專利名稱：利用指向性波束的通道檢索電路、無線接收裝置及無線發(fā)射裝置的制作方法
技術領域：
本發(fā)明涉及在使用于數(shù)字無線通信系統(tǒng)中的具有陣列式天線的無線基站裝置中，與檢測通道的方向及時間相關的通道檢索(search)電路、無線接收裝置及無線發(fā)射裝置。
背景技術：
基站裝置接收的信號，受到各種信號的干擾，使接收品質降低。作為抑制這些干擾、只讓期望方向來的信號被強接收的技術，自適應陣列式天線是大家都熟悉的。通過利用自適應陣列式天線調整對接收信號進行乘算的加權系數(shù)(以下稱為加權系數(shù))，可使接收信號的振幅和相位得以調整，只對期望方向來的信號強接收。
此外，無線接收裝置中需要有檢測期望信號的接收時間的通道時間檢測電路(以下稱為通道檢索電路)，使它與自適應陣列式天線技術組合，可使更正確的接收時間的檢測成為可能。此外，接收時間，例如可通過進行與預定的信號進行相互相關演算、檢測其相關峰值時間而得到。
作為具有通道檢索電路的以往的自適應陣列式天線裝置，在日本特開2001-345747號公報已有報道。圖14表示以往的具有自適應陣列式的直接擴散CDMA方式的接收裝置的構成方框圖。以下，利用圖14對其動作進行說明。在圖14，用n個天線單元1411～141N接收的RF信號，由各天線單元分別送到無線接收部1421～142N。通過各無線接收部1421～142N分別將這些RF信號頻率變換成中頻(IF頻帶)，并利用未圖示的自動增益放大器進行放大。
此外，用未圖示的正交檢波器正交檢波成I/Q頻道的基頻信號后，通過未圖示的A/D變換器變換成數(shù)字信號。波束形成部1441～1444，對各天線單元1411～141N接收的基頻信號，由于是直接擴散CDMA的接收裝置，所以，讓相互垂直的多個垂直波束加權系數(shù)與未圖示的期望波信號的符號相關值處理輸出進行相乘。通過波束形成部1441～1444，以波束加權系數(shù)進行乘算，然后將它們合成，可補正各天線單元1411～141N的輸出間的相位。
這樣，波束形成部1441～1444，可各生成1個波束，并向對應的延遲界面(profile)生成部1451～1454輸出。根據(jù)從各波束形成部1441～1444輸出的波束a～d，延遲界面生成部1451～1454，生成延遲界面，向通道檢測部1460輸出。此外，該延遲界面，表示多重路傳送路狀況，在延遲時間軸上表示到來通道的接收電平。
通道檢測部1460，從每一波束的延遲界面檢測有效的通道，并將其時間及波束序號通知引向桿部。
通過以上動作，可使規(guī)定的通信區(qū)域分為多個的波束進行通信，而且可減低來自別的用戶對各波束的通信信號的干擾，在減低干擾用戶的影響后，進行接收時間檢測，可提高精度。
但是，在采用以上構成的以往的接收裝置中，從由多個垂直波束加權系數(shù)形成的指向性波束的中間方向，基站在作為想捕捉電波的子機(以下稱為期望用戶)的電波到來時，指向性增益下降，干擾成分不能充分抑制。這樣，出現(xiàn)接收時間檢測精度隨期望用戶的電波的到來方向而變化的方向依存性的課題。
本發(fā)明是針對以上問題提出的，其目的在于提供可減低在期望用戶的電波的通道接收時間檢測時的檢測精度的方向依存性的通道檢索電路。

發(fā)明內容
本發(fā)明的通道檢索電路，包括把分別利用多個無線接收部解調由多個天線接收的多個高頻信號而得到的多個基頻信號、與對基頻信號相互垂直的與多個指向性有關的第1加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，對垂直多波束形成部的各輸出與預定的信號進行相關演算的相關演算部，將相關演算部的輸出與第2加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，從加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，以及從延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部。這樣，可減低期望用戶的電波的通道接收時間檢測時的檢測精度的方向依存性。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路，包括比較相關演算部的各輸出電平、只選擇輸出預定個數(shù)的相關演算部的輸出的波束選擇部，加權系數(shù)乘算部，對波束選擇部選擇的相關演算部的輸出進行與第2加權系數(shù)乘算。這樣，粗略推定通道的到來方向，在通道不到來的方向上不讓延遲界面形成。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路，包括把分別利用多個無線接收部解調由多個天線接收的多個高頻信號而得到的多個基頻信號、與對基頻信號預定的信號進行相關演算的相關演算部，以及將相關演算部的輸出和與相互垂直、多個的指向性有關的第3加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，以及將垂直多波束形成部的輸出與第4加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，以及從加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，以及從延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部。這樣，可減低期望用戶的電波的通道接收時間檢測時的檢測精度的方向依存性。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路，包括比較垂直多波束形成部的各輸出電平，只選擇輸出預定的個數(shù)的垂直多波束形成部的輸出的波束選擇部，加權系數(shù)乘算部，對波束選擇部選擇的垂直多波束形成部的輸出與第4加權系數(shù)進行乘算。這樣，粗略推定通道的到來方向，在通道不到來的方向上不讓延遲界面形成。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路，第2或第4加權系數(shù)是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，包括對延遲界面生成部生成的多個的延遲界面進行功率合成的延遲界面功率合成部，通道檢測部，從延遲界面功率合成部的輸出中檢測到來通道的接收時間。這樣，利用對多個的延遲界面進行功率合成的延遲界面，提高到來通道的接收時間檢測性能。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路，第2或第4加權系數(shù)是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，通道檢測部，從多個的前述延遲界面通過選擇每一接收時間中的最大功率值檢測到來方向。這樣，可以從多個的延遲界面推定接收時間每個方向。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路，第2或第4加權系數(shù)是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，通道檢測部，從多個的延遲界面通過選擇每一接收時間中的最大功率值檢測到來方向，而且從以每一接收時間中的最大功率值為基礎生成的延遲界面檢測到來通道的接收時間。這樣，可使從多個的延遲界面進行到來通道的方向的推定及接收時間的檢測成為可能。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路，第2或第4加權系數(shù)是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，包括對延遲界面生成部生成的多個的延遲界面進行功率合成的延遲界面功率合成部，通道檢測部，從延遲界面功率合成部的輸出中檢測到來通道的接收時間，以到來通道的各接收時間的加權系數(shù)乘算部的輸出為基礎進行到來方向的推定。這樣，可使從多個的延遲界面進行到來通道的方向的推定及接收時間的檢測成為可能。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路中的、第2或第4加權系數(shù)是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，通道檢測部，從多個的延遲界面中檢測超過用于合成到來通道的功率的、功率上位的最大通道數(shù)的個數(shù)的到來通道的接收時間，以各到來通道的接收時間的多個加權系數(shù)乘算部的輸出為基礎進行到來方向的推定，以向著到來方向的指向性接收功率高的順序檢測小于最大通道數(shù)的到來通道的接收時間及到來方向。這樣，可使從多個的延遲界面更高精度地進行到來通道的方向的推定及接收時間的檢測。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路，第2或第4加權系數(shù)是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，包括對延遲界面生成部生成的多個的延遲界面進行功率合成的延遲界面功率合成部，通道檢測部，從延遲界面功率合成部的輸出中檢測超過用于合成前述到來通道的功率的功率上位的到來通道接收時間，以各到來通道的接收時間的垂直多波束形成部的輸出為基礎進行到來方向的推定，以向著到來方向的指向性接收功率高的順序檢測小于最大通道數(shù)的到來通道的接收時間及到來方向。