本申請(qǐng)是非臨時(shí)性的，根據(jù)美國(guó)法典第35卷第119條要求以下美國(guó)臨時(shí)申請(qǐng)的優(yōu)先權(quán)：2014年1月17日提出申請(qǐng)，序列號(hào)為61/928,621，名稱為“具有峰值電感電流控制和失調(diào)補(bǔ)償零檢測(cè)的低輸入電壓升壓轉(zhuǎn)換器”，在此通過引用將此美國(guó)臨時(shí)申請(qǐng)專門合并。

技術(shù)領(lǐng)域

一些實(shí)施例通常涉及低功率電路設(shè)計(jì)，特別涉及一種具有峰值電感電流控制和失調(diào)補(bǔ)償零檢測(cè)的低輸入電壓升壓轉(zhuǎn)換器。

有關(guān)聯(lián)邦政府資助研究的聲明

本發(fā)明是在政府通過國(guó)家科學(xué)基金會(huì)(National Science Foundation)頒發(fā)的第1035771號(hào)獎(jiǎng)和國(guó)家科學(xué)基金會(huì)納米系統(tǒng)工程研究中心協(xié)助中心(NSF NERC ASSIST Center)(EEC-1160483)的支持下完成的。政府對(duì)本發(fā)明享有當(dāng)然的權(quán)利。

背景技術(shù)：

通過電池或從環(huán)境采集功率進(jìn)行工作的低功率設(shè)備會(huì)產(chǎn)生很小的電流或電壓以延長(zhǎng)設(shè)備的工作時(shí)間。在施以很小的輸入電壓或電流時(shí)，升壓轉(zhuǎn)換器能夠產(chǎn)生比其輸入電壓更高的輸出電壓，并且通過這種方法，低功率設(shè)備能夠從很小的輸入中采集能量。但是，當(dāng)輸入電壓很低時(shí)，升壓轉(zhuǎn)換器電路中的失調(diào)會(huì)使得難以準(zhǔn)確地檢測(cè)到并使用很小的輸入電壓，并且升壓轉(zhuǎn)換器內(nèi)部的失配可能導(dǎo)致巨大的變化，以至于門元件的輸出在邏輯層被改變，因此造成升壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓不夠精準(zhǔn)。

各種外界的源都能夠用于采集能量，包括光、震動(dòng)、熱和射頻。能夠從戶外的日光實(shí)現(xiàn)能量采集。這些能量采集器通常在尺寸上相對(duì)較大。它們能夠用于在高電壓采集大量的功率(kW級(jí)別)。借助非常好的最大功率點(diǎn)跟蹤，這些能量采集器能夠達(dá)到很高的效率。與此相反，使用太陽能電池的微功率能量采集器包括無線傳感器網(wǎng)絡(luò)(WSN)或藍(lán)牙傳感器網(wǎng)絡(luò)(BSN)能量采集器。能夠?qū)⑺鼈冇糜诘凸β氏到y(tǒng)。由于太陽能電池體積更小、室內(nèi)光線條件中的環(huán)境光線較暗，因而這些采集器通常尺寸較小并且采集的能量非常少(μW級(jí)別)。另一種常用于BSN應(yīng)用的能量采集器是壓電采集器，用于從震動(dòng)中采集機(jī)械能量。這些能量采集器能夠采集10-100μW的可用功率。當(dāng)機(jī)械壓力作用于壓電材料時(shí)，就會(huì)產(chǎn)生電能。最近，已經(jīng)證明了壓電采集器適用于BSN。這些采集器能夠以80％以上的效率采集幾微瓦至一百微瓦的輸出功率。從可用的RF功率中采集能量是為BSN獲取能量的另一種方法，能夠提供足夠的能量來驅(qū)動(dòng)BSN。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明描述了用于從DC輸入電壓采集能量，并將其提升為更高的存儲(chǔ)的輸出電壓的升壓轉(zhuǎn)換器的系統(tǒng)、方法和裝置。能夠使用最大功率點(diǎn)跟蹤來控制轉(zhuǎn)換器，以針對(duì)其輸入源(例如熱電發(fā)電機(jī)(TEG)或光伏電池)進(jìn)行優(yōu)化。一種控制方案能夠用于升壓轉(zhuǎn)換器的低側(cè)開關(guān)，它基于輸入電壓V_IN的值改變開關(guān)導(dǎo)通的時(shí)間，使得峰值電感電流基本恒定，與V_IN和V_OUT一階無關(guān)。為了能夠同時(shí)允許低電壓和低功率，并因此實(shí)現(xiàn)高效，運(yùn)算比較器能夠用于高側(cè)開關(guān)控制中的零檢測(cè)，運(yùn)算比較器具有失調(diào)補(bǔ)償并設(shè)定占空比。

本發(fā)明中的一些實(shí)施例中包括升壓轉(zhuǎn)換器裝置。所述升壓轉(zhuǎn)換器包括被配置為通過電感電流的電感；操作性地耦合至所述電感的升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)，所述升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)被配置為在升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)被激活時(shí)接收輸入電壓并產(chǎn)生輸出電壓；操作性地耦合至所述升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)的開關(guān)控制電路。所述開關(guān)控制電路被配置為接收所述輸入電壓，并發(fā)送控制信號(hào)以激活所述升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)，以便維持峰值電流基本恒定。所述電感電流與輸入電壓和輸出電壓無關(guān)。

本發(fā)明中的一些實(shí)施例包括使用升壓轉(zhuǎn)換器從很低的輸入電壓中采集能量的方法。所述方法包括接收輸入電壓，并且產(chǎn)生兩個(gè)不重疊的、包括第一時(shí)鐘相位信號(hào)和第二時(shí)鐘相位信號(hào)的時(shí)鐘相位信號(hào)。所述方法進(jìn)一步包括操作升壓轉(zhuǎn)換器，以根據(jù)所述第一時(shí)鐘相位信號(hào)產(chǎn)生輸出電壓，同時(shí)維持電感的峰值電感電流基本恒定。所述電感電流與所述輸入電壓和所述輸出電壓無關(guān)。所述方法進(jìn)一步包括根據(jù)所述第二時(shí)鐘相位信號(hào)執(zhí)行失調(diào)抵消，以消除所述升壓轉(zhuǎn)換器的比較器的失調(diào)。

本發(fā)明中描述的一些實(shí)施例包括節(jié)能的升壓轉(zhuǎn)換裝置。所述裝置包括被配置為通過電感電流的電感；操作性地耦合至所述電感的升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)，所述升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)被配置為激活升壓轉(zhuǎn)換切換循環(huán)；以及操作性地耦合至所述電感和所述升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)的零檢測(cè)比較器。當(dāng)激活所述升壓轉(zhuǎn)換切換循環(huán)時(shí)，所述零檢測(cè)比較器被配置為被激活，用于對(duì)所述電感電流進(jìn)行零檢測(cè)，所述零檢測(cè)比較器還被配置為在完成所述零檢測(cè)后被停用。所述零檢測(cè)比較器進(jìn)一步包括失調(diào)抵消部件，所述失調(diào)抵消部件被配置為消除所述零檢測(cè)比較器中的失調(diào)，以便當(dāng)電感電流下降為零時(shí)，所述零檢測(cè)比較器準(zhǔn)確地檢測(cè)到電流變化。

附圖說明

圖1是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出升壓轉(zhuǎn)換器基本結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)圖。

圖2是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出改變低側(cè)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間以維持基本恒定的峰值電感電流的控制電路的結(jié)構(gòu)圖。

圖3示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、改變低側(cè)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間以維持基本恒定的峰值電感電流的控制電路的一個(gè)實(shí)施例的結(jié)構(gòu)圖。

圖4示出了根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、基于輸入電壓V_IN的值來控制峰值電感電流基本恒定的方法的流程圖。

圖5是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出通過定時(shí)來設(shè)定基本恒定的電感電流的升壓轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)(如圖1所示)的具體電路實(shí)現(xiàn)的結(jié)構(gòu)圖。

圖6是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出用于熱電發(fā)電機(jī)(TEG)的最大功率點(diǎn)(MPP)跟蹤電路的結(jié)構(gòu)圖。

圖7是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出MPP跟蹤的仿真結(jié)果的繪圖。

圖8是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出示例性的升壓控制定時(shí)信號(hào)的繪圖。

圖9是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出不同輸入電壓下示例性的峰值電感電流的數(shù)據(jù)曲線圖。

