高效率且低雜訊的電源供應裝置及轉換電壓的方法

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專利名稱：高效率且低雜訊的電源供應裝置及轉換電壓的方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種高效率且低雜訊的電源供應裝置，特別是指一種使用切換式電源供應電路(Switching Regulator)與低壓降穩(wěn)壓電路(LDO， Low Drop Out Regulator)所構成的電源供應裝置，且該裝置能動態(tài)自動調整兩級電路間的電壓轉換比例，以使整體裝置的效率與雜訊平衡達到最佳化。此外本發(fā)明亦提出相關的轉換電壓的方法。
背景技術：
一般而言，切換式電源供應電路在電壓轉換上較具效率而不浪費能量；低壓降穩(wěn)壓電路之輸出電壓則具有較低之漣波雜訊(ripple noise)。因此，請參閱圖l，現(xiàn)有技術中乃提出一種組合兩者而構成的電源供應裝置，其先將輸入電壓Vin轉換成中間電壓Vm，再轉換成輸出電壓 Vout。目的是通過第一級切換式電源供應電路(SR) 10，以求高效率地轉換電壓，再通過第二級低壓降穩(wěn)壓電路(LDO) 20，以求過濾中間電壓Vm中的漣波雜訊。在此目的下，現(xiàn)有技術中通常將Vm設計成與 Vout盡可能地接近，以使自Vin至Vout的電壓轉換，大部分在第一級的切換式電源供應電路中完成，以盡量提高轉換效率。低壓降穩(wěn)壓電路對于漣波雜訊的過濾能力稱為電源拒斥率(Power Supply Rejection Ratio,本說明書下文中簡稱PSRR)， PSRR與三項因素有關低壓降穩(wěn)壓電路的輸入至輸出壓降值、輸出端的負載電流、以及低壓降穩(wěn)壓電路之內耗電流(quiescent current)。壓降值越高，PSRR 越佳；負載電流越高，PSRR越差；內耗電流越高，PSRR越佳。但顯然，壓降值和內耗電流若升高，將不利于電壓轉換效率。現(xiàn)有技術中，并未針對負載端的需求，做任何適應性的設計。其考量非常簡單，僅是將中間電壓Vm與輸出電壓Vout間的壓降設計為盡可能低的定值，亦即將第一級切換式電源供應電路的輸出設定為定值。此種設計雖然簡單，且有高轉換效率的優(yōu)點，但缺點是，若負載端對雜訊較為敏感時，此種現(xiàn)有技術電路將不能滿足負載端的需求。詳言之，請參閱圖2，此為概念示意圖，其中橫坐標代表負載電流，亦即電源供應裝置的輸出電流，縱坐標代表量度，由圖中可見，隨著負載電流(輸出電流)增加，中間電壓Vm的雜訊會增加，但低壓降穩(wěn)壓電路的PSRR會下降。兩者相乘的結果如第三條示意線所示，輸出電壓Vout之整體雜訊會隨著負載電流增加而增加。有鑒于此，顯然需要提供一種能動態(tài)控制轉換效率和輸出雜訊，并根據(jù)負載端的需求，來達成其間平衡的電源供應裝置。發(fā)明內容有鑒于此，本發(fā)明即針對上述現(xiàn)有技術之不足，提出一種電源供應裝置，以解決前述困擾，并達成轉換效率和輸出雜訊間的最佳平衡。本發(fā)明之第二目的在于提供一種適用于電源供應裝置中的電壓轉換方法。為達上述之目的，在本發(fā)明的其中一個實施例中，提供了一種高效率且低雜訊的電源供應裝置，包含一切換式電源供應電路，其將一輸入電壓轉換為一中間電壓；一低壓降穩(wěn)壓電路，其將該中間電壓轉換為一輸出電壓，以提供負載電流給一負載；以及反饋控制電路，其調整該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力，使其隨該負載電流增加而增加。