這樣，可使從多個的延遲界面更高精度地進行到來通道的方向的推定及接收時間的檢測。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路，包括對通道檢測部檢測的各到來通道的到來方向的角度寬度進行計算的角度寬度計算部，以及在角度寬度小于規(guī)定值時，將到來通道的到來方向的平均值作為所有通道的到來方向的角度寬度判斷部。這樣，可根據(jù)角度寬度對到來通道的方向推定及接收時間檢測進行適當?shù)那袚Q。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路中的、第1或第3加權系數(shù)是對補正多個無線接收部間的振幅相位偏差的補正系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)。這樣，可保持接近理想的波束形狀，隨之，可防止通道檢索電路中的通道檢測精度的下降。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路中的、第1或第3加權系數(shù)是對補正構成天線的天線器件間的耦合的補正系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)。這樣，可保持接近理想的波束形狀，隨之，可防止通道檢索電路中的通道檢測精度的下降。
此外，本發(fā)明的通道檢索電路的延遲界面，是將延遲界面生成部以規(guī)定次數(shù)生成的延遲界面進行平均化的延遲界面。這樣，通道變化的追隨性下降，但可減低干擾的影響，可更穩(wěn)定地進行通道檢索動作。
本發(fā)明的無線接收裝置，包括輸入來自多個天線的信號的天線信號輸入部，將輸入到天線信號輸入部的高頻信號解調為基頻信號的多個無線接收部，與對基頻信號相互垂直的與多個指向性有關的第1加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，對垂直多波束形成部的各輸出與預定的信號進行相關演算的相關演算部，將相關演算部的輸出與第2加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，從加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，從延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部，在通道檢測部檢測的到來通道的接收時間將通道從前述基頻信號中分離出來的通道分離部，在由通道分離部分離的前述每一通道中，在到來通道的到來方向形成指向性波束的通道接收波束生成部，以及將通道接收波束生成部的輸出信號進行合成接收的通道合成部。這樣，通道檢索的結果，根據(jù)檢測的通道時間及通道方向的信息，可使指向性對著分離通道的通道方向。這樣，可減低干擾波，實現(xiàn)高品質的通信。
此外，本發(fā)明的無線接收裝置，包括輸入來自多個天線的信號的天線信號輸入部，將輸入到天線信號輸入部的高頻信號解調為基頻信號的多個無線接收部，對基頻信號進行與預定信號進行相關演算的相關演算部，將相關演算部的輸出與相互垂直的與多個指向性有關的第3加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，對垂直多波束形成部的各輸出與第4加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，從加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，從延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部，在通道檢測部檢測的到來通道的接收時間將通道從基頻信號中分離出來的通道分離部，在由通道分離部分離的每一通道中，在到來通道的到來方向形成指向性波束的通道接收波束生成部，以及將通道接收波束生成部的輸出信號進行合成接收的通道合成部。
此外，本發(fā)明的無線接收裝置，通道接收波束生成部，在從延遲界面提供最大信噪比的通道到來方向上形成指向性波束。
此外，本發(fā)明的無線接收裝置，通道接收波束生成部，在從延遲界面提供最大接收功率的通道到來方向上形成指向性波束。
此外，本發(fā)明的無線發(fā)射裝置，包括輸入來自多個天線的信號的天線信號輸入部，將輸入到天線信號輸入部的高頻信號解調為基頻信號的多個無線接收部，與對基頻信號相互垂直的與多個指向性有關的第1加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，對垂直多波束形成部的各輸出與預定的信號進行相關演算的相關演算部，將相關演算部的輸出與第2加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，從加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，從延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部，以及在通道檢測部檢測的到來通道的到來方向上形成并發(fā)射指向性波束的指向性波束發(fā)射部。
此外，本發(fā)明的無線發(fā)射裝置，包括輸入來自多個天線的信號的天線信號輸入部，將輸入到天線信號輸入部的高頻信號解調為基頻信號的多個無線接收部，對基頻信號進行與預定信號進行相關演算的相關演算部，將相關演算部的輸出與相互垂直的與多個指向性有關的第3加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，對垂直多波束形成部的各輸出與第4加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，從加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，從延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部，以及在通道檢測部檢測的到來通道的到來方向上形成并發(fā)射指向性波束的指向性波束發(fā)射部。
這樣，根據(jù)通道檢索的結果的通道時間及通道方向的信息，可使指向性對著分離通道的通道方向。這樣，可減低干擾波，實現(xiàn)高品質的通信。
此外，本發(fā)明的無線發(fā)射裝置，指向性波束發(fā)射部在前述到來通道中最大接收功率的通道方向上形成并發(fā)射指向性波束。這樣，根據(jù)通道檢索的結果的通道時間及通道方向的信息，可使指向性對著最大接收功率通道方向。這樣，可減低干擾波，實現(xiàn)高品質的通信。
此外，本發(fā)明的無線發(fā)射裝置，指向性波束發(fā)射部在到來通道中規(guī)定數(shù)的接收功率上位的通道方向上形成并發(fā)射指向性波束。這樣，根據(jù)通道檢索的結果的通道時間及通道方向的信息，可使指向性對著接收功率上位的通道方向實現(xiàn)通信。
此外，本發(fā)明的無線發(fā)射裝置，指向性波束發(fā)射部在到來通道的平均到來通道方向上形成并發(fā)射指向性波束。這樣，根據(jù)通道檢索的結果的通道時間及通道方向的信息，可使指向性對著平均到來通道方向實現(xiàn)通信。


圖1表示本發(fā)明實施形態(tài)1的通道檢索電路的構成方框圖。
圖2表示本發(fā)明實施形態(tài)1的垂直多波束的指向性的特性圖。
圖3表示本發(fā)明實施形態(tài)1的通道檢索電路的動作流程圖。
圖4表示本發(fā)明實施形態(tài)1的通道檢測部的動作流程圖。
圖5表示本發(fā)明實施形態(tài)1的通道檢測部的動作流程圖。
圖6表示本發(fā)明實施形態(tài)1的通道檢測部的動作流程圖。
圖7表示本發(fā)明實施形態(tài)1的通道檢測部的動作流程圖。
圖8表示本發(fā)明實施形態(tài)2的通道檢索電路的構成方框圖。
圖9表示本發(fā)明實施形態(tài)3的通道檢索電路的構成方框圖。
圖10表示本發(fā)明實施形態(tài)3的通道檢索電路的動作流程圖。
圖11表示本發(fā)明實施形態(tài)4的通道檢索電路的構成方框圖。
圖12表示本發(fā)明實施形態(tài)5的通道檢索電路的構成方框圖。
圖13表示本發(fā)明實施形態(tài)6的通道檢索電路的構成方框圖。
圖14表示以往的通道檢索電路的構成方框圖。
具體實施形態(tài)以下，參照附圖對本發(fā)明實施形態(tài)進行說明。