圖10是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出將電感電流設(shè)置為獨(dú)立于輸入電壓的示例性低側(cè)(LS)定時(shí)電路的結(jié)構(gòu)圖。

圖11是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出在LS定時(shí)控制信號(hào)(如圖10所示)下的電感電流的示例性仿真結(jié)果的數(shù)據(jù)曲線圖。

圖12提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出示例性的高側(cè)(HS)定時(shí)電路的結(jié)構(gòu)圖以及示出定時(shí)控制信號(hào)的繪圖。

圖13提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出具有失調(diào)補(bǔ)償并設(shè)定占空比(用于低功率)的比較器(例如，如圖12所示)的結(jié)構(gòu)圖。

圖14提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、升壓轉(zhuǎn)換器的晶圓光繪以及升壓轉(zhuǎn)換器的示例性規(guī)格參數(shù)。

圖15提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出表示正確工作和再校準(zhǔn)的MPP跟蹤的示例性實(shí)測(cè)輸出的數(shù)據(jù)曲線圖。

圖16提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出不同輸入電壓下示例性實(shí)測(cè)低側(cè)激活定時(shí)的數(shù)據(jù)曲線圖。

圖17提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出具有低側(cè)激活定時(shí)的示例性實(shí)測(cè)效率的數(shù)據(jù)曲線圖。

圖18是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出使用蒙特卡羅仿真過程的峰值電感電流的示例性變化的數(shù)據(jù)曲線圖。

圖19至20提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出比例高達(dá)47倍的理想的零檢測(cè)的示例性實(shí)測(cè)零檢測(cè)方案的數(shù)據(jù)曲線圖。

圖21是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出在選定的輸入電壓下升壓轉(zhuǎn)換器的示例性實(shí)測(cè)工作的數(shù)據(jù)曲線圖。

圖22是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出表示升壓轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)的示例性實(shí)測(cè)結(jié)果的數(shù)據(jù)曲線圖。

圖23至26提供根據(jù)實(shí)施例的、TEG的示例性的實(shí)施例。

具體實(shí)施方式

具有峰值電感電流控制和失調(diào)補(bǔ)償零檢測(cè)的低輸入電壓升壓轉(zhuǎn)換器提供了一種從輸出電壓很小的源中采集能量的升壓轉(zhuǎn)換器的方案。例如，皮膚和空氣之間特別是衣物下的熱梯度可能僅有幾攝氏度，并且在采集器封裝中的匹配熱阻抗帶來的挑戰(zhàn)可能使得熱電發(fā)電機(jī)(TEG)小于1攝氏度，這導(dǎo)致開路TEG輸出小于30mV。一些升壓轉(zhuǎn)換器解決此問題的方法是通過將允許的輸入電壓(V_IN)減至20mV，并且通過借助例如機(jī)械開關(guān)、RF啟動(dòng)器或變壓器的幫助尋求更低的啟動(dòng)電壓。本發(fā)明中提供的一些實(shí)施例中提供了一種升壓轉(zhuǎn)換器電路，所述電路關(guān)注從更低的V_IN中采集能量帶來的挑戰(zhàn)，因?yàn)檫@將允許梯度小于1℃時(shí)TEG進(jìn)行工作，減少了系統(tǒng)功率損耗的可能性(系統(tǒng)功率損耗將導(dǎo)致重啟)。另一方面，從低V_IN中采集能量面臨幾種關(guān)鍵的挑戰(zhàn)；低輸入功率需要超低功率電路以保持高效，失調(diào)使得很難準(zhǔn)確地檢測(cè)并使用小V_IN，失配可能引起峰值電感電流(I_PEAK)的巨大變化，并且準(zhǔn)確的零檢測(cè)通常涉及到大電流比較器。本發(fā)明中描述的一些實(shí)施例提供了一種能夠從低至10mV以下的V_IN采集能量、效率比從前的方法高出5-10％的升壓轉(zhuǎn)換器。對(duì)電壓不敏感的恒定I_PEAK控制電路、最大功率點(diǎn)(MPP)跟蹤，以及將失調(diào)補(bǔ)償與占空比相結(jié)合的比較器，這幾種因素共同作用產(chǎn)生了這些結(jié)果，并且在10mV輸入時(shí)效率為22％，在更高V_IN時(shí)效率高達(dá)84％。

本發(fā)明中描述的一些實(shí)施例中包括將I_PEAK控制方案與具有失調(diào)補(bǔ)償和設(shè)定占空比的比較器相結(jié)合的熱電升壓轉(zhuǎn)換器，從而能夠從低至5mV到10mV(比現(xiàn)有技術(shù)降低了50％到75％)的TEG輸入中采集能量。維持基本恒定的I_PEAK允許轉(zhuǎn)換器在寬的V_IN范圍內(nèi)保持高效，在20mV和400mV時(shí)效率分別達(dá)到52％和84％，這改進(jìn)了從前的設(shè)計(jì)。這些特征允許轉(zhuǎn)換器擴(kuò)展了用于具有很小的熱梯度的熱采集的操作窗口，能夠用于諸如人體可穿戴的傳感器。

本發(fā)明中描述的一些實(shí)施例包括一種被配置為產(chǎn)生并控制用于低電壓或超低電壓升壓轉(zhuǎn)換的峰值電感電流的控制電路。所述峰值電感電流在一階與輸入電壓和輸出電壓無關(guān)。例如，所述控制電路能夠用于對(duì)輸入電壓(V_IN)進(jìn)行采樣，然后產(chǎn)生持續(xù)時(shí)間與V_IN成反比的脈沖。所述脈沖用于控制低側(cè)開關(guān)(例如，升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)的低側(cè)開關(guān))，這樣就產(chǎn)生了基本恒定的峰值電感電流。在另一個(gè)示例中，所述控制電路能夠用于對(duì)V_IN采樣，并使用平方定律依賴關(guān)系產(chǎn)生持續(xù)時(shí)間與V_IN成反比的脈沖。

在另一個(gè)實(shí)施例中，升壓轉(zhuǎn)換器能夠在至少兩個(gè)相位工作。至少一個(gè)相位用于升壓，至少一個(gè)相位用于抵消失調(diào)。例如，能夠在比較器的升壓轉(zhuǎn)換器中使用升壓轉(zhuǎn)換技術(shù)，這種比較器使用失調(diào)補(bǔ)償獲得準(zhǔn)確的零檢測(cè)，同時(shí)使用占空比進(jìn)行節(jié)能。例如，共柵放大器能夠使用失調(diào)抵消技術(shù)進(jìn)行低功率的零檢測(cè)。

在一個(gè)實(shí)施例中，升壓轉(zhuǎn)換器能夠控制峰值電感電流對(duì)低電壓或超低電壓進(jìn)行升壓轉(zhuǎn)換。電感的峰值電流在一階與升壓轉(zhuǎn)換器的輸入電壓(V_IN)和輸出電壓無關(guān)，并且能夠基于平方定律依賴關(guān)系通過對(duì)V_IN進(jìn)行采樣而產(chǎn)生，圖3至4對(duì)此進(jìn)行了進(jìn)一步的討論。

圖1是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出升壓轉(zhuǎn)換器基本結(jié)構(gòu)的結(jié)構(gòu)圖。如圖1所示，升壓轉(zhuǎn)換器可具有電感100、升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)103、開關(guān)控制電路102，以及可選的最大功率點(diǎn)(MPP)跟蹤電路101。MPP跟蹤電路101和電感100接收輸入電壓105，即V_IN。MPP跟蹤電路101連接到開關(guān)控制電路102。升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)103連接到電感100和開關(guān)控制電路102，并輸出輸出電壓104，即V_OUT。

在一個(gè)實(shí)施方式中，MPP跟蹤單元101接收(例如，從TEG接收)輸入電壓V_IN 105，從而跟蹤TEG的最大功率點(diǎn)，以使升壓轉(zhuǎn)換器工作在TEG的最大功率點(diǎn)，正如圖6中的進(jìn)一步討論。開關(guān)控制電路102產(chǎn)生控制信號(hào)以激活升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)103，用于對(duì)輸入電壓105進(jìn)行升壓轉(zhuǎn)換，并產(chǎn)生輸出電壓104。開關(guān)控制電路102的工作將在圖2中進(jìn)一步討論。

