專利名稱：電源頻率同步短脈沖串式電源的制作方法
技術領域：
本發(fā)明一般涉及電源領域，更具體地說，涉及電視接收器的備用方式電源。
電子設備在備用方式下消耗的功率正成為日益顯露的公共政策問題。例如，1997年9月19日一期《歐洲能源》報道了歐洲委員會優(yōu)先考慮減少電子設備在備用方式下工作所消耗的能量。文章還指出該委員會已將最初的努力集中在減少電視和VCR(錄像機)的備用功率消耗，并從這些產品的制造商那得到自愿許若以不斷地減少平均備用功率消耗。
現(xiàn)代電視會有5到10瓦特的備用功率消耗，該功率消耗是由退磁電路和運行在備用方式下的開關式電源引起的。具有附加備用電源以及與退磁電路不相連的電視可將電源消耗減少到1瓦特。
在用于視頻顯示裝置的傳統(tǒng)電源裝置中，備用變壓器的初級繞組連到AC電源。在備用變壓器次級繞組的變換電壓被全波整流，并由某些線性調節(jié)形式調整，以在備用方式操作下為視頻顯示裝置提供電源。只要視頻顯示裝置連接到AC電源，備用電源就消耗功率，并因此在運行方式操作期間也消耗功率。在備用方式下，功率損耗部分地因開關損耗引起。美國專利No.6043994提出了一種用于減小因開關式電源控制器集成電路IC的啟動電阻引起的功率消耗的電源。
因此，希望提供一種用于減小因開關損耗引起的備用電源消耗的簡單和經濟有效的方法。
本發(fā)明針對一種備用電源電路，該備用電源電路減小因整個AC電源耦合到功率變換電路的開關損耗引起的備用消耗。同步短脈沖串式電源包括功率變換器，用于將AC電源從較低頻率轉換到較高頻率；響應所述AC電源的選通電路，用于在每當所述AC電源出現(xiàn)在預定范圍內時使得所述功率變換器啟動較高頻率的短脈沖串輸出脈沖。提供同步短脈沖串式電源的方法包括以下步驟接收較低頻率的AC電源；檢測所述AC電源何時出現(xiàn)在預定范圍內；以及響應所述檢測步驟，啟動比所述較低頻率高的頻率的短脈沖串輸出脈沖。
結合附圖，通過閱讀下述描述，本發(fā)明上述及其它特征、方面和優(yōu)點將變得清楚，其中相同的標號表示相同的元件。


圖1示出說明本發(fā)明的方框圖和波形圖。
圖2和圖3示出了體現(xiàn)本發(fā)明的備用電源的原理圖。
每幅圖中相同的標號表示相同的元件。所示電阻值的測量單位表示為歐姆、千(k)歐姆、或兆(M)歐姆，電容值的測量單位表示為微法拉(μ)或微微法拉(p)。
本發(fā)明減小備用開關式電源SMPS中與電路開關有關的功率損耗。發(fā)明的備用SMPS直接連接到脈動然而整流過的電源電壓，接著在整流過的電源電壓的低電平期間，所述電源電壓被選通到SMPS。通過產生短脈沖串進行響應的將整流后的電源電壓選通到備用SMPS的過程與整流過的電源電壓中的預定范圍是同步的。
用圖1中的方框圖10和波形圖11-13來說明本發(fā)明。由二極管D1對電源電壓Vmains進行整流以向閾值檢測器1提供脈動的正半波電壓V1。當正半波電壓V1的上升和下降低于閾值(圖1中圖11的水平線16)時，閾值檢測器1輸出電壓脈沖V2。例如50或60赫茲的較低電源電壓Vmains頻率下的電壓脈沖V2被自激振蕩器23轉變?yōu)檩^高頻率的鋸齒電流脈沖ITr。在某種意義上，就把部分正半波傳送到振蕩電路23而言，檢測器充當選通門。應該指出，AC電源獨自地觸發(fā)并終止短脈沖串V2，不依賴于任何外部開關控制。在圖1的示例性實施例中，對檢測器1輸出的每個電壓脈沖V2產生9個鋸齒脈沖ITr。這個數(shù)字與振蕩器的自激頻率有關，例如25kHz。因為施加在變壓器Tr1上的正半波脈沖V1從其峰值下降到零，所以鋸齒電流脈沖的峰值以線性傾斜方式下降，如圖所示的那樣。施加在變壓器上的電壓滿足關系(電壓/電感)乘以時間。在本電路中時間因子是常數(shù)，而電源正弦波電壓從零上升到峰值然后又從其峰值下降到零。從峰值到零的下降引起鋸齒電流脈沖ITr中的線性衰減峰值。相反，在電源電壓正弦波的上升沿期間，鋸齒電流脈沖ITr的峰值線性上升。