實施例1圖1表示本發(fā)明實施例1的通道檢索電路的構成方框圖。圖1表示的通道檢索電路，包括接收高頻信號的天線11～1N，將天線11～1N接收的高頻信號依次進行高頻放大、頻率變換、正交檢波及A/D變換、生成基頻信號31～3N的無線接收部21～2N，對無線接收部21～1N得到的基頻信號31～3N以復系數(shù)相乘、乘以相互垂直的多個(M個)波束加權系數(shù)的垂直多波束形成部4，生成預先埋入到接收信號的已知信號(以下稱導頻信號)的導頻信號發(fā)生部7，對垂直多波束形成部4的輸出與導頻信號進行相關演算的相關演算部61～6M，對相關演算部61～6M的輸出分別乘以不同的加權系數(shù)矢量的加權系數(shù)乘算部81～8Nb，根據(jù)分別由加權系數(shù)乘算部81～8Nb得到的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部91～9Nb，以及從由延遲界面生成部91～9Nb得到的各方向的延遲界面、輸出被選擇的通道的時間及到來方向信息的通道檢測部10。
下面，參照圖2及圖3，對本發(fā)明的實施例1中的通道檢索電路的動作進行詳細說明。圖2表示本發(fā)明的實施例1中的天線元件間隔為0.5波長的8單元直線陣列時的垂直波束圖形(N＝8，M＝8)。圖3表示本發(fā)明實施例1中的通道檢索電路的動作流程圖。
首先，無線接收部21～2N對天線11～1N接收的高頻信號依次進行高頻放大、頻率變換、正交檢波及A/D變換、生成基頻信號31～3N(步驟S101)。垂直多波束形成部4，對無線接收部21～2N得到的基頻信號31～3N以復系數(shù)相乘、乘以相互垂直的多個(M個)波束加權系數(shù)，形成垂直多波束(步驟S102)。
作為該垂直多波束的一例，有FET(高速傅立葉變換)。此時的波束加權系數(shù)，可用Wnm(式1)表示。這里，m是波束的序號，(m＝1～M)，n是基頻信號3n的序號(n＝1～N)，M表示生成的波束數(shù)，N表示天線單元數(shù)。這里M取大于2、小于N的值。Wmn=esp[j2π(m-1)(n-1)M+jπ(n-1)N]----(1)]]>垂直波束圖形的方向，對著各波束的主波束方向，別的方向上沒有。此外，將Wmn作為M行N列的行列W中的第m行n列的要素時、該W具有式2中表示的性質。這里，H是復數(shù)共用轉移，I(k)是k次的單位行列。以下，將W稱為垂直波束生成行列。
WHW＝I(N)， WWH＝I(M) (2)這里，把取樣時間kT的第n個基頻信號3N表示為xn(k)時，利用垂直多波束形成部4的輸出、第m波束接收的多波束信號5M，用式3表示。這里，T是取樣間隔，*是復數(shù)共用(以下，相同)(這里，ln＝1～N)。Bm(k)=Σn-1NWmn*xn(k)----(3)]]>多波束信號51～5M分別被輸入到各相關演算部61～6M。導頻信號發(fā)生部7生成預先埋入到接收信號的已知信號(以下稱為導頻信號)。相關演算部61～6M，進行與導頻信號的相關演算(步驟S103)。例如，在CDMA通信方式場合，相關演算部61～6M，用擴散符號作逆擴散處理后、對加密符號與導頻信號進行相關演算。此外，在CDMA通信方式場合，相關演算部61～6M，對多波束信號與導頻信號進行相關演算。
這里，取導頻信號為r(s)。這里，s＝1～Np。這里，Np作為導頻信號的標記。第m相關演算部6M，一邊使開始相關演算的取樣時間p變化，一邊對多波束信號5M、以相當于進行通道檢索的時間范圍內的取樣數(shù)Ts的次數(shù)進行式4中表示的相關演算。這里，p＝1～Ts，No超過標記的取樣數(shù)。hm(p)=Σs=1NpBm(p+No·(s-1))r·(s)----(4)]]>下面，加權系數(shù)乘算部81～8Nb，將相關演算部61～6M作為輸入，乘以各自不同的加權系數(shù)矢量(步驟S104)。這里，將相關演算部61～6M得到的取樣時間p作為相關演算的開始點的相關演算值如果用相關演算值矢量h(p)＝[h1(p)h2(p)…h(huán)m(p)]T表示，則，第k的加權系數(shù)乘算部8k，如式5所示那樣，對由復系數(shù)構成的加權系數(shù)矢量u(θk)與相關演算值矢量進行乘算。此外，k＝1～Nb、T表示矢量轉移。
y(p，θk)＝uH(θk)h(p) (5)這里，加權系數(shù)矢量u(θ)，作為在N單元陣列式天線、主波束向著θ方向的指向性波束加權系數(shù)矢量a(θ)時，利用垂直多波束生成行列W，可得出式6。
u(θ)＝Wa(θ) (6)在N單元陣列式天線中，主波束向θ方向的指向性波束加權系數(shù)矢量a(θ)，例如可表示為式7那樣。這里，λ是載波波長，d是單元間隔。 延遲界面生成部91～9Nb，分別根據(jù)加權系數(shù)乘算部81～8Nb得到的y(p，θk)生成延遲界面(步驟S105)。這里，p＝1～Ts，k＝1～Nb。延遲界面，通過取p＝1～Ts的y(p，θk)的絕對值或平方，可求得與各時間的通道功率成比例的值。按照(式2)的性質，第k延遲界面生成部9k，與主波束向著θk方向時的加權系數(shù)a(θk)得到的延遲界面等價，所以，可在無線基站裝置應覆蓋的角度范圍內，決定各θk的范圍。此外，該角度間隔，可根據(jù)必要的通道的到來角度的分解能力決定。陣列單元越多，通道的分解能力提高，使各θk的角度間隔狹窄，可實現(xiàn)更高精度的通道檢索。
通道檢測部10，從延遲界面生成部91～9Nb得到的各θk方向的延遲界面、選擇諸如把用于傾角合成的最大引向桿數(shù)作為規(guī)定數(shù)L的功率上位通道，并輸出被選擇的通道的時間及到來方向信息(步驟S106)。
通道檢測部10的其它動作，通過通道檢測部10在θk方向的每延遲界面上將規(guī)定數(shù)的功率上位通道看作信號，其余的通道看作雜音，計算出信噪功率比(SIRSignal to Interference Ratio)。通道檢測部10計算出全方位的SIR后，將提供最大SIR的方向作為到來通道方向，將該方向的規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道時間作為到來通道的時間信息輸出。
通道檢測部10的其它動作，通過通道檢測部10在θk方向的每延遲界面上將規(guī)定數(shù)的功率上位通道看作信號，計算出這些通道的接收信號總功率。通道檢測部10計算出全方位的接收信號的總功率后，將得到最大接收信號的總功率的方向作為到來通道方向，將該方向的規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道時間作為到來通道的時間信息輸出。
通道檢測部10的其它動作，如式8所示，通道檢測部10采用將Nb個延遲界面進行功率合成的功率延遲界面z(p)，通過選擇規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道，決定通道的時間ps，此后，如式9所示，用被選擇的通道時間ps，從Nb個延遲界面中決定接收功率值|y(ps，θk)|2最大的最大通道方向D(ps)，輸出到來通道的通道時間ps及到來方向信息D(ps)。這里，p＝1～Ts，s＝1～L，k＝1～Nb。
此外，這里，表示將Nb個的所有的延遲界面進行功率合成的例，在采用能得到充分的到來角度的分解能力的數(shù)的延遲界面時，(例如，各θk的間隔為1°時)，可用以下的方法。通道檢測部10，在第1區(qū)段，采用一部的延遲界面(例如，采用θk的間隔為lo左右)，進行功率合成，選擇規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道，決定通道的時間ps。通道檢測部10，在第2區(qū)段，可只用被決定的通道時間ps檢測最大通道方向D(ps)。此時，在第2區(qū)段的方向推定時，不用計算被選擇的通道時間ps以外的y(p，θk)。因此，通道檢測部10，可抑制通道檢索性能的下降，并大幅減低演算量。z(p)=Σk=1Nb|y(p,θk)|2----(8)]]>D(ps)={θk|maxl≤k≤Nb|y(ps,θk)|2}---(9)]]>此外，相同，在采用能得到充分的到來角度的分解能力的數(shù)的延遲界面時，(例如，各θk的間隔為1°時)，可用以下的方法，通道檢測部10，在第1區(qū)段，利用一部的延遲界面(例如，采用θk的間隔為10°左右時)，進行功率合成，選擇超過規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道，決定通道的時間ps。這里，s＝1～Q。通道檢測部10，在第2區(qū)段，只用被決定的通道時間ps檢測最大通道方向D(ps)，采用得到的最大通道方向的接收功率值|y(ps，D(ps))|2，再次、選擇規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道的方法也可以。此時，處理量增加了一些，但可用正確到來方向指向性接收時的通道接收功率進行通道檢索，提高通道檢索的性能。