圖2是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出改變低側(cè)開關(guān)導(dǎo)通時(shí)間以維持基本恒定的峰值電感電流的控制電路(例如，圖1的102)的結(jié)構(gòu)圖。如圖2所示，在開關(guān)控制電路200的一個(gè)實(shí)施例中，開關(guān)控制電路200能夠接收輸入電壓201(即V_IN)、測(cè)量V_IN、在升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)(例如，圖1的103)內(nèi)設(shè)置低側(cè)(LS)開關(guān)(M_LS)203的導(dǎo)通時(shí)間(或激活時(shí)間)，并輸出信號(hào)到升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)(如圖1所示)中的LS開關(guān)(M_LS)203，使得電感(例如，圖1的電感100)的峰值電流I_PEAK基本恒定，例如，200。換句話說，開關(guān)控制電路200能夠基于V_IN的值改變LS開關(guān)(M_LS)的導(dǎo)通時(shí)間，以維持電感的基本恒定的峰值電感電流(I_PEAK)。

圖3示出根據(jù)另一個(gè)實(shí)施例的、產(chǎn)生控制信號(hào)以維持電感電流基本恒定的圖2中控制電路200的模塊的結(jié)構(gòu)圖。如圖3所示，開關(guān)控制電路300有兩部分。第一部分302用于產(chǎn)生與輸入電壓301的平方(V_IN²)成正比的電流。第二部分303用于產(chǎn)生與輸入電壓成反比(V_IN^-1)的脈沖寬度(或持續(xù)時(shí)間)。兩個(gè)部件302和303能夠串聯(lián)或并聯(lián)，并且提供輸出到脈沖產(chǎn)生單元304以產(chǎn)生控制信號(hào)。開關(guān)控制電路300接收輸入電壓301(即V_IN)，并且向升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)(如圖1所示)內(nèi)部的LS開關(guān)(M_LS)輸出信號(hào)。來自脈沖產(chǎn)生單元304并輸出到LS開關(guān)(M_LS)305的控制信號(hào)具有的幅度與輸入電壓的平方(V_IN²)成正比，而其具有的脈沖寬度(或持續(xù)時(shí)間)與輸入電壓成反比(V_IN^-1)。開關(guān)控制電路300能夠基于V_IN的值改變LS開關(guān)(M_LS)的導(dǎo)通時(shí)間以維持基本恒定的電感峰值電流(I_PEAK)。

圖4示出根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、基于輸入電壓V_IN的值控制峰值電感電流基本恒定的方法(例如，由圖3的開關(guān)控制電路300實(shí)現(xiàn))的流程圖。如圖4所示，一方法能夠控制電感(例如，圖1的100)的峰值電流(I_PEAK)基本恒定。首先，例如在401處，開關(guān)控制電路測(cè)量出升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)的輸入電壓(V_IN)。其次，例如在402處，開關(guān)控制電路產(chǎn)生導(dǎo)通或激活LS開關(guān)(M_LS)的脈沖。此脈沖的幅度與輸入電壓成反比(V_IN^-1)。

圖5是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出通過定時(shí)來設(shè)置基本恒定的電感電流的升壓轉(zhuǎn)換器結(jié)構(gòu)500(如圖1所示)的一個(gè)具體電路實(shí)現(xiàn)方式的結(jié)構(gòu)圖。如圖5所示，升壓轉(zhuǎn)換器500包括MPP跟蹤電路501、用于產(chǎn)生控制定時(shí)的三個(gè)相位的升壓控制電路502，以及包括高側(cè)(HS)503b和低側(cè)(LS)503a的升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)503。當(dāng)V_IN 505維持在開路的TEG 504輸出電壓的一半以上時(shí)，TEG 504提供最大功率，于是MPP電路501在MPPclk 507為低脈沖時(shí)將此值存儲(chǔ)為V_MPP 506，這還將禁用升壓轉(zhuǎn)換器500。當(dāng)MPPclk 507為高電平時(shí)，升壓轉(zhuǎn)換器500工作，直到V_IN(505)<V_MPP(506)，這將M_LS 503a和M_HS 503b斷開，使得V_IN 505恢復(fù)。這種設(shè)計(jì)以非連續(xù)傳導(dǎo)模式實(shí)現(xiàn)了一個(gè)脈沖頻率調(diào)制(PFM)轉(zhuǎn)換器，將脈沖寬度設(shè)置為維持I_PEAK基本恒定，如下所述。

在圖5中，升壓轉(zhuǎn)換器500從TEG 504采集能量。升壓轉(zhuǎn)換器500是一個(gè)開關(guān)模式的功率轉(zhuǎn)換器。例如，首先，信號(hào)LS 510a變?yōu)楦唠娖剑w管M_LS 504a導(dǎo)通。這將電感509連接在TEG 504和地511之間。結(jié)果是，電感509中的電流開始增大，并且開始存儲(chǔ)能量。它從TEG 504獲取能量。經(jīng)過一段明確定義的時(shí)間后，LS 510a降低至接地，M_HS 503a導(dǎo)通或者被激活。電感509中存儲(chǔ)的電流對(duì)電容放電，提高V_CAP 513的電壓。對(duì)推薦的轉(zhuǎn)換器500的附加描述包括MPP跟蹤單元501、升壓控制電路502和LS/HS開關(guān)503a-b，這些將在圖6、10和12至13中討論。

在一個(gè)實(shí)施方式中，從TEG 504中采集的能量能夠無損耗地存儲(chǔ)到電容V_CAP 513中。然而，在實(shí)際的系統(tǒng)中，可能無法這樣實(shí)現(xiàn)，會(huì)有一些能量損耗。將轉(zhuǎn)換器的效率定義為傳輸給負(fù)載的功率與從源獲取到的功率的比值，這是衡量性能的方法。其中涉及到的一些損耗解釋如下。開關(guān)M_LS 503a和M_HS 503b具有有限的電阻，并且它們?cè)谇袚Q循環(huán)的過程中傳輸電流。當(dāng)電流通過電阻時(shí)，傳導(dǎo)損耗在開關(guān)中以焦耳熱的形式體現(xiàn)。還有，升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)503中的開關(guān)M_LS、M_HS(503a-b)和其他電路以周期性(或反復(fù)的)的方式采集能量。這種切換也涉及到能量損耗，并且被簡(jiǎn)單地稱為切換損耗。此外，可以包括各種不同的偏置電流電路，以實(shí)現(xiàn)對(duì)轉(zhuǎn)換器的控制。這將導(dǎo)致一直都存在的功率損耗，稱為靜態(tài)損失。為了使升壓轉(zhuǎn)換器的效率達(dá)到最大值或得到改進(jìn)，所有這些損耗都應(yīng)當(dāng)減至最小值或減少。最終，當(dāng)升壓轉(zhuǎn)換器500的效率達(dá)到最大值，并且升壓轉(zhuǎn)換器的工作點(diǎn)基本對(duì)應(yīng)于TEG 504的最大功率點(diǎn)時(shí)，能夠從TEG 504采集到最大功率。有關(guān)TEG 504的最大功率點(diǎn)的進(jìn)一步討論在相關(guān)聯(lián)的圖24至26中提供。

升壓轉(zhuǎn)換器500的MPP跟蹤電路501能夠使轉(zhuǎn)換器在最大功率點(diǎn)工作。MPP跟蹤電路501中的部件將在圖6中進(jìn)一步討論。升壓控制電路502包括LS控制單元502a和HS控制單元502b，它們分別產(chǎn)生LS定時(shí)信號(hào)和HS控制信號(hào)。升壓控制器502的部件將在圖10和12至13中進(jìn)一步討論。當(dāng)MPP跟蹤電路501跟蹤到TEG 504的MPP點(diǎn)并在該點(diǎn)工作時(shí)，升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)503能夠在給定的工作條件下達(dá)到可能的最大效率。

