎo)通，其他關(guān)斷時(shí)，裝置輸出電流與電源電壓和直流側(cè)電容電壓的關(guān)系為ic(kT+T-td)=-udc+usL(T-td)+ic(kT+td)---(2)]]>將式(1)代入式(2)，可得裝置的瞬時(shí)電流關(guān)系為ic(kT+T)=udc(kT)L[2td(kT)-T]-us(kT)LT+ic(kT)---(3)]]>對(duì)式(1)和式(2)在一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)積分求平均，可以得到裝置的平均電流模型ic‾(kT)=ic(kT)+2udc(kT)td(kT)-[udc(kT)+us(kT)]T2L---(4)]]>其中，ic是一個(gè)PWM開關(guān)周期內(nèi)裝置的平均電流。
3.如權(quán)利要求1所述的基于平均電流補(bǔ)償?shù)哪婵刂齐娏鞲櫩刂品椒?，其特征是，所述的逆推控制?guī)律得到全控開關(guān)的導(dǎo)通時(shí)間，其方法為將式(3)中的ic(kT+T)用參考信號(hào)iref(kT+T)代替，ic(kT)用本發(fā)明的反饋量 代替，并逆推全控開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間td，可得控制規(guī)律為td(kT+T)={[iref(kT+T)-i^c(kT)]LT+us(kT)+udc(kT)}T2udc(kT)---(5).]]>
4.如權(quán)利要求1所述的基于平均電流補(bǔ)償?shù)哪婵刂齐娏鞲櫩刂品椒?，其特征是，所述的控制器的輸出?duì)應(yīng)的占空比是指控制器的輸出與開關(guān)頻率相乘所得的數(shù)值。
全文摘要
一種屬于電流跟蹤控制技術(shù)領(lǐng)域的基于平均電流補(bǔ)償?shù)哪婵刂齐娏鞲櫩刂品椒?，具體步驟如下1)測(cè)量信號(hào)經(jīng)可復(fù)位積分器輸出；2)建立裝置平均電流模型；3)計(jì)算反饋量
文檔編號(hào)H02M7/48GK1658485SQ20051002427
公開日2005年8月24日 申請(qǐng)日期2005年3月10日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月10日
發(fā)明者周荔丹, 曼蘇樂, 陳陳 申請(qǐng)人:上海交通大學(xué)