下面，對通道檢測部10的其它動作進行說明。圖4表示本發(fā)明的實施例1的通道檢測部10的動作(步驟S106)的其它動作流程圖。如通道檢測部10(式10)中所示那樣，從Nb個的延遲界面檢測各接收時間p的最大功率方向D(p)(步驟S301)，然后，生成如式11所示的在最大功率方向D(p)得到的延遲界面z(p)(步驟S302)，通過選擇規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道，決定通道的時間ps(步驟S303)。通過以上動作，通道檢測部10，輸出到來通道的通道時間ps及到來方向信息D(ps)(步驟S304)。這里，p＝1～Ts，s＝1～L，D(p)={θk|maxl≤k≤Nb|y(p,θk)|2}---(10)]]>z(p)=Σk=1Nb|y(p,D(p))|2----(11)]]>此外，這里，表示從Nb個的所有的延遲界面檢測最大功率方向的例，在采用能得到充分的到來角度的分解能力的數(shù)的延遲界面時，(例如，各θk的間隔為1°時)，可用以下的方法。圖5表示本發(fā)明的實施例1的通道檢測部10的動作(步驟S106)的其它動作流程圖。通道檢測部10，在第1區(qū)段，采用一部的延遲界面(例如，采用θk的間隔為10o左右)，檢測各接收時間p的最大功率方向D(p)，粗略地檢測最大功率方向(步驟S401)，然后，生成在如式11所示的最大功率方向D(p)得到的延遲界面z(p)(步驟S402)，選擇規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道，決定通道時間ps(步驟S403)。此外，步驟S403，也可采用提高粗略的最大功率方向的精度、推定方向的方法(步驟S403)，此時，在第2區(qū)段的方向推定時，不用計算被選擇的通道時間ps以外、及最大功率方向周邊以外的y(p，θk)。因此，通道檢測部10，可抑制通道檢索性能的下降，并大幅減低演算量。
此外，相同，在采用能得到充分的到來角度的分解能力的數(shù)的延遲界面時，(例如，各θk的間隔為1°時)，可用以下的方法。圖6表示本發(fā)明的實施例1的通道檢測部10的動作(步驟S106)的其它動作流程圖。通道檢測部10，在第1區(qū)段，利用一部的延遲界面(例如，采用θk的間隔為10°左右時)，檢測各接收時間p的最大功率方向D(p)，粗略地檢測最大功率方向(步驟S501)，通道檢測部10，然后，生成在如式11所示的最大功率方向D(p)得到的延遲界面z(p)(步驟S502)，選擇超過規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道Q個，決定通道時間ps(步驟S503)。這里，s＝1～Q。通道檢測部10，在第2區(qū)段，提高Q個粗略的最大功率方向的精度，檢測最大通道方向D(ps)(步驟S504)，采用得到的最大通道方向的接收功率值|y(ps，D(ps))|2，再次、選擇規(guī)定數(shù)L個的功率上位通道的方法也可以。此時，處理量增加了一些，但可用正確到來方向指向性接收時的通道接收功率進行通道檢索，提高通道檢索的性能。
通道檢測部10的其它動作，是前述的通道檢測部進行適當切換的動作。即亦，根據(jù)算出各到來通道的到來方向的角度寬度的角度寬度算出結果，切換動作。圖7表示本發(fā)明的實施例1的通道檢測部10的搭載(步驟S106)的其它動作流程圖。通道檢測部10檢測各到來通道的到來方向(步驟S601)，計算它們的角度寬度(步驟S602)，與規(guī)定值進行比較(步驟S603)。通道檢測部10，在角度寬度小于規(guī)定值時，將到來通道的到來方向的平均值作為所有的通道的到來方向(步驟S604)。當角度寬度大于規(guī)定值時，分別輸出到來通道的到來方向(步驟S605)。這樣就能根據(jù)角度寬度對到來通道的方向推定及接收時間檢測進行適當?shù)那袚Q。
如前所述，按照本實施例，可根據(jù)相關演算部的相關演算值生成每一延遲界面，此外，由于該空間的分解能力使相關演算部后段的加權系數(shù)乘算部的數(shù)增加，所以可進行任意設定。該方法使無線接收部后段的指向性波束數(shù)增加，根據(jù)該波束數(shù)進行相關演算，此外，通過計算延遲界面，演算量不大，無須增加硬件規(guī)模。
這樣，在采用指向性波束進行通道檢索的場合，也能使通道的到來方向的依存性減低，不論通道從哪方向到來，都可對通道的方向及時間進行高精度檢測。
此外，陣列式天線是等間隔直線陣列形狀時，如同在(Unitary ESPRIT Howto Obtain Increased Estimation Accuracy With Reduced ComputationalBurden IEEE TRANSACTIONS ON SIGNAL PROCESSING，VOL，43，NO。MAY 1995，PP1232-1242)中揭示的那樣，采用表示對方位θ的陣列式天線的復數(shù)應答的導向矢量a2(θ)的相位的共用中心對稱性，如式12所示，采用N次正方行列的單一行列QN，可適應將導向矢量實數(shù)化的方法。此外，a2(θ)是將相位中心放在陣列中心時的導向矢量。b(θ)是被實數(shù)化的導向矢量，可如同式14那樣表示。此外，QN可如式13所示那樣，滿足式2的性質。這樣，在垂直多波束形成部4，將QN作為垂直波束生成行列使用，在加權系數(shù)乘算部81～8N，將b(θ)作為加權系數(shù)矢量使用，對加權系數(shù)乘算部中的乘算處理可從復數(shù)乘算變?yōu)閷崝?shù)乘算，處理量可大約減半。這里，d是天線單元的間隔，λ是載波波長。b(θ)=QNHa2(θ)----(12)]]>Q2K=12IKjIKIIK-jIIK]]>(N＝2K時)Q2K+1=12IK0jIK020IIK0-jIIK]]>(N＝2K+1時) N為偶數(shù)時b(θ)=2[cos(N-12μ),…cos(μ2),-sin(N-12μ),…,-sin(μ2)]T]]>當N為奇數(shù)時b(θ)=2[cos(N-12μ),…,cos(μ),12,-sin(N-12μ),…,-sin(μ)]T]]>這里μ=-2πλ-dsinθ----(14)]]>此外，在垂直多波束形成部4生成的波束數(shù)，可設定在比陣列單元數(shù)小的波束數(shù)。此時，可抑制通道檢索的精度的下降，還可減低相關演算部的數(shù)在加權系數(shù)乘算部的乘算次數(shù)、減低電路規(guī)模。
此外，延遲界面生成部，將生成的延遲界面經(jīng)規(guī)定次數(shù)平均化后輸出時，通道變化的追隨性下降，但可減低干擾的影響，進行更穩(wěn)定的通道檢索動作。
實施例2圖8表示本發(fā)明的實施例2的通道檢索電路的構成方框圖。與實施例1的不同部分是，增加了選擇相關演算部61～6M的輸出的波束選擇部，并根據(jù)該輸出，加權系數(shù)乘算部81～8Nb進行加權系數(shù)乘算。以下，主要說明與實施例1不同的部分。由天線11～1N接收的高頻信號，在設置于各天線11～1N的無線接收部21～2N，生成經(jīng)依次進行高頻放大、頻率變換、正交檢波及A/D變換得到的基頻信號31～3N，輸入垂直多波束形成部4。垂直多波束4，在各天線單元得到的基頻信號31～3N上乘以復系數(shù)，對相互垂直的多個(M個)的波束加權系數(shù)進行乘算。
在各相關演算部61～6M，多波束信號51～5M被分別輸入。導頻信號發(fā)生部7生成預先埋入接收信號中的已知信號(以下導頻信號)。相關演算部61～6M進行與導頻信號的相關演算。
這里，將導頻信號取為r(s)。這里，s＝1～Np。這里，Np被作為導頻信號的符號數(shù)。第m相關演算部6M，對多波束信號5M進行如式4的相關演算。此時，僅以相當于相關演算部6M進行通道檢索的時間范圍內的取樣數(shù)Ts的次數(shù)、使開始相關演算的取樣時間p變化。這里，p＝1～Ts。
波束選擇部20，從M個相關演算部61～6M的輸出中選擇、輸出能得到最大功率或最大SIR的多波束信號，及與之鄰接的多波束信號。
加權系數(shù)乘算部81～8N，采用根據(jù)波束選擇部20中的選擇波束生成的垂直波束部分行列，對被選擇的相關矢量值進行加權系數(shù)乘算。此時，加權系數(shù)乘算部81～8N，在波束選擇部20中的選擇波束序號為Mo、選擇的鄰接波束數(shù)為c時、采用從垂直波束生成行列W的(Mo-c)行取出(Mo+c)行的(2×C+1)行N列的垂直波束部分行列Ws，第k加權系數(shù)乘算部8K，求出式15表示的加權系數(shù)矢量us(θ)，用該us(θ)如同式16表示那樣進行加權系數(shù)乘算。此外，k＝1～Nb。
H表示復數(shù)公用轉置。此外，θk處于選擇波束方向的范圍外時，可作為不進行加權系數(shù)乘算的構成。此時，加權系數(shù)乘算部81～8N，可減低加權系數(shù)乘算次數(shù)，減低電路規(guī)模。此外，選擇波束序號小于c時，最大波束序號Mo＝c+1。相同，選擇波束序號大于(Mo-c)時，Mo＝Mo-c。
us(θ)＝Wsa(θ) (15)y(p，θk)＝usH(θk)hs(p)(16)這里，hs(p)是將相關演算部61～6M得到的取樣時間p作為相關演算的開始點的相關演算值，從相關演算值矢量h(p)＝[h1(p)h2(p)…h(huán)m(p)]T的第(Mo-c)要素取出(Mo+c)要素的子矢量。
延遲界面生成部91～9N，分別根據(jù)加權系數(shù)乘算部81～8Nb得到的y(p，θk)生成延遲界面。這里，p＝1～Ts，k＝1～Nb。延遲界面，取p＝1～Ts的y(p，θk)的絕對值或平方值，求得與各時間的通道功率成比例的值。由(式2)的性質，第k的延遲界面生成部9k，與使主波束向著θk方向時的加權系數(shù)a(θk)得到的延遲界面等價，因此，無線基站裝置在應覆蓋的角度范圍內，決定各θk范圍。此外，該角度間隔，由必要的通道的到來角度分解能力決定。陣列單元數(shù)越多，通道的分解能力提高，使θk的角度間隔狹窄，可獲得更高精度的通道檢索。