圖6是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、示出最大功率點(diǎn)(MPP)跟蹤電路(圖5的501)從TEG中采集能量的結(jié)構(gòu)圖。圖6中的MPP跟蹤電路501連接到與門620(作為圖2的升壓控制電路502的一部分)和負(fù)載/升壓轉(zhuǎn)換器604(與圖5的升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)503類似)。MPP跟蹤電路501包括MPP采樣電路601、比較器602和時(shí)鐘發(fā)生器603。時(shí)鐘發(fā)生器603(在圖6中標(biāo)記為“clock gen”)產(chǎn)生周期為150ms的時(shí)鐘信號(hào)。如圖7的仿真所示，此時(shí)鐘發(fā)生器603用于產(chǎn)生具有10ms低電平的脈沖。當(dāng)所述脈沖降至低電平時(shí)，升壓轉(zhuǎn)換器被禁用，結(jié)果是負(fù)載電流變?yōu)榱?。因?yàn)闆]有負(fù)載連接到TEG 605的輸出，所以TEG電壓變?yōu)槠溟_路電壓V_TEG(圖6中未示出)。所述脈沖還用于閉合圖6中的開關(guān)S₁ 606a和開關(guān)S₂ 606b。兩個(gè)電阻607連接到來自TEG 605的電壓，V_MPP節(jié)點(diǎn)608通過電阻分壓器(如兩個(gè)電阻607所示)獲得V_TEG/2的電壓。因此，電容C_M610充電至V_TEG/2。V_MPP節(jié)點(diǎn)608的輸出電壓由電容C_M 610維持。MPP采樣電路601對(duì)TEG開路電壓的一半進(jìn)行采樣，并將其存儲(chǔ)到電容C_M 610中。當(dāng)來自603的脈沖再次變?yōu)楦唠娖綍r(shí)，升壓轉(zhuǎn)換器604開始從TEG 605吸收電流。當(dāng)升壓轉(zhuǎn)換器604從TEG 605吸收電流時(shí)，V_in 615的電壓電平開始下降。通過增加切換頻率，升壓轉(zhuǎn)換器604使從TEG源605吸收的電流增大。只要比較器602的輸出是高電平，且升壓轉(zhuǎn)換器開關(guān)604處于較高的頻率，從TEG源605吸收的電流就很大。

圖7表示MPP跟蹤電路(圖5的501，在圖6中有詳細(xì)說明)的仿真結(jié)果。701處顯示的是時(shí)鐘發(fā)生器603產(chǎn)生的時(shí)鐘信號(hào)(標(biāo)記為“MPPclk”)。例如，當(dāng)吸收電流時(shí)，TEG的輸出電壓(標(biāo)記為“V_TEG”)605變?yōu)榈碗娖?，最終達(dá)到V_MPP 608的值，此值被設(shè)置為V_TEG/2。當(dāng)V_TEG越過V_MPP的值時(shí)，比較器輸出(由705表示)變?yōu)榈碗娖?，且升壓轉(zhuǎn)換器604被禁用。由于升壓轉(zhuǎn)換器604被禁用，因而V_in 615的電壓開始變高，并將會(huì)超過V_MPP 608(由703表示)。在此點(diǎn)，比較器602的輸出變高，轉(zhuǎn)換器604再次被啟用。這樣，TEG 605的輸出電壓維持在V_TEG/2，這是升壓轉(zhuǎn)換器電路(例如，如圖26中所示)的最大功率點(diǎn)?？刂齐娐?例如，圖5的502)將TEG V_TEG605的輸出電壓(表示為702)維持在其最大功率點(diǎn)，電壓略有波動(dòng)。電壓波動(dòng)量是連接到TEG 605的電容606的函數(shù)。通過連接大電容606，能夠?qū)⒋穗妷翰▌?dòng)減小至可以忽略不計(jì)。在圖7所示的仿真中，輸出端電容606為5μF電容。這樣，將升壓轉(zhuǎn)換器電路維持在其最大功率點(diǎn)。使用時(shí)鐘信號(hào)MPP_clk對(duì)升壓轉(zhuǎn)換器的輸出電壓進(jìn)行頻繁采樣，這有助于保持跟蹤TEG開路電壓，以對(duì)升壓轉(zhuǎn)換器電路的工作條件中的動(dòng)態(tài)變化做出解釋。

圖8表示升壓轉(zhuǎn)換器的控制信號(hào)(例如，由圖5的502產(chǎn)生)的時(shí)序圖，說明對(duì)兩個(gè)相位信號(hào)φ1 801和φ2 802的使用，φ1 801用于抵消失配，以在低電壓采集能量。在一個(gè)實(shí)施方式中，升壓控制電路502產(chǎn)生三個(gè)非重疊的時(shí)鐘相位信號(hào)φ₁ 801、LS 803和HS 804。φ₁801的脈沖寬度由延時(shí)線(例如，圖5的514)設(shè)置，這個(gè)額外的相位定義了一個(gè)定時(shí)相位，所述定時(shí)相位允許在LS定時(shí)中基本恒定的I_PEAK控制以及在開關(guān)控制電路(例如，圖5的502)的比較器中的失調(diào)補(bǔ)償。LS 803的脈沖寬度被設(shè)置為維持基本恒定的I_PEAK，而無論V_IN(例如，圖5的505)或V_CAP(例如，圖5的513)為何值，HS脈沖804被控制為在I_L＝0時(shí)斷開M_HS(例如，圖5的503b)。維持基本恒定的I_PEAK能夠?qū)芏噍斎腚妷篤_IN使效率達(dá)到最大值或有所提高，這是因?yàn)榛竞愣ǖ腎_PEAK將升壓轉(zhuǎn)換器置于更大的傳導(dǎo)損耗和更大的切換損耗之間的平衡點(diǎn)。I_PEAK控制還控制輸入電壓V_IN的波動(dòng)。已知的設(shè)置I_PEAK的方法(控制MOSFET的R_ON)非常消耗功率，并且對(duì)失配很敏感(±20-40％的錯(cuò)誤)，所以在以前這些已知的技術(shù)在微功率升壓轉(zhuǎn)換器上還沒有實(shí)現(xiàn)過。為了提高效率，升壓轉(zhuǎn)換器500對(duì)范圍非常廣泛的V_IN維持基本恒定的I_PEAK，基本上是以選定的峰值效率電流為中心。

升壓轉(zhuǎn)換器500參與通過電感電流對(duì)電感充電，并將充電的能量存儲(chǔ)到電容的V_CAP(例如，圖5的513)中。信號(hào)LS 803和信號(hào)HS 804用于實(shí)現(xiàn)這種切換。在圖5中，信號(hào)LS 803變?yōu)楦唠娖?，以?dǎo)通M_LS晶體管503a。這時(shí)開始通過增大的電感電流對(duì)電感充電。在經(jīng)過一段明確定義的時(shí)間后(這設(shè)定了電感的峰值電流)，電感電流對(duì)電容上升V_CAP放電。當(dāng)HS 804變?yōu)榈碗娖綍r(shí)此過程完成。通常通過控制LS信號(hào)803和HS信號(hào)804來控制升壓轉(zhuǎn)換器500的性能。但是，升壓轉(zhuǎn)換器500能夠從非常低的輸入電壓(例如10mV)中采集能量。如果是在很低的電壓電平采集能量，那么應(yīng)該解決升壓轉(zhuǎn)換器電路中的失配或非理想條件的問題。兩個(gè)晶體管的閾值電壓之間的失配本身就能夠高至～50mV。如果沒有對(duì)升壓轉(zhuǎn)換器電路中的器件(比如比較器)之間的失配進(jìn)行補(bǔ)償，那么在低壓下采集能量可能十分困難。因此，由圖5的開關(guān)控制電路502實(shí)現(xiàn)的能量采集控制拆分為由相位信號(hào)φ1或φ2控制的兩個(gè)相位。在相位一(由控制信號(hào)φ1 801表明)中，升壓轉(zhuǎn)換器電路中普遍存在的失配得到了補(bǔ)償。相位一φ1 801之后是相位二φ2 802，包括控制和產(chǎn)生信號(hào)LS 803和HS 804。

圖9表示不同輸入電壓下示例性的峰值電感電流的數(shù)據(jù)曲線圖。LS信號(hào)(例如，圖8的803)控制從TEG(例如，圖5的504)中采集能量的數(shù)量。當(dāng)LS 803導(dǎo)通時(shí)，電感電流增大，達(dá)到峰值I_PEAK。峰值電流的值取決于LS開關(guān)M_LS(圖5的503a)的導(dǎo)通時(shí)間。導(dǎo)通時(shí)間越長(zhǎng)，峰值電流越大。對(duì)于微功率設(shè)計(jì)來說，電感電流向存儲(chǔ)電容V_CAP放電(圖5的513)。所以，在每次循環(huán)中從TEG轉(zhuǎn)移的能量表示為E＝0.5×LI²_PEAK。