上述實施例中，當該負載電流增加時，該反饋控制電路可提高中間電壓和輸出電壓間之壓降，或提高該低壓降穩(wěn)壓電路之內耗電流。此外，根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例，是提供一種轉換電壓的方法，包含以下步驟(A)提供一切換式電源供應電路，其將一輸入電壓轉換為一中間電壓；(B)提供一低壓降穩(wěn)壓電路，其將該中間電壓轉換為一輸出電壓，以供應負載電流給一負載；以及(C)調整該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力，使其隨該負載電流增加而增加。上述方法中，與該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力有關的訊號，可為該低壓降穩(wěn)壓電路中輸出級晶體管之柵極電壓訊號、或門源極電壓訊號、或門漏極電壓訊號、或該低壓降穩(wěn)壓電路中誤差放大器之輸出電壓訊號、或負載電流訊號、或負載之異常訊號。以下將通過對具體實施例詳加說明，當更容易了解本發(fā)明之目的、技術內容、特點及其所達成之功效。

圖1為現(xiàn)有技術的電源供應裝置的示意電路圖。圖2示意說明現(xiàn)有技術的缺點。圖3A-3C用以說明本發(fā)明之原理。圖4為示意電路圖，示出本發(fā)明的電源供應裝置的其中一個實施例。圖5A和圖5B舉例說明如何利用調變訊號MOD來控制切換式電源供應電路。圖6、7、8說明反饋控制電路之較具體實施例，其對應于使用PMOS作為輸出級晶體管的低壓降穩(wěn)壓電路。圖9A與圖9B說明圖6、 7、 8實施例中元件替代方式。圖10和圖11說明反饋控制電路之另兩具體實施例，其對應于使用NMOS作為輸出級晶體管的低壓降穩(wěn)壓電路。圖12為示意電路圖，示出本發(fā)明的電源供應裝置的再另一個實施例。圖13舉例說明說明如何利用調變訊號MOD來控制低壓降穩(wěn)壓電路的內耗電流。圖14A與圖14B舉例說明從負載電路進行反饋產(chǎn)生調變訊號 MOD的作法。圖15A與圖15B為示意電路圖，示出本發(fā)明的電源供應裝置的再另一個實施例。圖中符號說明10切換式電源供應電路15電壓加總電路16電壓相減電路20低壓降穩(wěn)壓電路30反饋控制電路33電流鏡42位誤差率(Bit Error Rate, BER)計數(shù)器 44數(shù)字模擬轉換器 50負載EA10，EA20誤差放大器FB切換式電源供應電路中之反饋電壓GM轉導電路MOD調變訊號MOD'數(shù)字調變訊號Q21， Q22, Q31， Q32， Q33， Q34, Q35晶體管R21，R22, R31,R32，R41電阻Vin輸入電壓Vm中間電壓Vout輸出電壓Vrefl0， Vref20參考電壓具體實施方式
首先從原理上來說明本發(fā)明的概念。請參考圖3A-3C，首先說明圖3A，本發(fā)明的基本概念之一為當負載電流增加時，相對應地升高低壓降穩(wěn)壓電路之PSRR，以將輸出雜訊保持在負載端可以接受的范圍內(圖標為概念示意，所有示意線不必然為直線；輸出電壓Vout之整體雜訊并不需要為定值)。達成圖3A結果的方式，例如可如圖3B所示，使低壓降穩(wěn)壓電路的壓降值隨負載電流增加而增加，或可如圖3C 所示，使低壓降穩(wěn)壓電路的內耗電流Icc隨負載電流增加而增加，當然亦可兩者并用，或采用其它方式。請參考圖4，其中以示意電路圖的方式顯示本發(fā)明的其中一個實施例。如圖所示，在本實施例中，提供了一個反饋控制電路30，根據(jù) 低壓降穩(wěn)壓電路20的內部或外部訊號(圖標為示意，故僅繪出與內部連接；請對照參閱圖第14A與圖14B)，反饋產(chǎn)生調變訊號MOD，以調整第一級切換式電源供應電路10的輸出設定。