鋸齒電流脈沖ITr轉換為次級繞組電壓VTR1，然后二極管D7將該電壓整流成未調整的電壓V3。未調整電壓V3由電壓調整器3平滑并調整為5V的DC輸出電壓Vout。
圖2中的示例性電路包括用于可控地將電源電壓Vmains連接到運行方式電源(未示出)的連接點的電路裝置20。對通過限流電阻器R13來自已知類型微控制器(未示出)的運行控制信號作出反應，通過光繼電器，三端雙向可控硅開關T2來通斷電壓電源Vmains?？梢圆捎闷渌^電器開關替代三端雙向可控硅開關驅動器T2。電壓Vmains還連接到三端雙向可控硅開關T1，后者在電源電壓通過三端雙向可控硅開關驅動器T2并降落在由R1和R2組成的電壓分壓器時被觸發(fā)。通過三端雙向可控硅開關T1的電源電壓Vmains連接通過退磁電路21，由二極管橋路裝置D11-D14全波整流并由電容器C11濾波，用于運行方式電源。
圖2的電路實施例還包括閾檢測器1、自激振蕩器2和穩(wěn)壓器3的示例性電路實施例。
來自電源電壓Vmains且由二極管D1整流過的正半波電壓V1在電阻R4和R5之間被分壓，且由穩(wěn)壓二極管D3限壓，并由電容器C1進行波紋衰減以向晶體管Q1的發(fā)射極E提供+12V電壓。晶體管Q1由分壓器電阻R1和R3以及濾波電容器C2構成的整流器裝置在晶體管Q1的基極B產生的電壓進行偏置。任選的可調電阻R2允許對基極B的電壓進行微調。二極管D2保護晶體管Q1以防因在晶體管Q1的發(fā)射極E產生的+12V電壓引起的可能反向偏置。當晶體管Q1的基極B的輸入電壓低于由晶體管Q1的發(fā)射極E的電壓和分壓器R4、R5和D3決定的某個閾值時，晶體管Q1就導通并為自激振蕩器電路23提供偏置電壓。應該指出，電阻R5使振蕩器電路23的接通時間適應不同的電源電壓。
在閾值檢測電路22中，電容器C1的正極上的+12V電壓與晶體管Q1的基極B的電壓相比較。晶體管Q1的基極B上大于0小于11.3伏的正電壓使晶體管Q1偏置導通，提供大約11.3伏的閾值電平16。在基極B的電壓超過11.3伏時，PNP晶體管Q1被偏置為斷開。閾值檢測器或選通電路22提供低電壓電平轉換以減少不然會出現(xiàn)在通常的開關式備用電源中的損耗。
圖2中的振蕩器23是由變壓器Tr1、電阻器R6、電容器C3、次級繞組n3和晶體管Q2形成的阻塞式振蕩器。該阻塞式振蕩器按常規(guī)方式工作。應該指出，二極管D4和D5以及電阻器R7對所述振蕩電路的基本操作并不是必需的，它是作為一種信號波形調節(jié)形式而包括在其中。對阻塞式振蕩電路23的描述僅是示例性的而不排斥使用本發(fā)明范圍內的其它振蕩電路或拓撲結構。
由次級繞組n3提供的正反饋使得晶體管Q2導通。流過晶體管Q2基極B的電流使得電容器C3放電，直到電容器C3兩端的電壓為1.4伏，這時晶體管Q2停止導通，電源通過繞組n2以回授(flyback)方式傳送到次級側。當次級繞組n3有回授電壓時，電容器C3被反向偏置為負。這時電流必須再次通過電阻器R6饋送以對電容器C3充電并開始傳送從正半波脈沖V1得到的另一個鋸齒電流ITR。電容器C4減少了快速轉換的輻射。
阻塞式振蕩器23以幾乎恒定的頻率工作，該頻率取決于電壓Vmains、電阻器R6、電容器C3和繞組n1與繞組n3之間的關系。所述振蕩器的工作周期可以基本恒定以使傳送到次級繞組n2的能量基本恒定。這種基本恒定的能量得到兩個結果。首先，固有地保護備用電源以防變壓器Tr1次級側的短路情況。其次，使用并行電壓調節(jié)技術可用來調節(jié)次級繞組n2提供的電壓。例如，在圖2中，由次級繞組n2提供的+5伏輸出電壓部分地受到穩(wěn)壓二極管D7的限制，并由電壓調節(jié)器IC1調節(jié)。使用電壓調節(jié)器IC1和二極管D7的用途僅僅是用于說明性的而并不是排斥應用本發(fā)明范圍內的其它調節(jié)技術。