進(jìn)行能量轉(zhuǎn)移時(shí)會(huì)引起損耗。這就是切換和傳導(dǎo)損耗。傳導(dǎo)損耗取決于I_PEAK。升壓轉(zhuǎn)換器的效率非常依賴于I_PEAK的值。圖9表示不同的輸入電壓下I_PEAK引起的效率的變化。正如圖9所示，在較小的I_PEAK值處，升壓轉(zhuǎn)換器中的切換損耗占主要因素，并且降低了效率。正如以上公式所示，這是因?yàn)檗D(zhuǎn)移的能量與切換損耗相比較小。在較大的I_PEAK值處，傳導(dǎo)損耗大幅增加，降低了效率。存在使效率達(dá)到最大值的I_PEAK取值。因此，需要控制I_PEAK的值。

在一個(gè)實(shí)施方式中，低功率控制電路(例如，如圖10所示)能夠包括在圖5的升壓控制電路502中并且能夠用于控制峰值電感電流。由于升壓轉(zhuǎn)換器電路內(nèi)部元件之間的失配，升壓轉(zhuǎn)換器的峰值電感電流對(duì)輸入電壓V_IN或電容電壓V_CAP的依賴非常小(±2.5％)。

圖10是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、表示將電感電流設(shè)置為在一階上與輸入電壓無關(guān)的、示例性的低側(cè)(LS)定時(shí)電路(例如，圖5的升壓控制電路502的LS控制502a)的結(jié)構(gòu)圖。如圖10所示的控制電路1000產(chǎn)生LS信號(hào)(例如，圖8的803也是)的定時(shí)。還能夠通過此控制電路1000來對(duì)峰值電感電流的值進(jìn)行編程?？刂齐娐?000使用切換循環(huán)的相位1和相位2(例如，圖8的801和802也是)來產(chǎn)生LS的定時(shí)。

如圖10所示，在相位φ1(例如，圖8的801)(連接到圖10中輸出1021的晶體管)期間，節(jié)點(diǎn)a 1001連接到V_IN 1004，即TEG(圖中未示出)的輸出電壓，V_CLS 1005接地，并且比較器C1 1006被禁用。LS 1016的輸出接地1007。晶體管M_P1 1011的電壓很低(例如，M_P1 1011的柵源電壓比M_P1的閾值電壓低)，這將節(jié)點(diǎn)b 1002的輸出電壓設(shè)置為V_IN(1004)+V_TM1，V_TM1是晶體管M₁ 1012的閾值電壓。將M_P1 1011的取值控制為在相位φ₁期間由M₁ 1012來決定節(jié)點(diǎn)c的電壓，并且在φ₂期間將M₁ 1012維持在飽和狀態(tài)。微弱的M_P1 1011使得M₁ 1012非常接近于其閾值電壓。

在相位φ2(例如，圖8的802)(連接至在圖10中輸出1002的晶體管)，當(dāng)節(jié)點(diǎn)b 1002與節(jié)點(diǎn)c 1004之間的連接斷開時(shí)，節(jié)點(diǎn)a 1001接地。在期間，M₁ 1012(長(zhǎng)通道)中的電流與(V_GS1-V_TM1)²成正比，其中晶體管M₁的柵源電壓V_GS1等于節(jié)點(diǎn)b 1002的輸出電壓減去節(jié)點(diǎn)a 1001的電壓(其值為零，因?yàn)樵谙辔沪?期間此節(jié)點(diǎn)接地)，這些節(jié)點(diǎn)已經(jīng)在前面討論過，因此M₁、I_LSctl中的電流簡(jiǎn)化為(V_IN)²。此電流1014I_LSctl被鏡像并整合至C_LS 1015，直到V_CLS1005達(dá)到V_IN的值。由于電流I_LSctl 1014依賴于V_IN 1020，LS導(dǎo)通的時(shí)間(T_{ON_LS})與V_IN 1020(假定M_LS上的電壓降可以忽略不計(jì))成反比，這將I_PEAK設(shè)置為基本恒定的值C_LS/(k*L)，與V_IN和V_CAP一階無關(guān)。

晶體管M₁ 1012被設(shè)計(jì)為處于飽和狀態(tài)，并且該晶體管將電流I_LSctl1014設(shè)置為：I_LSctl＝k×(V_IN+V_TM1-V_TM1)²＝k×(V_IN)²

用于LS控制產(chǎn)生的電流I_LSctl 1014與輸入電壓1004的平方成正比，它用于產(chǎn)生LS定時(shí)。將此電流I_LSctl 1014鏡像至對(duì)電容C_LS 1015充電。隨著φ2 1022變高，電容C_LS 1015開始充電。LS 1016的定時(shí)由電容C_LS1015的充電給出。一旦φ2 1022變高，LS 1016就變高，且電容C_LS 1015開始充電。一旦電容C_LS 1015的電壓經(jīng)過V_IN 1004的值，比較器C1 1006的輸出就變低，這重置觸發(fā)器，并將LS 1016接地。

在相位φ₁ 1021中比較器C1 1003失調(diào)抵消使得實(shí)測(cè)的充電電壓降至比如5mV。當(dāng)比較器C1 1003檢測(cè)到V_CLS>V_IN時(shí)，斷開LS脈沖1016。當(dāng)RST_int(1025)＝0(圖1)時(shí)，與門1024允許MPP電路(例如，圖5的501)迅速禁用M_LS。因?yàn)楸容^器僅在高功率轉(zhuǎn)移和高I_L期間導(dǎo)通，所以此控制電路1000不消耗靜態(tài)功率，這使它的功率成為切換損耗的一部分，控制電路1000以±2.5％的誤差控制I_PEAK越過V_CAP和V_IN，其靈敏度低于更高功率轉(zhuǎn)換器類似的方案。通過對(duì)C_LS 1015進(jìn)行數(shù)字化調(diào)諧來解決跨過程的變化(k參數(shù))。

在一個(gè)實(shí)施方式中，非常需要在I_L＝0的點(diǎn)(零檢測(cè))斷開或停用HS開關(guān)來進(jìn)行有效的工作。對(duì)于低V_IN的升壓轉(zhuǎn)換器來說，已知的基于比較器的方案被認(rèn)為功率過高，所以在斷開M_HS以后可以檢測(cè)到V_X，并且使用V_X的行為糾正下一個(gè)周期的定時(shí)。有關(guān)HS定時(shí)和零檢測(cè)的進(jìn)一步討論在圖12至13中提供。

圖11表示產(chǎn)生圖10的LS 1016的時(shí)序圖。LS的定時(shí)計(jì)算如下，

隨著電容(圖10的C1 1103)從0充電到V_IN，LS 1101的導(dǎo)通時(shí)間可以計(jì)算如下：

這是電感的導(dǎo)通時(shí)間。此時(shí)間隨著V_IN降低而增大。

假定忽略下降經(jīng)過M_LS，電感的基本方程式為

在LS 1016導(dǎo)通期間，電感電流從0充電到I_PEAK。

以上為峰值電感電流公式。圖10推薦的電路將峰值電感電流的計(jì)算簡(jiǎn)化為非常簡(jiǎn)潔的形式。此表達(dá)式說明峰值電感電流I_PEAK與V_IN和V_CAP電壓一階無關(guān)。它取決于電容C_LS1015的電容值和電感值L。通過控制C_LS的值，能夠?qū)⒎逯惦姼须娏鱅_PEAK設(shè)置為基本恒定的值，這給出了最大效率，如圖11所示。此表達(dá)式中的常量k是一個(gè)工藝和溫度的函數(shù)。結(jié)果是，峰值電感成為工藝中的變量的函數(shù)。電容C_LS和電感L的值對(duì)于給定的實(shí)施例是可變的。例如，可以改變它們的值以對(duì)工藝變化進(jìn)行補(bǔ)償。通常，改變電感的值是不實(shí)際的，這是由于涉及到成本問題，或者是由于它是在芯片之外帶來的尺寸問題。但是，電容位于芯片以內(nèi)，并且能夠很容易地控制。例如，為了使用電容C_LS解決變化問題，可能需要對(duì)電容使用5位的二進(jìn)制控制。

圖1102表示在不同的V_CAP和V_IN取值時(shí)峰值電感電流的仿真結(jié)果。仿真結(jié)果表明升壓轉(zhuǎn)換器電路表現(xiàn)出對(duì)V_CAP或V_IN非常小的依賴性。在輸入電壓V_IN的值更低的時(shí)候，峰值電流值減少?？梢越档碗娙軨_LS的電容值以增大峰值電感電流。