就切換式電源供應電路10而言，調整其輸出設定的方法例如為調整其內之誤差放大器 EA10的輸入，如圖5A和5B所示；當然亦可使用其它方式來調整，例如調整EA10之輸入偏移電壓(Input Offset Voltage)等等。切換式電源供應電路之詳細結構已為熟悉本技術者所熟知，在本發(fā)明概念的揭示與教導下，熟悉本技術者當可根據(jù)本發(fā)明的精神，思及各種根據(jù)調變訊號MOD，來調整切換式電源供應電路10之輸出設定的方法，均應屬于本發(fā)明的范圍。重點是，根據(jù)調變訊號MOD，調整切換式電源供應電路10之輸出，使中間電壓Vm因應調變訊號MOD而改變，也對應地調整了第二級低壓降穩(wěn)壓電路20的壓降值，并進而調整了低壓降穩(wěn) 壓電路20的PSRR。在圖5A和圖5B中，將兩個電壓相加或相減后輸出的電路15、16，有多種方法可以達成，此為熟悉本技術者所熟知，在此不一一詳述。舉例而言，可先將兩電壓個別轉換為電流，將電流相加或相減后，再將該電流轉換成電壓，此電壓即為兩電壓之和/差。反饋控制電路30有多種方式可以產(chǎn)生調變訊號MOD，例如可以根據(jù)負載電流、或低壓降穩(wěn)壓電路20的內部元件訊號、或對于低壓降穩(wěn)壓電路20之PSRR具有指針意義的訊號，來產(chǎn)生之。以下舉數(shù)個具體實施例加以說明，需強調的是，這些實施例供證明本發(fā)明已可實施，但非限制本發(fā)明的范圍；熟悉本技術者當可根據(jù)本發(fā)明內容加以類推。反饋控制電路30的第一實施例可參閱圖6，圖中左方之低壓降穩(wěn) 壓電路20為以PMOS作為輸出級晶體管之典型低壓降穩(wěn)壓電路，其右方為本發(fā)明的反饋控制電路30。通過對電阻R21， R22， R31， R32的阻值、及晶體管Q21和晶體管Q31的匹配設計，可使電流II遠大于電流 12，故反饋控制電路30本身的耗能不大。令晶體管Q21的柵源極電壓為Vgs21，晶體管Q31的柵源極電壓為Vgs31，則流過晶體管Q31的電流I2等于(Vgs21-Vgs31)/R31，且由于該電流很小，故Vgs31約等于晶體管Q31的導通臨界值Vth31 ，因此電流12約等于 (Vgs21-Vth31)/R31，而調變訊號MOD (此例中為模擬電壓訊號)的電壓值即等于R3 2 ★ 12 = R3 2 (Vgs21 -Vth31 )/R31Vth31、 R31、 R32皆為定值，故調變訊號MOD僅為Vgs21之函數(shù)，亦即為負載電流Iout的函數(shù)(Iout-Il)。反饋控制電路30的第二實施例可參閱圖7，本實施例與前例不同之處在于，本實施例使調變訊號MOD僅為晶體管Q21的柵漏極電壓 Vgd21之函數(shù)。與前例相同，由于電流I2很小，故Vgs31約等于PMOS 晶體管Q31的導通臨界值Vth31，且Vgs32約等于NMOS晶體管Q32 的導通臨界值Vth32。 PMOS晶體管Q31的柵極與晶體管Q21的漏極連接，因此電流I2約等于(Vgd21-Vth31-Vth32)/R31,而調變訊號MOD (此例中為模擬電壓訊號)的電壓值即等于R32 * 12 = R32 (Vgd21 -Vth31 -Vth32)/R31Vth31、 Vth32、 R31、 R32皆為定值，故調變訊號MOD僅為Vgd21 之函數(shù)。反饋控制電路30的第三實施例可參閱圖8，在本實施中調變訊號 MOD'為數(shù)字訊號。