在圖2的實施例中，阻塞式振蕩器23有助于用來將例如50到60赫茲的每個周期出現(xiàn)兩個電壓脈沖V2的較低電源電壓頻率轉換到對每個電壓脈沖V2產生九個鋸齒電流脈沖的頻率。這種轉換允許備用變壓器Tr1的尺寸減小，這又導致備用變壓器Tr1的消耗功率降低。在示例性電路中達到7.2伏的次級繞組電壓VTR1首先由二極管D5整流，由電容器C5濾波，然后由調節(jié)器IC1調節(jié)。在重新加載的情況下，二極管D7防止電容器C5和調節(jié)器IC1承受過高電壓。調節(jié)器IC輸出的電壓由電容器C6濾波以提供+5伏的備用電源。
除來自連接到閾值檢測電路22的電阻器R5與穩(wěn)壓二極管D3之間的端子的附加光耦合器IC2的電流反饋環(huán)外，圖3的電路和圖2中的備用電源裝置是相似的。圖2中的電路實施例適合于靜態(tài)負載或負載的較小變化，其中可調整電阻器R2來最佳地對適合負載量的短脈沖串的啟動和終止進行定時。如果對某一負載最佳地調整R2并且實際負載較小，則短脈沖串頻率將過高而且功率輸出將大于負載所需，造成功率浪費。動態(tài)負載應用適合于圖3的電路實施例，其中電流反饋通過選通電路來調整短脈沖串V2的啟動和終止。圖3的電流反饋環(huán)消除了對圖2中可變電阻器R2調整的需要。
只要次級電壓V3高于D7兩端產生的參考電壓，光耦合器IC2就導通。光耦合器IC2的導通經由反饋環(huán)中的電流I1而使晶體管Q1的發(fā)射極的參考電壓減少，這減少了自激振蕩電路22的接通時間。結果，負載減小時輸入功率減小，并且圖2的電路實施例中的電壓控制電位器R2是不必要的。
圖4是輸入功率對輸出功率的范圍的示圖，說明了由本發(fā)明提供的效率增加。普通電源在輸出200mW時通常要消耗1W，表示20％的功率變換效率。如圖4所說明的那樣，例如，有了所發(fā)明的瞬時低電壓電源選通，約為337mW的輸入電源電壓功率Pinput轉換為約為115mW的備用功率。這表示功率變換效率增加到大約30％。
可利用約有0.1mm氣隙的EF16、N67鐵芯來構造備用變壓器TR1。利用0.1mm直徑的CuL線按兩層約繞160圈，備用變壓器Tr1的初級繞組n1的電感可約為18mH?？墒褂么蠹s一層0.1mm厚的MYLAR牌聚合薄膜來提供兩層繞線之間的電絕緣以減小寄生電容。次級繞組n2可用23圈0.315mm直徑的CuL線，而次級繞組n3可用16圈0.315mm直徑的線?？墒褂么蠹s兩層0.1mm厚的MYLAR牌聚合薄膜來提供初級繞組n1和次級繞組n2及n3之間的電絕緣。
盡管已經根據(jù)具體示例描述了本發(fā)明，然而本領域的技術人員將明白在不脫離本發(fā)明本質的情況下可對公開的實施例進行修改和變化。例如，在所討論的實施例中，示出了0到12V之間的正半波電壓電平部分通過振蕩器電路23。然而可以用2V到12V的閾值范圍啟動發(fā)明的AC電源及終止短脈沖串。然而，0到12V的范圍更好，因為較低的零邊界使電路設計更簡單。而且，作為對來自AC電源的正半波的最優(yōu)選通的替代，AC電源的全波整流脈沖可以選通到振蕩電路23。然而，選通全波整流AC電源脈沖要求耗散過多的功率，對備用方式操作而言是不必要的，由此使得電源電路效率較低。因此，應參考后附的權利要求書而非前述描述，權利要求書指出本發(fā)明的實際范圍。
權利要求
1.一種同步短脈沖串式電源包括功率變換器(2)，用于將AC電源從較低頻率轉換到較高頻率；響應所述AC電源的選通電路(1)，用于在每當所述AC電源出現(xiàn)在預定范圍內時使得所述功率變換器(2)啟動較高頻率的短脈沖串輸出脈沖。