通道檢測部10，通過與實施例1說明的相同動作輸出通道時間及到來方向信息。這里說明從略。
這樣，按照本實施例，波束選擇部，可從垂直多波束形成部4的指向性接收得到的信號中預先檢測粗略的通道到來方向。此后的加權系數(shù)乘算部，在粗略的通道方向的周邊范圍可檢測指向性波束中的延遲界面，可實現(xiàn)提高方向推定精度的通道檢索。此外，根據(jù)指向性波束正對到來通道方向得到的延遲界面檢測通道到來時間。這樣，可提高通道檢索精度。陣列式天線設置在很高處時，對到來通道的角度寬度在10度左右內的情況進行實驗。在本實施例，加權系數(shù)乘算部，推定粗略的通道到來方向，可在通道不到來方向上進行不使延遲界面形成的動作。此時，本實施例的使用特別有效。
此外，在本實施例，延遲界面生成部，可根據(jù)相關演算部的相關演算值生成每一指向性的延遲界面，此外，該空間的分解能力，使相關演算部的后段的加權系數(shù)乘算部的數(shù)增加，所以，可任意設定。另外，與使無線接收部的后段的指向性波束增加、對應于該波束數(shù)進行相關演算、然后計算延遲界面的方法比較，這種方法演算量少、不用增加硬件規(guī)模。
此外，延遲界面生成部，可將生成的延遲界面經(jīng)規(guī)定次數(shù)平均化后輸出，此時，通道變化的追隨性下降，但可減低干擾的影響，進行更穩(wěn)定的通道檢索動作。
實施例3圖9表示本發(fā)明的實施例3的通道檢索電路的構成方框圖。與實施例1的不同部分是，對無線接收裝21～2N輸出的各基頻信號，設置與導頻信號進行相關演算的相關演算部611～61N，對該相關演算值輸出，設置垂直多波束形成部41，加權系數(shù)乘算部811～81N。以下，以與實施例1不同的部分為主，參照圖9，圖10進行說明。圖10表示本發(fā)明實施例3的通道檢索電路的動作流程圖。
在如圖9所示的通道檢索電路，天線11～1N接收的高頻信號，在設置于各天線11～1N的無線接收部21～2N依次進行高頻放大、頻率變換、正交檢波及A/D變換。結果，生成基頻信號31～3N(步驟S201)，被輸入到N個相關演算部611～61N。
在各相關演算部611～61N，分別輸入基頻信號31～3N。導頻信號發(fā)生部7b生成預先埋入接收信號的已知信號(以下導頻信號)。相關演算部611～61N進行與導頻信號的相關演算(步驟S202)。例如，在CDMA通信方式場合，相關演算部611～61N，用加密符號及擴散符號作逆擴散處理后，進行與導頻信號的相關演算。此外，在TDMA通信方式場合，相關演算部611～61N，進行與基頻信號及導頻信號間的相關演算。
這里，將取樣時間kT的第n基頻信號3n取為xn(k)，將導頻信號取為r(s)。這里，s＝1～Np。這里，Np作為導頻信號的符號。第n相關演算部61n，對基頻信號3n進行如式17的相關演算，僅以相當于進行通道檢索的時間范圍內的取樣數(shù)Ts的次數(shù)、使開始相關演算的取樣時間p變化。這里，p＝1～Ts，No是對符號的超過樣品數(shù)。hn(p)=Σs=1Npxn(p+No·(s-1))r*(s)----(17)]]>下面，垂直多波束形成部4b，對相關演算部6b的各輸出乘以復數(shù)系數(shù)，對相互垂直的多個(M個)波束加權系數(shù)進行乘算，形成垂直多波束(步驟S203)。
作為垂直多波束的一例，如實施例1中說明的那樣，例如，有FFT(高速傅立葉變換)波束。此時的垂直波束生成行列W，可以如式1表示的那樣。
這里，將取樣時間p的第n相關演算部61N的輸出表示為hn(p)，以垂直多波束形成部4b的輸出的第m的波束接收的多波束信號51M，可用式18表示。這里，p＝1～Ts。(這里，n＝1～N)Bm(p)=Σn-1NWmn*hn(p)----(18)]]>
下面，加權系數(shù)乘算部811～81N，將垂直多波束形成部41得到的多波束信號511～51M作為輸入，乘以各不同的加權系數(shù)矢量(步驟S204)。這里，將多波束信號511～51M的取樣時間p的輸出表示為B(p)＝[B1(p)B2(p)…Bm(p)]T。第k的加權系數(shù)乘算部81k，如式19表示的那樣，將復系數(shù)構成的加權系數(shù)矢量u(θk)與相關演算值矢量進行乘算。此外，k＝1～Nb，H表示公用轉置。
y(p，θk)＝uH(θk)B(p) (19)這里，加權系數(shù)矢量u(θ)，在作為N單元陣列式天線中主波束對著θ方向的指向性波束加權系數(shù)矢量a(θ)時，利用垂直波束生成行列W，得到如式6所示那樣。
下面，延遲界面生成部91～9N，分別根據(jù)加權系數(shù)乘算部811～81Nb得到的y(p，θk)生成延遲界面(步驟S205)。這里，p＝1～Ts，k＝1～Nb。延遲界面，取p＝1～Nb的y(p，θk)的絕對值或平方值，求得與各時間的通道功率成比例的值。第k的延遲界面生成部9k生成的延遲界面，由式2的性質，與使主波束向著θk方向時的加權系數(shù)a(θk)得到的延遲界面等價，因此，無線基站裝置在應覆蓋的角度范圍內，決定各θk范圍。此外，該角度間隔，由必要的通道的到來角度分解能力決定。陣列單元數(shù)越多，通道的分解能力提高，使θk的角度間隔狹窄，因此，可獲得更高精度的通道檢索。
通道檢測部10，從延遲界面生成部91～9N得到的各θk方向的延遲界面、選擇以用于傾角合成的最大引向桿數(shù)作為規(guī)定數(shù)的功率上位通道，并輸出被選擇的通道時間及到來方向信息(步驟S206)。
通道檢測部10，通過與實施例1中相同的動作輸出通道時間及到來方向信息。這里說明從略。
如前所述，按照本實施例，可根據(jù)相關演算部的相關演算值生成每一指向性的延遲界面，此外，該空間的分解能力，使相關演算部的后段的加權系數(shù)乘算部的數(shù)增加，所以，可任意設定。另外，與使無線接收部的后段的指向性波束增加、對應于該波束數(shù)進行相關演算、然后計算延遲界面的方法比較，這種方法演算量少、不用增加硬件規(guī)模。
這樣，在采用指向性波束進行通道檢索的場合，也能使通道的到來方向的依存性減低，不論通道從哪方向到來，都可對通道的方向及時間進行高精度檢測。
此外，陣列式天線是等間隔直線陣列形狀時，如同在實施例1中說明的那樣，采用表示對方位θ的陣列式天線的復數(shù)應答的導向矢量a2(θ)的相位的共用中心對稱性，如式12所示，求得N次正方行列的單一行列QN，利用該行列QN、可適應將導向矢量實數(shù)化的方法。此時，在垂直多波束形成部4b，作為垂直波束生成行列W，采用如式13表示的QN。此外，在加權系數(shù)乘算部811～81N，作為加權系數(shù)矢量u(θ)，可采用式14表示的b(θ)。這樣，加權系數(shù)乘算部中的乘算處理，不是復數(shù)乘算變，而是為實數(shù)乘算，具有處理量可大約減半的效果。
此外，在垂直多波束形成部4生成的波束數(shù)，可設定在比陣列單元數(shù)小的波束數(shù)。此時，可抑制通道檢索的精度下降，可減低相關演算部的數(shù)在加權系數(shù)乘算部的乘算次數(shù)，從而減低電路規(guī)模。
此外，延遲界面生成部，可將生成的延遲界面經(jīng)規(guī)定次數(shù)平均化后輸出。此時，通道變化的追隨性下降，但可減低干擾的影響，進行更穩(wěn)定的通道檢索動作。
實施例4圖11表示本發(fā)明的實施例4的通道檢索電路的構成方框圖。本實施例表示與實施例3的別的構成。與實施例3的不同部分是，增加了選擇由垂直多波束形成部41得到的多波束信號相511～51M的輸出的波束選擇部201，并根據(jù)該輸出，并在加權系數(shù)乘算部811～81N進行加權系數(shù)乘算。以下，主要說明與實施例1不同的部分。
在圖11表示的通道檢索電路，由天線11～1N接收的高頻信號，在設置于各天線11～1N的無線接收部21～2N，經(jīng)依次進行高頻放大、頻率變換、正交檢波及A/D變換。結果，生成基頻信號31～3N，輸入到N個相關演算部611～61N。
在各相關演算部611～61N，基頻信號31～3N被分別輸入。導頻信號發(fā)生部71生成預先埋入接收信號中的已知信號(以下導頻信號)。
相關演算部611～61N進行與導頻信號的相關演算。
這里，將取樣時間kT的第n基頻信號3N取為xn(k)，導頻信號取為r(s)。這里，s＝1～Np。這里，Np被作為導頻信號的符號數(shù)。第n相關演算部61n，對基頻信號3n進行如式17的相關演算。此時，僅以相當于進行通道檢索的時間范圍內的取樣數(shù)Ts的次數(shù)、使開始相關演算的取樣時間p變化。
垂直多波束形成部41，對相關演算部61的各輸出乘以復數(shù)系數(shù)，對相互垂直的多個(M個)波束加權系數(shù)進行乘算。
作為垂直多波束的一例，如實施例1中說明的那樣，例如，有FFT(高速傅立葉變換)波束。此時的垂直波束生成行列W，可以如式1表示的那樣。
這里，將取樣時間p的第n相關演算部61N的輸出表示為hn(p)，以垂直多波束形成部41的輸出的第m的波束接收的多波束信號51M，可用式18表示。
波束選擇部20，從M個相關演算部61～6M的輸出中選擇、輸出能得到最大功率或最大SIR的多波束信號，及與之鄰接的多波束信號。