數(shù)字調變訊號MOD'的應用方式舉例說明如下例如，負載端可能僅有兩種操作模式，則中間電壓Vm只需要在兩種電壓值之間變換，因此并不需要連續(xù)變化的模擬調變訊號MOD，而只需要兩位階的數(shù)字調變訊號MOD';此時調變訊號MOD'并不以第5A和 5B圖所示的方式加以運用，而是以其它方式控制切換式電源供應電路 10，以調整中間電壓Vm。本實施例中，在MOD輸出準位的轉換點時，I2 = Ib，故電阻R31 上的跨壓等于Ib*R31。如電流鏡33正常作用，表示NMOS晶體管 Q32與NMOS晶體管Q33皆導通，亦即晶體管Q21的柵極電壓Vg21 (亦即誤差放大器EA20的輸出)等于(Vth32+Ib大R31+Vth33)，此時若稍提高Vg21，因為NMOS晶體管Q34導通電流增加，故調變訊號 MOD，處于低位準。相對地，若Vg21小于(Vth32+Ib女R31+Vth33)，則 NMOS晶體管Q34導通電流小于Ib，調變訊號MOD，的電壓上升而處于高位準。因Vth32、 Ib、 R31、 Vth33皆為定值，故調變訊號MOD' 的高低位準，與晶體管Q21的柵極電壓Vg21相依MOD， = H當Vg21 < (Vth32+Ib * R31+Vth33)MOD， = L當Vg21 〉 (Vth32+Ib * R31+Vth33)以上三實施例電路中之源極追隨器(圖6中之晶體管Q31、圖7、圖8中的晶體管Q32)，可用圖9A或圖9B的電路來取代，如此更可使晶體管的導通臨界值為0，便利建立更單純的函數(shù)關系；圖中G， S, D 分別取代原本晶體管Q31或晶體管Q32的柵極、源極、漏極，可供與對應的節(jié)點連接。此外，以上三實施例中，低壓降穩(wěn)壓電路20的輸出級晶體管為 PMOS晶體管，但當然，若低壓降穩(wěn)壓電路20的輸出級晶體管為NMOS 晶體管，本發(fā)明也同樣可行；具體實施例如圖10、圖ll。圖10與圖7 相似，但輸出級晶體管為NMOS晶體管Q22，其柵源極電壓為Vgs22。在本實施例中，調變訊號MOD為模擬電壓訊號，其電壓值等于R32 *I2 = R32 (Vgs22-Vth31-Vth32)/R31。圖11與圖8相似，但輸出級晶體管為NMOS晶體管Q22，且NMOS晶體管Q32改為PMOS晶體管 Q35。在本實施例中，調變訊號MOD'為數(shù)字訊號，當電流鏡33正常作用時，表示晶體管Q35與Q33皆導通，且當供應電壓Vpp與晶體管 Q22柵極電壓Vg22間的壓差(Vpp-Vg22)大于(Vth35+Ib女R31)時， NMOS晶體管Q34導通電流大于Ib，故調變訊號MOD'處于低位準。相對地，若(Vpp-Vg22)小于(Vth35+Il^R31)，則NMOS晶體管Q34導通電流小于Ib，調變訊號MOD'的電壓上升而處于高位準。因Vpp、 Vth35、 Ib、 R31皆為定值，故調變訊號MOD'的高低位準，與晶體管 Q22的柵極電壓Vg22相依MOD ， = H當Vg22 〉 Vpp — (Vth3 5+Ib * R31)MOD，=L當Vg22 < Vpp —(Vth35+Ib*R31)圖10、圖11中提供給誤差放大器EA20的供應電壓Vpp,可直接使用輸入電壓Vin，或使用其它比Vm高的電壓。圖4與圖5A、 5B中，調變訊號MOD反饋控制第一級切換式電源供應電路10的輸出設定，以調整中間電壓Vm。根據(jù)圖3C，在本發(fā)明的概念下，亦可反饋控制低壓降穩(wěn)壓電路20的內耗電流，如圖12所示。其具體實施例，舉一例如圖13，在本實施例中，誤差放大器EA20 的耗電，以路徑100上的電流Ics來表示，此電流在無其它電路控制下原本為定值Ic。根據(jù)本發(fā)明，可運用轉導電路(transconductance)GM，利用調變訊號MOD產(chǎn)生電流13，其電流值等于調變訊號MOD之電壓值除以電阻R41。