圖12根據(jù)實(shí)施例提供了一個(gè)示例性的高側(cè)(HS)定時(shí)電路的結(jié)構(gòu)圖，以及一個(gè)表示相位1(1207)定時(shí)控制信號(hào)和各種控制信號(hào)的繪圖。正如在圖10中討論的那樣，升壓轉(zhuǎn)換能夠?qū)㈦姼兄写鎯?chǔ)的這種能量轉(zhuǎn)移到如圖10所示以及如圖12的1204所示的電容電壓V_CAP中。這是通過控制轉(zhuǎn)換器的高側(cè)開關(guān)實(shí)現(xiàn)的。應(yīng)該很好地控制HS開關(guān)以達(dá)到更高的效率。例如，一旦電感(圖1中的100；圖12未示出)已經(jīng)充電至I_PEAK，HS信號(hào)1201就變低，并且晶體管M_HS1202導(dǎo)通。電感電流(圖1中的100的電流；圖12中現(xiàn)在示出)開始對(duì)電容(1205)放電。在此點(diǎn)，節(jié)點(diǎn)V_x 1203升至比V_CAP 1204更高來滿足傳導(dǎo)。隨著電容1205充電，電感電流減少，并且V_x 1203電壓降低。因此，電感電流最終變?yōu)榱悖琕_x 1203變?yōu)榕cV_CAP 1204相等。開關(guān)M_HS 1202在此點(diǎn)斷開，否則電感電流將反向，并且它將開始從V_CAP 1204中帶走電荷，這將降低效率。類似地，如果開關(guān)在電感電流變?yōu)榱阋郧皵嚅_，那么剩下的電流將通過高阻抗二極管放電，這也會(huì)有損效率。因此，為了精準(zhǔn)定時(shí)，需要檢測(cè)電感電流過零。這通常被稱為零檢測(cè)，如圖12中使用零檢測(cè)產(chǎn)生HS定時(shí)的電路所示。

如圖12所示的實(shí)施例中說明了比較器C₂ 1205通過比較V_x 1203和V_CAP 1204并且立即斷開M_HS 1202而檢測(cè)到電感電流(圖12中未畫出)I_L＝0。此比較器本身使用一種如圖13所示的門拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)，僅在HS 1201和φ₁ 1207的脈沖期間導(dǎo)通。因?yàn)镮_L(和功率轉(zhuǎn)移)在大多數(shù)時(shí)間里都是很大的，來自比較器C₂ 1205的額外的“切換損失”僅僅將效率降低了大約0.02％，但是其很高的導(dǎo)通電流(～20μA)給出了快速反應(yīng)。對(duì)于在低V_IN下工作的轉(zhuǎn)換器來說，失調(diào)可能是個(gè)問題。在HS比較器1205中，相位φ₁提供失調(diào)補(bǔ)償。

例如，使用比較器C₂ 1205對(duì)V_X節(jié)點(diǎn)1203和V_CAP 1204進(jìn)行比較。一旦V_X 1203越過V_CAP 1204并且到它以下，C₂ 1205的比較器輸出變低并斷開開關(guān)M_HS 1202。使用零檢測(cè)比較器C₂ 1205通過監(jiān)控節(jié)點(diǎn)V_X 1203來產(chǎn)生HS信號(hào)1201。存在一些與零檢測(cè)相關(guān)的問題。首先，比較器的性能必須非常好。如果通過比較器的延時(shí)很大，就不能滿足HS控制的精準(zhǔn)定時(shí)的要求。其次，需要比較器的功率消耗很小，因?yàn)楣β氏臅?huì)增加升壓轉(zhuǎn)換器的損耗。最后，比較器內(nèi)部的器件的失配可能會(huì)造成高失調(diào)，這可能會(huì)改變零檢測(cè)。在從很低的輸入電壓采集能量時(shí)，這一點(diǎn)尤其迫切，因?yàn)槭д{(diào)本身可能比輸入電壓V_IN 1209還要高得多。因此，應(yīng)該抵消由于失配造成的失調(diào)。

圖13提供根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例的、說明具有失調(diào)補(bǔ)償并設(shè)定占空比(用于低功率)的比較器(例如，圖12中的1205)的一個(gè)結(jié)構(gòu)圖。在一個(gè)實(shí)施方式中，可以使用具有20μA偏置的靜態(tài)電流的共柵放大器1301。使用共柵放大器1301通常提供良好的性能；但是，如果比較器1205總是導(dǎo)通，那么升壓轉(zhuǎn)換器的靜態(tài)功率就會(huì)變得很高，這將在低的輸入電壓V_IN下導(dǎo)致非常低的效率。設(shè)置比較器(圖12的C2 1205)的占空比來解決這一問題。僅當(dāng)切換發(fā)生時(shí)比較器才導(dǎo)通。例如，在MPP跟蹤時(shí)，切換發(fā)生的頻率很低。每一次通過MPP比較器(例如，圖6的602)激活切換循環(huán)時(shí)，零檢測(cè)比較器(圖12的C2 1205)導(dǎo)通，并且在零檢測(cè)完成后斷開。因此，圖13中詳細(xì)說明的比較器(圖12中的1205)只有在切換循環(huán)過程內(nèi)才會(huì)導(dǎo)通，并且其功率消耗是切換損耗的組成部分。由于有零檢測(cè)比較器，功率開銷大幅減少，包含了圖13中所示的比較器的升壓轉(zhuǎn)換器(圖13中未畫出)的效率在V_IN為10mV時(shí)降低約～2％，在V_IN為100mV時(shí)降低約～0.3％。

如上所述解決了性能和功率問題，HS控制電路還解決了失調(diào)問題。在切換循環(huán)的相位φ1 1301中抵消了HS控制電路中的失調(diào)。在φ1 1301時(shí)，將節(jié)點(diǎn)d 1302和e 1303設(shè)置為V_CAP 1307，而將節(jié)點(diǎn)f 1303設(shè)置為V_SS，并且開關(guān)T1 1308導(dǎo)通，而開關(guān)T2 1309斷開。來自節(jié)點(diǎn)g 1304的反饋設(shè)置V_OFFSET 1310以消除比較器中的失調(diào)。如果電路中沒有失調(diào)，則V_OFFSET(1310)＝V_REF(1311)。補(bǔ)償以后實(shí)測(cè)到的比較器失調(diào)<1mV。在很多情況下，轉(zhuǎn)換器中的其他比較器使用與圖13所示電路類似的失調(diào)補(bǔ)償電路。在失調(diào)補(bǔ)償以后進(jìn)行零檢測(cè)。一旦LS變低，就在相位φ2中啟用比較器。節(jié)點(diǎn)d 1302連接到V_CAP 1307，e 1303連接到V_X 1315的節(jié)點(diǎn)，并且開關(guān)T1 1308斷開，T2 1309導(dǎo)通。比較器被配置為正常工作。隨著電感電流下降，V_X1315開始降低。一旦V_X 1315越過V_CAP 1307，則共柵放大器1301改變狀態(tài)并且比較器輸出變低，這使M_HS(圖12的1202)斷開。更高的性能和失調(diào)抵消方法提供了正確的零檢測(cè)。在表示理想的零檢測(cè)的t₁時(shí)刻，實(shí)測(cè)到的V_X 1315波形(例如，見圖20的2005)沒有出現(xiàn)過沖或下沖，這可以確認(rèn)當(dāng)I_L＝0時(shí)正確關(guān)斷了HS定時(shí)，或者說停用了M_HS。

在一個(gè)實(shí)施方式中，升壓轉(zhuǎn)換器電路使用啟動(dòng)電壓。從低輸入電壓(諸如來自TEG的10mV電壓)開始充電可能是不切實(shí)際的。文獻(xiàn)中推薦了幾種啟動(dòng)技術(shù)。

圖14提供根據(jù)實(shí)施例的、升壓轉(zhuǎn)換器的晶圓光繪以及升壓轉(zhuǎn)換器示例性的規(guī)格參數(shù)。圖14的升壓轉(zhuǎn)換器電路由130nm的CMOS工藝實(shí)現(xiàn)。期望V_IN到V_SS 1401一線的電阻為300mΩ，這其中包括焊線、電感寄生DC電阻、板卡的跡線電阻以及MOS晶體管M_LS 1404的電阻。用于此設(shè)計(jì)的電感為10μH繞線電感。此種實(shí)施方式所占全部面積為0.12μm²。三個(gè)輸入/輸出(I/O)焊盤可以用于V_SS 1401，兩個(gè)I/O焊盤用于V_CAP 1403。