加權系數(shù)乘算部811～81N，采用根據(jù)波束選擇部201中的選擇波束生成的垂直波束部分行列，對被選擇的相關矢量值進行加權系數(shù)乘算。此時，在波束選擇部20中的選擇波束序號為Mo、選擇的鄰接波束數(shù)為c時、采用從垂直波束生成行列W的(Mo-c)行取出(Mo+c)行的(2×C+1)行N列的垂直波束部分行列Ws，第k加權系數(shù)乘算部8K，求出式15表示的加權系數(shù)矢量us(θ)，用該us(θ)，如同式20表示那樣進行加權系數(shù)乘算。此外，k＝1～Nb。H表示復數(shù)公用轉置。此外，θk處于選擇波束方向的范圍外時，可作為不進行加權系數(shù)乘算的構成。此時，可減低加權系數(shù)乘算次數(shù)，減低電路規(guī)模。此外，選擇波束序號小于c時，最大波束序號Mo＝c+1。相同，選擇波束序號大于(Mo-c)時，Mo＝Mo-c。
y(p，θk)＝usH(θk)Bs(p) (20)這里，Bs(p)，是從垂直多波束形成部41得到多波束信號511～51M的輸出用多波束信號矢量B(p)＝[B1(p)B2(p)…Bm(p)]T表示時的第(Mo-c)要素中取出(Mo+c)要素的子矢量。
延遲界面生成部91～9N，分別根據(jù)加權系數(shù)乘算部811～81N得到的y(p，θk)生成延遲界面。這里，p＝1～Ts，k＝1～Nb。延遲界面，取p＝1～Nb的y(p，θk)的絕對值或平方值，求得與各時間的通道功率成比例的值。第k的延遲界面生成部9k生成的延遲界面，由式2的性質，與使主波束向著θk方向時的加權系數(shù)a(θk)得到的延遲界面等價，因此，無線基站裝置在應覆蓋的角度范圍內，決定各θk范圍。此外，該角度間隔，可由必要的通道的到來角度分解能力決定。陣列單元數(shù)越多，通道的分解能力提高，使θk的角度間隔狹窄，可獲得更高精度的通道檢索。
通道檢測部10，通過與實施例1說明的相同動作輸出通道時間及到來方向信息。這里說明從略。
如前所述，按照本實施例，波束選擇部，可從垂直多波束形成部4b的指向性接收得到的信號中預先檢測粗略的通道到來方向。此外，此后的加權系數(shù)乘算部，在粗略的通道方向的周邊范圍，可檢測指向性波束中的延遲界面，可實現(xiàn)提高方向推定精度的通道檢索。此外，根據(jù)指向性波束正對到來通道方向得到的延遲界面檢測通道到來時間。這樣，可提高通道檢索精度。陣列式天線設置在很高處時，對到來通道的角度寬度在10度左右內的情況進行實驗。在本實施例，通道檢測部，推定粗略的通道到來方向，可在通道不到來方向上進行不使延遲界面形成的動作。此時，本實施例的使用特別有效。
此外，在本實施例，可根據(jù)相關演算部的相關演算值生成每一指向性的延遲界面，此外，該空間的分解能力，使相關演算部的后段的加權系數(shù)乘算部的數(shù)增加，所以，可任意設定。另外，與使無線接收部的后段的指向性波束增加、對應于該波束數(shù)進行相關演算、然后計算延遲界面的方法比較，這種方法演算量少、不用增加硬件規(guī)模。
此外，延遲界面生成部，可將生成的延遲界面經(jīng)規(guī)定次數(shù)平均化后輸出，此時，通道變化的追隨性下降，但可減低干擾的影響，進行更穩(wěn)定的通道檢索動作。
實施例5圖12表示本發(fā)明的實施例1的通道檢索電路的別的構成方框圖。與實施例1不同部分在于，增加了補正陣列單元間耦合及無線接收部間的相位振幅的偏差的補正行列生成部30，補正行列Wc被輸入到垂直多波束形成部4。以下，主要對與實施例1不同點進行說明。
由天線11～1N接收的高頻信號，在設置于各天線11～1N的無線接收部21～2N，經(jīng)依次進行高頻放大、頻率變換、正交檢波及A/D變換。結果，生成基頻信號31～3N，輸入到垂直多波束形成部4。
補正行列生成部30，生成補正陣列單元間耦合及無線接收部間的相位振幅的偏差的行列。進行陣列單元間耦合的N次的補正行列C1的生成，可通過在電波暗室測定陣列式天線部單獨的特性獲得。詳細，在文獻Sensor-ArrayCalibration Using a Maximum-Likelihood Approach，IEEE TRANSATIONS ONANTENNAS AND PROPAGATION，VOL.44，NO.6，JUNE 1996，PP827-835已有揭示，這里說明從略。
無線接收部的相位振幅的偏差的補正方法，例如，在特許公開2001-86049號公報已有揭示。該方法，經(jīng)無線接收部的前段的耦合器，重疊校正信號，此外，計算相對于作為基準的基頻信號(例如，3-1)的別的基頻信號(3-k)、在k＝2～N條件下的周期性的相位差φk與振幅差Ak。將這些相位差與振幅差用復數(shù)數(shù)值表示時的復數(shù)公用值就是作為補正值。作為N次的行列C2表現(xiàn)的場合，可用式21表示。 垂直多波束形成部4，將補正行列生成部30得到的補正行列Wc與垂直波束行列W進行乘算、加以補正后，對各天線單元得到的基頻信號31～3N、用加以補正的復數(shù)系數(shù)進行乘算，使相互垂直的多個(M個)的波束加權系數(shù)進行乘算。此時，加以補正的垂直波束行列W2可用式22表示。
W2＝W Wc＝WC1C2(22)以下的動作，與實施例1相同，說明從略。
如前所述，按照本實施例，由于增加補正陣列單元間耦合及無線接收部間的相位振幅的偏差的補正行列生成部30、用補正行列Wc對垂直多波束形成部4進行乘算，可保持近理想的波束形狀。這樣，除了實施例1的效果，還能夠防止通道檢索電路中通道檢測精度的下降。
此外，在本實施例，同時對補正陣列單元間耦合及無線接收部間的相位振幅的偏差的方法進行說明。其中的任一方的情況都可以。即亦，C1，C2中的任一個被看作N次的單位行列都可相同處理。
此外，在本實施例，對實施例1中增加補正行列生成部30的構成進行說明。即使是別的實施例2～4中的任一構成，也可通過用其補正行列Wc對垂直多波束形成部4進行乘算，獲得相同的效果。
實施例6圖13表示本發(fā)明的實施例6的無線接收裝置的構成方框圖。該無線接收裝置，根據(jù)本發(fā)明的實施例1～5的中的任一個的通道檢索電路39中的通道檢索的結果，決定通道分離，再進行接收指向性波束形成。在通道檢索電路39中的動作，以前已經(jīng)說明，下面，以通道檢索電路以外部分為主進行說明。此外，這里處理的是符號擴散多重通道(CDMA)通信方式中的動作。
從陣列式天線1形成的高頻信號到變換成為基頻信號31～3N的動作，與逆擴散部401～40N，根據(jù)對通道檢索電路39檢測的L個多通道成分(以下，作為第1通道～第L通道)的時間信息進行逆擴散處理。即亦，逆擴散部401～40L，在天線11～1N上與到來的各通道的接收時間對應進行逆擴散處理。這樣，從天線11～1N分配到通道數(shù)部分，利用對連接的通道p的逆擴散部40p1～40pN，天線11～1N接收的第p通道的信號被分別取出。這里，p＝1～L。
通道接收波束形成部411～41M，對通道檢索電路39檢測的L個多通道成分，生成對著從陣列式天線1的主波束用通道檢索電路檢測的各通道方向的波束加權系數(shù)矢量，并與逆擴散部401～40L進行乘算。即亦，將對第p方向的加權系數(shù)矢量作為Wp時，通道接收波束形成部通過對逆擴散部40p1～40pN的輸出進行乘算，輸出陣列合成信號zp(k)。這里，p＝1～L。作為波束加權系數(shù)矢量Wp，例如，采用導向矢量a(θ)，切比雪夫波束，最大合成波束等。傾角合成部42，分別用頻道推定值h1’～hL’的復數(shù)公用值(h1’)*～(hL’*)與對第1～L的陣列合成信號z1(k)～zL(k)進行乘算，回性變動值h1～hL被補償后，進行傾角合成。傾角合成的信號，在數(shù)據(jù)判斷部43作符號判斷，這樣得到接收數(shù)據(jù)。
這樣，按照本實施例，根據(jù)通道檢索電路39的通道檢索結果的通道時間及通道方向信息，可將通道分離、將指向性對著通道方向接收。這樣，可減低干擾波，使高品質的通信成為可能。
此外，按照本實施例，無線接收裝置，可在通道檢索電路39檢測的通道時間，在每通道檢測的通道方向上形成指向性波束，從通道檢索電路檢測的延遲界面、在提供最大SNR的通道到來方向上形成通道共同的指向性波束。
此外，按照本實施例，將通道檢索電路39用于無線接收裝置，也可用于無線發(fā)射裝置。此時，無線發(fā)射裝置，按通道檢索電路得到的通道方向的指向性發(fā)射，對應于每通道的指向性，按規(guī)定數(shù)的接收功率上位的通道方向的指向性發(fā)射?；?，只在提供最大接收通道功率方向、最大SNR的通道方向、或到來通道的平均到來通道方向上進行帶指向性的發(fā)射。
此外，按照本實施例，對作為多重方式使用CDMA方式的通信系統(tǒng)中使用的基站裝置進行說明。不限于此。本發(fā)明，也可適用于在采用TDMA方式及OFDM方式的多重方式的通信系統(tǒng)中使用的基站裝置。
此外，按照本實施例，無線接收裝置，采用傾角合成，通過各通道，對到來的信號進行合成。但是，不限于此，在本發(fā)明，如采用通過各通道在每一天線合成到來信號的方法，任何合成方法都可用。
如前所述，按照本發(fā)明，根據(jù)相關演算部的相關演算值，可生成每指向性的延遲界面。此外，其空間分解能力，由于使相關演算部的后段的加權系數(shù)乘算部的數(shù)增加，可提供能任意設定的通道檢索電路。此外，與使無線接收部的后段的指向性波束增加、對應于該波束數(shù)進行相關演算、然后計算延遲界面的方法比較，這種方法演算量少、不用增加硬件規(guī)模。這樣，可提供即使在采用指向性波束進行通道檢索時、也能夠使通道的到來方向的依存性減低，而且無論從哪個方向到來、都能高精度地檢測通道的方向及時間的通道檢索電路。