而電流Ics即等于定值Ic與(MOD/R41)之和，換言之，可通過升高MOD的電壓值，來增加電流Ics，而電流Ics即為低壓降穩(wěn) 壓電路20內耗電流的主要部份。上述各實施例中，其調變訊號MOD均是取自低壓降穩(wěn)壓電路20，但本發(fā)明并不局限于此，亦可從負載端反饋產(chǎn)生調變訊號MOD。因負載端可能為各種電路，故不能一一盡述，作法僅舉兩例如圖14A與圖14B，假設負載端對漣波雜訊敏感，因漣波雜訊有震蕩特性，故可能會造成負載端之間歇性異常而產(chǎn)生一定之位誤差率(Bit Error Rate, BER)，此時可通過位誤差率計數(shù)器42統(tǒng)計并輸出其位誤差率，再通過數(shù)字模擬轉換器44，將其轉換為模擬電壓訊號，即可供作為調變訊號MOD; 當然，亦可通過邏輯電路，產(chǎn)生數(shù)字調變訊號MOD'。熟悉本技術者在本案揭示教導下，當可根據(jù)負載端之電路特性，設計出各種反饋產(chǎn)生調變訊號MOD或調變訊號MOD'的方法，在此不一一詳述，但均應屬于本發(fā)明之權利范圍。除以上所述外，如圖15A與圖15B所示，直接偵測電流訊號，并據(jù)以產(chǎn)生調變訊號MOD (或調變訊號MOD')，當然也是可以的，其詳細作法不另贅示。以上已針對較佳實施例來說明本發(fā)明，唯以上所述，僅為使熟悉本技術者易于了解本發(fā)明的內容而已，并非用來限定本發(fā)明之權利范圍。如前所述，對于熟悉本技術者，當可在本發(fā)明精神內，立即思及各種等效變化。例如，所有實施例中所示直接連接的兩元件，可在其間插入不影響訊號意義的電路，例如延遲電路、開關電路等等。再如，第一級切換式電源供應電路10，并不限定為降壓、升壓或反壓電路。又如，所有實施例中，均系假設負載端需要固定的電壓Vout，但若負載端需要可變的電壓Vout，則亦可通過數(shù)字或模擬反饋控制機制來調整第一級切換式電源供應電路10及/或第二級低壓降穩(wěn)壓電路20之電壓轉換比率，例如藉由反饋訊號調整誤差放大器EA10及/或誤差放大器EA20之輸入等，此亦屬本發(fā)明之概念。將故凡依本發(fā)明之概念與精神所為之均等變化或修飾，均應包括于本發(fā)明之申請專利范圍內。
權利要求
1. 一種高效率且低雜訊的電源供應裝置，包含一切換式電源供應電路，其將一輸入電壓轉換為一中間電壓；一低壓降穩(wěn)壓電路，其將該中間電壓轉換為一輸出電壓，以提供負載電流給一負載；以及反饋控制電路，其調整該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力，使其隨該負載電流增加而增加。
2. 如權利要求l所述的高效率且低雜訊的電源供應裝置，其中當該負載電流增加時，該反饋控制電路提高中間電壓和輸出電壓間之壓降。
3. 如權利要求2所述的高效率且低雜訊的電源供應裝置，其中該切換式電源供應電路內具有一誤差放大器，且該反饋控制電路輸出一訊號，以調整該誤差放大器的一輸入。
4. 如權利要求l所述的高效率且低雜訊的電源供應裝置，其中當該負載電流增加時，該反饋控制電路提高該低壓降穩(wěn)壓電路之內耗電流。
5. 如權利要求4所述的高效率且低雜訊的電源供應裝置，其中該低壓降穩(wěn)壓電路內具有一誤差放大器，且該反饋控制電路輸出一訊號，以調整該誤差放大器之消耗電流。
6. 如權利要求l所述的高效率且低雜訊的電源供應裝置，其中該反饋控制電路自該低壓降穩(wěn)壓電路之內部萃取訊號，并產(chǎn)生調變訊號，以調整該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力。