圖15提供根據(jù)實(shí)施例的、說明表示正確的工作和再校準(zhǔn)的MPP跟蹤的示例性實(shí)測(cè)輸出的數(shù)據(jù)曲線圖。如圖15所示，升壓轉(zhuǎn)換器被禁用和切換停止的脈沖周期在1501處說明。在該點(diǎn)上對(duì)最大功率點(diǎn)電壓進(jìn)行采樣，并存儲(chǔ)在電容中，用于實(shí)現(xiàn)控制。

圖16提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、表示在不同的輸入電壓下示例性的實(shí)測(cè)低側(cè)激活定時(shí)的數(shù)據(jù)曲線圖。LS脈沖寬度與峰值電感電流成正比。圖16示出對(duì)于給定的V_IN，峰值電感電流隨V_CAP改變的相關(guān)性很小，例如，在1601處所示。隨著V_IN下降，LS時(shí)間上升，例如，在1602處所示。由于I_PEAK與V_IN成正比，V_IN下降需要T_ON必須增大以維持基本恒定的峰值電感電流。圖16表明隨著V_IN下降，T_ON增大，例如，在1602處所示。

圖17提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、表示在不同的輸入電壓V_IN下低側(cè)激活定時(shí)的示例性實(shí)測(cè)效率的數(shù)據(jù)曲線圖。通過改變LS開關(guān)的時(shí)間周期來測(cè)量效率，說明對(duì)于圖中的每一個(gè)V_IN值都存在一個(gè)峰值效率點(diǎn)。在T_ON1701的值很低時(shí)，峰值電感電流很小并且切換損耗是主要損耗，導(dǎo)致效率降低，在T_ON值更大時(shí)，峰值電感電流很大，這引起了更高的傳導(dǎo)損耗，再次降低了效率。隨著V_IN的下降，針對(duì)每一個(gè)V_IN的峰值效率點(diǎn)的T_ON時(shí)間1701都增大。這些測(cè)量結(jié)果與圖9所示的控制峰值電感電流I_PEAK使效率達(dá)到最大值或提高效率相吻合。

例如，圖17表示低輸入電壓下測(cè)量的效率。轉(zhuǎn)換器在輸入電壓為0.4V時(shí)達(dá)到峰值效率84％。它還能夠在輸入電壓低至10mV時(shí)以22％的效率采集能量。例如，一種已知的升壓轉(zhuǎn)換器在20mV時(shí)效率可達(dá)48％，而這里描述的一些升壓轉(zhuǎn)換器的實(shí)施例在20mV時(shí)效率可達(dá)53％。

圖18是根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、蒙特卡羅仿真過程中的峰值電感電流示例性變化的數(shù)據(jù)曲線圖。不同的過程峰值電感電流不同。在設(shè)計(jì)中，這是通過減小定時(shí)電容C_LS(例如，圖10的1015)進(jìn)行補(bǔ)償?shù)摹?/p>

圖19至20提供表示示例性的實(shí)測(cè)零檢測(cè)方案的、其中理想零檢測(cè)比例高達(dá)47倍的數(shù)據(jù)曲線圖。理想零檢測(cè)有助于達(dá)到更高的頻率。在切換過程中節(jié)點(diǎn)V_X的行為說明零檢測(cè)的性能。如果開關(guān)M_HS在電感電流變?yōu)榱阒盎蛑髷嚅_，那么節(jié)點(diǎn)V_X的輸出就會(huì)發(fā)生過沖或下沖。例如，假定當(dāng)M_HS斷開時(shí)電感仍然具有電流。結(jié)果開關(guān)的低阻抗被二極管高阻抗取代。因此，V_X和V_CAP之間的壓降增大。因此，V_X節(jié)點(diǎn)產(chǎn)生過沖。類似地，如果開關(guān)導(dǎo)通更長(zhǎng)時(shí)間，并且電流過零并改變方向開始從V_CAP電壓移走電荷，那么V_X節(jié)點(diǎn)將產(chǎn)生下沖。在打開開關(guān)時(shí)沒有出現(xiàn)過沖或下沖說明零檢測(cè)基本理想。

圖20表示不同組合的V_IN和V_CAP下的示例性的實(shí)測(cè)零檢測(cè)。在所有的波形中節(jié)點(diǎn)V_X都沒有出現(xiàn)過沖或下沖，說明零檢測(cè)基本理想。

圖21表示在選定的輸入電壓下(例如，輸入電壓1202為10mV和8mV時(shí))升壓轉(zhuǎn)換器示例性的實(shí)測(cè)工作的數(shù)據(jù)曲線圖。在這種架構(gòu)中，V_CAP分為兩部分，一部分供應(yīng)開關(guān)控制電路，另一部分作為升壓轉(zhuǎn)換器的輸出。初始時(shí)將V_CAP 1201供應(yīng)的電路預(yù)先充電到更高的電壓。圖21說明輸出能夠從低至10mV(1202)的V_IN充電。

圖22是根據(jù)實(shí)施例的、表示升壓轉(zhuǎn)換器啟動(dòng)時(shí)的示例性測(cè)量的數(shù)據(jù)曲線圖。該圖在2201-2202處示出啟動(dòng)波形。在這種架構(gòu)中，在初始時(shí)將V_CAP充電至590mV(例如，在2201處)，然后從升壓轉(zhuǎn)換器進(jìn)行充電。在2202處，升壓轉(zhuǎn)換器對(duì)這部分從590mV充電至1V。

圖23至26提供根據(jù)一個(gè)實(shí)施例的、TEG的示例性實(shí)施例。熱電發(fā)電機(jī)(TEG)將從溫差產(chǎn)生的熱能轉(zhuǎn)換為電能，反之亦然。熱電現(xiàn)象背后的物理原理稱為賽貝克效應(yīng)，這是電動(dòng)勢(shì)(emf)因而也是兩個(gè)不同的導(dǎo)體間(當(dāng)它們的接合處保持在不同的溫度時(shí))的電壓或電流的產(chǎn)物。導(dǎo)體2305(可能是金屬或半導(dǎo)體并且不必是固態(tài)。除了產(chǎn)生emf以外，熱電還用于測(cè)量溫度以及制熱或制冷。當(dāng)電通過兩種不同導(dǎo)電材料的接合處時(shí)，能夠產(chǎn)生熱量或帶走熱量(制冷)。這種效應(yīng)被稱為珀?duì)柼?yīng)。類似地，如果兩種金屬之間存在溫差，那么產(chǎn)生的電動(dòng)勢(shì)的大小與溫差成正比。通過測(cè)量產(chǎn)生的電壓或電流，就能夠測(cè)量出溫度。

用于產(chǎn)生電的熱電材料需要是電的良導(dǎo)體，因?yàn)樯⑸湫?yīng)能夠在障礙物的兩側(cè)都產(chǎn)生熱。熱電材料還應(yīng)該是熱的不良導(dǎo)體，否則熱側(cè)與冷側(cè)之間保持的溫差將產(chǎn)生大量的熱回流。對(duì)這些電和熱特性進(jìn)行過優(yōu)化的材料符合要求。諸如碲化鉍或硅鍺之類的重?fù)诫s半導(dǎo)體已經(jīng)顯示出最佳性能。半導(dǎo)體材料還形成一個(gè)基底，n型(2302)和p型(2301)半導(dǎo)體都能夠在其上產(chǎn)生。p型摻雜2301和n型摻雜半導(dǎo)體材料2302的片段(比如適當(dāng)摻雜的碲化鉍)相互連接形成電路。分流處由非常良好的電導(dǎo)體(比如銅)制成。電壓驅(qū)動(dòng)電流通過電路，從一個(gè)片段經(jīng)過連接的分流處通向另一部分。在確定效率時(shí)，這種結(jié)構(gòu)等價(jià)于電子從一種熱電材料直接流向另一種熱電材料。例如，能夠通過將熱電片段重復(fù)很多次并且將它們組織成2304中所示的陣列來構(gòu)建熱電制冷/制熱模塊。當(dāng)電流在模塊內(nèi)流動(dòng)時(shí)，一側(cè)被冷卻(2304a)，另一側(cè)被加熱(2304b)。如果將電流反向，則熱側(cè)和冷側(cè)也顛倒過來。功率發(fā)生器的幾何結(jié)構(gòu)在概念上與此是相同的。在這種情況下，頂側(cè)連接到熱源，底部連接到熱沉。熱電功率發(fā)生器通常在物理形狀上與制冷模塊類似，只不過使用更少更高且更厚的元件。