權利要求
1.一種通道檢索電路，其特征在于，包括(a)把分別利用多個無線接收部解調由多個天線接收的多個高頻信號而得到的多個基頻信號、與對所述基頻信號相互垂直的與多個指向性有關的第1加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，(b)對所述垂直多波束形成部的各輸出與預定的信號進行相關演算的相關演算部，(c)將所述相關演算部的輸出與第2加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，(d)從所述加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，以及(e)從所述延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部。
2.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，包括比較所述相關演算部的各輸出電平、只選擇輸出預定個數(shù)的相關演算部的輸出的波束選擇部，所述加權系數(shù)乘算部，對所述波束選擇部選擇的相關演算部的輸出與所述第2加權系數(shù)進行乘算。
3.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第2加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，包括對所述延遲界面生成部生成的多個延遲界面進行功率合成的延遲界面功率合成部，所述通道檢測部從所述延遲界面功率合成部的輸出中檢測所述到來通道的接收時間。
4.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第2加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，所述通道檢測部，從多個的所述延遲界面通過選擇每一接收時間中的最大功率值、檢測所述到來方向。
5.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第2加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，所述通道檢測部，從多個的所述延遲界面通過選擇每一接收時間中的最大功率值檢測所述到來方向，而且從以每一接收時間中的最大功率值為基礎生成的延遲界面檢測所述到來通道的接收時間。
6.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第2加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，包括對所述延遲界面生成部生成的多個的延遲界面進行功率合成的延遲界面功率合成部，所述通道檢測部，從所述延遲界面功率合成部的輸出中檢測到來通道的接收時間，以所述到來通道的各接收時間的所述加權系數(shù)乘算部的輸出為基礎進行到來方向的推定。
7.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第2加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，所述通道檢測部，從多個的所述延遲界面中檢測超過用于合成所述到來通道的功率的、功率上位的最大通道數(shù)的個數(shù)的到來通道的接收時間，以所述各到來通道的接收時間的所述多個加權系數(shù)乘算部的輸出為基礎進行到來方向的推定，以向著所述到來方向的指向性接收功率高的順序檢測小于最大通道數(shù)的到來通道的接收時間及到來方向。
8.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第2加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，包括對所述延遲界面生成部生成的多個的延遲界面進行功率合成的延遲界面功率合成部，所述通道檢測部，從所述延遲界面功率合成部的輸出中檢測超過用于合成所述到來通道的功率的、功率上位的最大通道數(shù)的個數(shù)的到來通道的接收時間，以所述各到來通道的接收時間的所述多個加權系數(shù)乘算部的輸出為基礎進行到來方向的推定，以向著所述到來方向的指向性接收功率高的順序檢測小于最大通道數(shù)的到來通道的接收時間及到來方向。
9.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，包括對所述通道檢測部檢測的各到來通道的到來方向的角度寬度進行計算的角度寬度計算部，以及在所述角度寬度小于規(guī)定值時，將所述到來通道的到來方向的平均值作為所有通道的到來方向的角度寬度判斷部。
10.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第1加權系數(shù)，是對補正所述多個無線接收部間的振幅相位偏差的補正系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)。
11.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第1加權系數(shù)，是對補正構成所述天線的天線器件間的耦合的補正系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)。
12.如權利要求1所述的通道檢索電路，其特征在于，所述延遲界面，是將所述延遲界面生成部以規(guī)定次數(shù)生成的延遲界面進行平均化的延遲界面。
13.一種通道檢索電路，其特征在于，包括(a)把分別利用多個無線接收部解調由多個天線接收的多個高頻信號而得到的多個基頻信號、與對所述基頻信號預定的信號進行相關演算的相關演算部，(b)將所述相關演算部的輸出和與相互垂直的、與多個的指向性有關的第3加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，(c)將所述垂直多波束形成部的輸出與第4加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，(d)從所述加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，以及(e)從所述延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部。
14.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，包括比較所述垂直多波束形成部的各輸出電平，只選擇輸出預定的個數(shù)的垂直多波束形成部的輸出的波束選擇部，所述加權系數(shù)乘算部，對所述波束選擇部選擇的垂直多波束形成部的輸出與第4加權系數(shù)進行乘算。
15.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第4加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，包括對所述延遲界面生成部生成的多個的延遲界面進行功率合成的延遲界面功率合成部，所述通道檢測部，從所述延遲界面功率合成部的輸出中檢測所述到來通道的接收時間。
16.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第4加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，所述通道檢測部，從多個的所述延遲界面通過選擇每一接收時間中的最大功率值檢測到來方向。
17.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第4加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，所述通道檢測部，從多個的所述延遲界面通過選擇每一接收時間中的最大功率值檢測所述到來方向，而且從以每一接收時間中的最大功率值為基礎生成的延遲界面檢測所述到來通道的接收時間。
18.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第4加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，包括對所述延遲界面生成部生成的多個的延遲界面進行功率合成的延遲界面功率合成部，所述通道檢測部，從所述延遲界面功率合成部的輸出中檢測到來通道的接收時間，以所述到來通道的各接收時間的所述加權系數(shù)乘算部的輸出為基礎進行到來方向的推定。
19.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第4加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，所述通道檢測部，從多個的所述延遲界面中檢測超過用于合成所述到來通道的功率的、功率上位的最大通道數(shù)的個數(shù)的到來通道的接收時間，以所述各到來通道的接收時間的所述多個加權系數(shù)乘算部的輸出為基礎進行到來方向的推定，以向著所述到來方向的指向性接收功率高的順序檢測小于最大通道數(shù)的到來通道的接收時間及到來方向。