7. 如權利要求6所述的高效率且低雜訊的電源供應裝置，其中該低壓降穩(wěn)壓電路包括一個誤差放大器與一個輸出級晶體管，該誤差放大器之輸出控制該輸出級晶體管之柵極，且其中該反饋控制電路自該輸出級晶體管之柵極、或漏極、或源極、或以上任兩者、或以上三者萃取訊號。
8. 如權利要求l所述的高效率且低雜訊的電源供應裝置，其中該反饋控制電路自該負載萃取訊號，并產(chǎn)生調變訊號，以調整該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力。
9. 如權利要求8所述的高效率且低雜訊的電源供應裝置，其中該反饋控制電路具有一個位誤差率計數(shù)器，與負載電連接而產(chǎn)生位誤差率訊號。
10. —種轉換電壓的方法，包含以下步驟提供一切換式電源供應電路，其將一輸入電壓轉換為一中間電壓；提供一低壓降穩(wěn)壓電路，其將該中間電壓轉換為一輸出電壓，以供應負載電流給一負載；以及調整該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力，使其隨該負載電流增加而增加。
11. 如權利要求IO所述的轉換電壓的方法，其中該雜訊過濾能力以該低壓降穩(wěn)壓電路的電源拒斥率來表示。
12. 如權利要求IO所述的轉換電壓的方法，其中該步驟(C)包含使該低壓降穩(wěn)壓電路之壓降值或內耗電流，隨該負載電流增加而增加。
13. 如權利要求IO所述的轉換電壓的方法，其中該步驟(C)包含 (Cl)萃取與該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力有關的訊號； (C2)產(chǎn)生調變訊號；以及(C3)將該調變訊號輸入該切換式電源供應電路，以調整其輸出之中間電壓。
14. 如權利要求IO所述的轉換電壓的方法，其中該步驟(C)包含 (Cl)萃取與該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力有關的訊號； (C2)產(chǎn)生調變訊號；以及(C3)將該調變訊號輸入該低壓降穩(wěn)壓電路，以調整其內耗電流。
15. 如權利要求13所述的轉換電壓的方法，其中該低壓降穩(wěn)壓電路包括一個誤差放大器與一個輸出級晶體管，該誤差放大器之輸出控制該輸出級晶體管之柵極，且其中該步驟(C1)中之訊號為該輸出級晶體管之柵極電壓訊號、或門源極電壓訊號、或門漏極電壓訊號、或該誤差放大器之輸出電壓訊號、或負載電流訊號、或負載異常訊號。
16.如權利要求14所述的轉換電壓的方法，其中該低壓降穩(wěn)壓電路包括一個誤差放大器與一個輸出級晶體管，該誤差放大器之輸出控制該輸出級晶體管之柵極，且其中該步驟(C1)中之訊號為該輸出級晶體管的柵極電壓訊號、或門源極電壓訊號、或門漏極電壓訊號、或該誤差放大器的輸出電壓訊號、或負載電流訊號、或負載異常訊號。
全文摘要
本發(fā)明提出一種高效率且低雜訊的電源供應裝置及轉換電壓的方法，包含一切換式電源供應電路，其將一輸入電壓轉換為一中間電壓；一低壓降穩(wěn)壓電路，其將該中間電壓轉換為一輸出電壓，以提供負載電流給一負載；以及反饋控制電路，其調整該低壓降穩(wěn)壓電路的雜訊過濾能力，使其隨該負載電流增加而增加。本發(fā)明的裝置能動態(tài)自動調整兩級電路間的電壓轉換比例，以使整體裝置的效率與雜訊平衡達到最佳化。
文檔編號G05F1/56GK101242141SQ200710006279
公開日2008年8月13日申請日期2007年2月7日優(yōu)先權日2007年2月7日
發(fā)明者劉景萌, 白忠龍, 邱威哲申請人:立锜科技股份有限公司

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