半導(dǎo)體材料中的賽貝克效應(yīng)產(chǎn)生了從n型材料2302中的熱結(jié)到冷結(jié)的過量電子流。在p型材料2301中，向著冷側(cè)遷移的空穴產(chǎn)生與n型材料2302中的電流同一方向的凈電流。衡量TEG中使用的材料的性能的方法是賽貝克系數(shù)，它被定義為溫度每變化一度時(shí)電壓的變化量，

因?yàn)闊崾菑捻敹肆鞯降锥说?，所以所有熱電分支都是熱并?lián)的。在功率產(chǎn)生模式中，從頂端到底端的熱流通過外部負(fù)載來驅(qū)動(dòng)電子流。在熱采集器的輸出端獲得的電壓與通過熱電元件的溫差成正比。對(duì)于可穿戴式設(shè)備來說，溫差很小，并且?guī)缀练?0毫伏的輸出電壓是能夠使用10cm²的熱采集器產(chǎn)生的全部電壓。能量采集器應(yīng)該能夠從如此低的電壓中采集能量。可以使用以上討論的能夠從10mV的輸出電壓中采集能量的TEG采集器。

可以將熱電發(fā)電機(jī)建模成電壓源與輸入電阻串聯(lián)。例如，圖24表示TEG的等效電路。開路電壓V_TEG 2401與熱側(cè)和冷側(cè)之間的溫差成正比，計(jì)算如下：

V_TEG＝SΔT

S是賽貝克系數(shù)，ΔT是TEG熱側(cè)和冷側(cè)之間的溫差。由于碲化鉍良好的電傳導(dǎo)性和不良的熱傳導(dǎo)性，商用TEG可以使用半導(dǎo)體材料碲化鉍。N型碲化鉍材料的賽貝克系數(shù)在54℃時(shí)為-287μV/K。因?yàn)楦偷碾妷簛碜杂谝粋€(gè)TEG電池，所以如圖23(例如，2301-2302)所示，能夠?qū)⒑芏嚯姵卮?lián)使用以增大輸出電壓。將更多電池串聯(lián)使用將增大TEG的輸入電阻，并降低效率。此外，較小尺寸的TEG還能夠用于可穿戴設(shè)備。因此，TEG的輸出電壓可能非常小，有時(shí)僅有幾毫伏。本申請(qǐng)(例如，圖1)中推薦的電路能夠從TEG材料的如此低的輸出電壓中采集能量。

圖25示出了具有連接至TEG的能量采集器的電路。采集器2502表現(xiàn)為具有連接到TEG的輸出阻抗Z_LOAD 2501的負(fù)載。從TEG吸收的功率取決于Z_LOAD的值。當(dāng)Z_LOAD 2501很高時(shí)，采集器2502吸收的電流很小，所以輸出功率很小。類似地，如果Z_LOAD 2501很低，那么輸出電壓很小，因此輸出功率很小。當(dāng)Z_LOAD(2501)＝R_in(2504)時(shí)，將會(huì)對(duì)負(fù)載傳遞最大功率，例如，在2503處所示。

圖26表示連接到TEG的能量采集器的輸出特性。它說明輸出功率和輸出電壓是負(fù)載電流的函數(shù)。對(duì)于所述負(fù)載來說，輸出功率達(dá)到峰值，存在最大輸出功率點(diǎn)2601。當(dāng)所述負(fù)載與輸入電阻R_in匹配時(shí)達(dá)到最大功率點(diǎn)2601，例如，在圖25的2503所示。在這種工作條件下，圖25的輸出電壓V_in 2506給出為V_in(2506)＝V_TEG/2，其中V_TEG在圖25的2507處示出。

熱電發(fā)電機(jī)工作的環(huán)境條件是動(dòng)態(tài)的。例如，TEG中熱側(cè)和冷側(cè)之間的溫差可能會(huì)變化。這可能導(dǎo)致TEG開路電壓變化。結(jié)果是，TEG的最大功率點(diǎn)(MPP)是一個(gè)動(dòng)態(tài)的量，并隨時(shí)間變化。能量采集器能夠連續(xù)或反復(fù)地在最大功率點(diǎn)跟蹤和工作，從而基本上使采集的能量最大化。例如，在圖6中，在MPP點(diǎn)連續(xù)或反復(fù)地跟蹤和操作能量采集器的最大功率點(diǎn)電路。

本發(fā)明中描述的一些方法和裝置可能是通過軟件(存儲(chǔ)在內(nèi)存中，在硬件上執(zhí)行)、硬件或此二者的組合執(zhí)行的。例如，以上討論的控制電路能夠替換為以這樣的軟件和/或硬件實(shí)現(xiàn)，或包括這樣的軟件和/硬件的控制模塊或控制設(shè)備。例如，硬件模塊可以包括通用處理器、現(xiàn)場(chǎng)可編程門陣列(FPGA)和/或?qū)Ｓ眉呻娐?ASIC)。軟件模塊(在硬件上執(zhí)行)可以以各種軟件語言(例如，計(jì)算機(jī)代碼)來表達(dá)，包括C、C++、Java^TM、Ruby、Visual Basic^TM，以及其他面向?qū)ο蟮?、過程的或者其他編程語言和開發(fā)工具。計(jì)算機(jī)代碼的示例包括但不局限于微代碼或微指令、機(jī)器指令(比如由編譯器生成)、用于生成一項(xiàng)web服務(wù)的代碼，以及包含由計(jì)算機(jī)使用解釋器執(zhí)行的更高級(jí)的指令的文件。更多的計(jì)算機(jī)代碼示例包括但不局限于控制信號(hào)、加密代碼和壓縮代碼。

本發(fā)明中描述的一些實(shí)施例與計(jì)算機(jī)存儲(chǔ)產(chǎn)品有關(guān)，這些產(chǎn)品具有非暫時(shí)性計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)(也可稱為非暫時(shí)性處理器可讀介質(zhì))，介質(zhì)上存儲(chǔ)了指令或計(jì)算機(jī)代碼，用于執(zhí)行各種計(jì)算機(jī)實(shí)現(xiàn)的操作。計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)(或處理器可讀介質(zhì))是非暫時(shí)性的含義是它不包括本身短暫傳送的信號(hào)(例如，在諸如空間或電纜的傳輸介質(zhì)中傳送載有信息的電磁波)。介質(zhì)和計(jì)算機(jī)代碼(也可稱為代碼)可以是設(shè)計(jì)和構(gòu)建用于特定的一種或多種目的的介質(zhì)和代碼。非暫時(shí)性計(jì)算機(jī)可讀介質(zhì)的示例包括但不局限于諸如硬盤、軟盤和磁帶一類的磁性存儲(chǔ)介質(zhì)；諸如壓縮盤/數(shù)字視頻光盤(CD/DVD)、只讀存儲(chǔ)器壓縮盤(CD-ROM)和全息設(shè)備的光存儲(chǔ)介質(zhì)；諸如光盤的磁光存儲(chǔ)介質(zhì)；載波信號(hào)處理模塊；以及諸如專用集成電路(ASIC)、可編程邏輯設(shè)備(PLD)、只讀存儲(chǔ)器(ROM)和隨機(jī)存取存儲(chǔ)器(RAM)設(shè)備的專門用于存儲(chǔ)和執(zhí)行程序代碼的硬件設(shè)備。

以上雖然已經(jīng)描述了本發(fā)明的各種實(shí)施例，但是本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)該理解這些實(shí)施例僅僅作為示例，而不是限制。以上描述的方法和步驟表明特定的事件以特定的順序發(fā)生，特定步驟的順序可能有所不同。此外，在可能的情況下，特定步驟可能在并行的過程里同時(shí)執(zhí)行，并且也如上所述地進(jìn)行串行執(zhí)行。雖然已經(jīng)描述了具有特定功能和/或部件組合的各種實(shí)施例，但是從此處描述的任何實(shí)施例中抽取任何功能和/或組件的組合或子組合構(gòu)成其他實(shí)施例也是可能的。