20.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第4加權系數(shù)，是形成主波束方向不同的指向性的加權系數(shù)，包括對所述延遲界面生成部生成的多個的延遲界面進行功率合成的延遲界面功率合成部，所述通道檢測部，從所述延遲界面功率合成部的輸出中檢測超過用于合成所述到來通道的功率的、功率上位的最大通道數(shù)的個數(shù)的到來通道的接收時間，以所述各到來通道的接收時間的所述多個加權系數(shù)乘算部的輸出為基礎進行到來方向的推定，以向著所述到來方向的指向性接收功率高的順序檢測小于最大通道數(shù)的到來通道的接收時間及到來方向。
21.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，包括對所述通道檢測部檢測的各到來通道的到來方向的角度寬度進行計算的角度寬度計算部，以及在所述角度寬度小于規(guī)定值時，將所述到來通道的到來方向的平均值作為所有通道的到來方向的角度寬度判斷部。
22.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第3加權系數(shù)，是對補正所述多個無線接收部間的振幅相位偏差的補正系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)。
23.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，所述第3加權系數(shù)，是對補正構成所述天線的天線器件間的耦合的補正系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)。
24.如權利要求13所述的通道檢索電路，其特征在于，所述延遲界面，是將所述延遲界面生成部以規(guī)定次數(shù)生成的延遲界面進行平均化的延遲界面。
25.一種無線接收裝置，其特征在于，包括輸入來自多個天線的信號的天線信號輸入部，將輸入到所述天線信號輸入部的高頻信號解調為基頻信號的多個無線接收部，與對所述基頻信號相互垂直的與多個指向性有關的第1加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，對所述垂直多波束形成部的各輸出與預定的信號進行相關演算的相關演算部，將所述相關演算部的輸出與第2加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，從所述加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，從所述延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部，在所述通道檢測部檢測的到來通道的接收時間將通道從所述基頻信號中分離出來的通道分離部，在由所述通道分離部分離的所述每一通道中，在所述到來通道的到來方向形成指向性波束的通道接收波束生成部，以及將所述通道接收波束生成部的輸出信號進行合成接收的通道合成部。
26.如權利要求25所述的無線接收裝置，其特征在于，所述通道接收波束生成部，在從所述延遲界面提供最大信噪比的通道到來方向上形成指向性波束。
27.如權利要求25所述的無線接收裝置，其特征在于，所述通道接收波束生成部，在從所述延遲界面提供最大接收功率的通道到來方向上形成指向性波束。
28.一種無線接收裝置，其特征在于，包括輸入來自多個天線的信號的天線信號輸入部，將輸入到所述天線信號輸入部的高頻信號解調為基頻信號的多個無線接收部，對所述基頻信號進行與預定信號進行相關演算的相關演算部，將所述相關演算部的輸出與相互垂直的與多個指向性有關的第3加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，對所述垂直多波束形成部的各輸出與第4加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，從所述加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，從所述延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部，在所述通道檢測部檢測的到來通道的接收時間將通道從所述基頻信號中分離出來的通道分離部，在由所述通道分離部分離的所述每一通道中，在所述到來通道的到來方向形成指向性波束的通道接收波束生成部，以及將所述通道接收波束生成部的輸出信號進行合成接收的通道合成部。
29.如權利要求28所述的無線接收裝置，其特征在于，所述通道接收波束生成部，在從所述延遲界面提供最大信噪比的通道到來方向上形成指向性波束。
30.如權利要求28所述的無線接收裝置，其特征在于，所述通道接收波束生成部，在從所述延遲界面提供最大接收功率的通道到來方向上形成指向性波束。
31.一種無線發(fā)射裝置，其特征在于，包括輸入來自多個天線的信號的天線信號輸入部，將輸入到所述天線信號輸入部的高頻信號解調為基頻信號的多個無線接收部，與對所述基頻信號相互垂直的與多個指向性有關的第1加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，對所述垂直多波束形成部的各輸出與預定的信號進行相關演算的相關演算部，將所述相關演算部的輸出與第2加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，從所述加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，從所述延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部，以及在所述通道檢測部檢測的到來通道的到來方向上形成并發(fā)射指向性波束的指向性波束發(fā)射部。
32.如權利要求31所述的無線發(fā)射裝置，其特征在于，所述指向性波束發(fā)射部在所述到來通道中最大接收功率的通道方向上形成并發(fā)射指向性波束。
33.如權利要求31所述的無線發(fā)射裝置，其特征在于，所述指向性波束發(fā)射部在所述到來通道中規(guī)定數(shù)的接收功率上位的通道方向上形成并發(fā)射指向性波束。
34.如權利要求31所述的無線發(fā)射裝置，其特征在于，所述指向性波束發(fā)射部在所述到來通道的平均到來通道方向上形成并發(fā)射指向性波束。
35.一種無線發(fā)射裝置，其特征在于，包括輸入來自多個天線的信號的天線信號輸入部，將輸入到所述天線信號輸入部的高頻信號解調為基頻信號的多個無線接收部，對所述基頻信號進行與預定信號進行相關演算的相關演算部，將所述相關演算部的輸出與相互垂直的與多個指向性有關的第3加權系數(shù)進行乘算的垂直多波束形成部，對所述垂直多波束形成部的各輸出與第4加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部，從所述加權系數(shù)乘算部的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部，從所述延遲界面檢測到來通道的接收時間與到來方向的通道檢測部，以及在所述通道檢測部檢測的到來通道的到來方向上形成并發(fā)射指向性波束的指向性波束發(fā)射部。
36.如權利要求35所述的無線發(fā)射裝置，其特征在于，所述指向性波束發(fā)射部在所述到來通道中最大接收功率的通道方向上形成并發(fā)射指向性波束。
37.如權利要求35所述的無線發(fā)射裝置，其特征在于，所述指向性波束發(fā)射部在所述到來通道中規(guī)定數(shù)的接收功率上位的通道方向上形成并發(fā)射指向性波束。
38.如權利要求35所述的無線發(fā)射裝置，其特征在于，所述指向性波束發(fā)射部在所述到來通道的平均到來通道方向上形成并發(fā)射指向性波束。
全文摘要
本發(fā)明相關的通道檢索電路，包括利用相互垂直的垂直多波束進行指向性接收的垂直多波束形成部4，對垂直多波束形成部4的各輸出與已知信號進行相關演算的相關演算部61～6M，對各相關演算部61～6M的輸出中變換成波束空間的加權系數(shù)進行乘算的加權系數(shù)乘算部81～8Nb，從加權系數(shù)乘算部81～8Nb的輸出信號生成延遲界面的延遲界面生成部91～9Nb，以及從延遲界面檢測到來通道的接收時間及到來方向的通道檢測部10。該通道檢索電路，利用指向性接收信號，可提高通道方向檢測精度，此外，還可減低通道時間檢測精度的方向依存性。
文檔編號H01Q3/26GK1452425SQ03110419
公開日2003年10月29日 申請日期2003年4月11日 優(yōu)先權日2002年4月12日
發(fā)明者岸上高明, 深川隆, 湯田泰明, 高草木惠二, 宮本昭司 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社