2.根據(jù)權利要求1的電源，其特征在于還包括用于把來自所述轉換器電路(2)的變換輸出電壓(V3)調整到備用電壓(Vout)的裝置(3)，所述裝置(3)反饋到所述選通電路(1)以響應所述電源的負載變化來控制所述功率變換器電路(2)的操作。
3.根據(jù)權利要求1的電源，其特征在于所述功率變換器包括自激振蕩電路(單元2)，并且當所述電源(V1)具有單一電壓極性時，所述選通電路(單元1)僅在所述AC電源的所述電源V1的每個周期的兩個時段期間允許所述自激振蕩電路操作。
4.根據(jù)權利要求1的電源，其特征在于所述選通電路包括閾值檢測電路(22)，用于在檢測到所述電源電壓的正波形(V1)部分在所述預定范圍內時產生電壓脈沖(V2)。
5.根據(jù)權利要求4的電源，其特征在于所述閾值檢測器(22)包括晶體管(Q1)，所述晶體管(Q1)的基極由所述正波形(V1)的第一分壓(R1，R2)進行偏置，以傳送所述正波形(V1)的第二分壓的所述電壓脈沖(V2)。
6.權利要求5的電源電路，其特征在于所述第一分壓包括連接到所述晶體管(Q1)的基極的電阻器對(R1，R3)分壓器，并且所述第二分壓包括連接到所述正波形(V1)和所述晶體管(Q1)的發(fā)射極的電阻器對(R4，R5)。
7.權利要求4的電源電路，其特征在于所述功率變換器電路(2)包括自激振蕩電路(23)，用于將來自所述選通電路(1)的第一頻率的所述電壓脈沖(V2)轉換成大于所述第一頻率的第二頻率的電流脈沖(ITr)。
8.權利要求7的電源電路，其特征在于所述自激振蕩電路(23)包括晶體管(Q2)，其基極B由所述電壓脈沖(V2)進行偏置，以使所述第二晶體管(Q2)可以導通所述電流脈沖(ITr)，所述電壓脈沖(V2)由第一二極管整流并在之后對第一電容器(C3)充電，所述電流脈沖(ITr)是通過由連到所述第二晶體管(Q2)的發(fā)射極的第二電容器(C4)波紋衰減所述正波形(V1)得到的，所述正波形(V1)激勵變壓器(TR1)的初級繞組(n1)以回授方式在所述變壓器(TR1)的次級繞組(n2)的兩端產生次級繞組電壓(VTR1)。
9.權利要求7的電源電路，其特征在于還包括連接到變壓器(TR1)的次極繞組(n2)的電壓調節(jié)電路(24)，所述變壓器(TR1)的初級繞組(n1)連接到所述自激振蕩器電路(2)，所述次極繞組(n2)由通過所述變壓器(TR1)初級繞組的所述電流脈沖(ITr)產生次極電壓(VTR1)。
10.權利要求9的電源電路，其特征在于所述電壓調節(jié)電路(24)包括集成電壓調節(jié)器(IC1)，以提供由所述集成電壓調節(jié)器(IC1)穩(wěn)定的次極電壓(V3)，所述集成電壓調節(jié)器(IC1)連接到用于對來自所述次極繞組(n2)的所述電流脈沖(ITr)進行整流及濾波的二極管D6和第一電容器(C5)裝置，所述裝置對來自所述第二繞組(n2)的所述電流脈沖(ITr)整流及濾波，由第二電容器(C6)對所述次極電壓進行濾波以提供備用電壓(Vout)。
11.權利要求7的電源電路，其特征在于還包括電壓調節(jié)電路(244)，所述電壓調節(jié)電路(244)連接到變壓器(TR1)的次極繞組(n2)，通過所述變壓器的初級繞組(n1)，可控地導通所述電流脈沖(ITr)以產生次極繞組電壓(VTR1)，后者反饋到所述閾值檢測電路(222)并調整其接通時間的操作。
12.一種同步短脈沖串式備用電源包括自激振蕩功率變換器，用于接收AC電源；變壓器初級繞組，連接到所述功率變換器并從其接收脈沖，用于在所述變壓器的次極繞組上產生電源；和連接到所述AC電源及所述功率變換器的選通電路，其中在所述AC電源循環(huán)到預定范圍時，所述選通電路使得所述自激振蕩功率變換器可以操作；
13.權利要求12的電源電路，其特征在于所述選通電路包括閾值檢測器(22)，用于在檢測到所述電源電壓的正波形(V1)低于閾值時產生電壓脈沖(V2)。
14.權利要求13的電源電路，其特征在在于所述閾值檢測器包括晶體管(Q1)，所述晶體管(Q1)的基極由所述正波形(V1)的第一分壓(R1，R2)進行偏置，以傳送所述正波形(V1)的第二分壓和濾波的所述電壓脈沖(V2)。
15.權利要求14的電源電路，其特征在于所述第一分壓包括連接到所述晶體管(Q1)的基極B的第一電阻器對(R1、R3)分壓器，并且所述第二分壓包括連接到所述正波形(V1)和所述晶體管(Q1)的發(fā)射極之間的第二電阻器對(R4、R5)。
16.權利要求2的電源電路，其特征在于所述自激振蕩功率變換器電路將第一頻率的所述電壓脈沖(V2)變換到大于所述第一頻率的第二頻率的電流脈沖(ITr)。
17.權利要求16的電源電路，其特征在于還包括連接到變壓器(TR1)的次極繞組(n2)的電壓調節(jié)電路(244)，通過所述變壓器(TR1)的初級繞組(n1)，可控地導通所述電流脈沖(ITr)以產生次極繞組電壓(VTR1)，所述次極繞組電壓(VTR1)反饋到所述閾值檢測電路(222)，用于影響所述自激振蕩功率變換器的接通時間操作。
18.權利要求17的電源電路，其特征在于所述電壓調節(jié)電路(244)包括集成電壓調節(jié)器(IC1)和光耦合器(IC2)，所述集成電壓調節(jié)器(IC1)連接到二極管D6和電容器(C5)裝置，所述裝置用于接收所述次極繞組電壓(VTR1)并為所述集成電壓調節(jié)器(IC1)提供電壓輸入(V3)，所述光耦合器(IC2)連接到所述集成電壓調節(jié)器(IC1)，用以在所述電壓輸入(V3)高于參考電壓時將由所述次極繞組電壓(VTR1)得到的電流傳回到所述閾值檢測器(222)。
19.權利要求18的電源電路，其特征在于所述參考電壓是在連接在所述電壓輸入(V3)和所述光耦合器(IC2)之間的電阻器(R8)和穩(wěn)壓二極管(D7)的裝置的兩端產生的。
20.提供同步短脈沖串式電源的方法包括以下步驟接收較低頻率的AC電源；檢測所述AC電源何時出現(xiàn)在預定范圍內；和響應所述檢測步驟，啟動比所述較低頻率高的頻率的短脈沖串輸出脈沖。
21.根據(jù)權利要求20的方法，其特征在于還包括如下步驟響應所述檢測，終止對所述短脈沖串輸出脈沖的進一步啟動。
22.根據(jù)權利要求20的方法，其特征在于所述檢測步驟包括檢測何時所述AC電源低于第一閾值而高于第二閾值。
23.根據(jù)權利要求20的方法，其特征在于還包括如下步驟將所述輸出脈沖調節(jié)到備用電壓輸出。
24.根據(jù)權利要求20的方法，其特征在于還包括如下步驟通過從所述輸出脈沖得到的電壓來控制所述啟動的定時。
25.根據(jù)權利要求21的方法，其特征在于還包括如下步驟通過從所述輸出脈沖得到的電壓來控制所述啟動和終止的定時。
全文摘要
一種同步短脈沖串式電源包括功率變換器和響應AC電源的選通電路,所述功率變換器用于將AC電源從較低頻率轉換到較高頻率,所述選通電路用于每當AC電源出現(xiàn)在預定范圍內時允許功率變換器(2)啟動較高頻率的短脈沖串輸出脈沖。在其它實施例中,電源具有調節(jié)電路,用于調節(jié)功率變換器的輸出,所述調節(jié)電路包括連到選通電路的電流反饋環(huán),用于響應負載變化而對功率變換器進行預調節(jié)控制。
文檔編號H02M3/335GK1338868SQ01120889
公開日2002年3月6日 申請日期2001年6月6日 優(yōu)先權日2000年6月6日
發(fā)明者A·W·凱勒 申請人:湯姆森許可公司