專利名稱：適用于具有預(yù)偏置負載的變換器的啟動電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種脈沖寬度調(diào)制(PWM)功率調(diào)整器及/或直流至直流(DC-DC)變換器，尤其涉及用于啟動進入預(yù)充電或預(yù)偏置負載的PWM切換的DC-DC變換器的方式。
背景技術(shù)：
一種脈沖寬度調(diào)制(PWM)的DC-DC變換器的典型啟動順序是在反饋控制誤差放大器的非反相或者正相輸入端輸入一個從0伏至目標VREF設(shè)定電壓電平的斜波信號，該誤差放大器是一個反饋控制回路中的一部分，該反饋控制回路系通過比較該參考電壓VREF與基于所檢測到的部分輸出電壓VOUT來調(diào)整輸出電壓VOUT。在典型的推挽式變換器中，該PWM控制電路提供一個控制柵極驅(qū)動器的PWM信號，該PWM信號進一步控制一對開關(guān)器件，從而將輸入電壓變換成調(diào)整過的輸出電壓。這對開關(guān)器件包含一個上方開關(guān)器件及一個下方開關(guān)器件，上方開關(guān)器件及下方開關(guān)器件一般可采用金氧半導(dǎo)體場效晶體管(MOSFET)對來實現(xiàn)。
如果該變換器系啟動進入一個預(yù)偏置負載狀態(tài)，諸如當VOUT系已經(jīng)被充電時，則存在著很大的潛在破壞瞬態(tài)電流，因為VREF小于反饋信號。特別是，因為該反饋回路企圖通過VOUT的反饋信號時電壓電平與在該誤差放大器的輸入端的VREF比較來調(diào)整VOUT，其中，該反饋信號已經(jīng)是高電電平而VREF則是啟動時為斜坡電壓，所以該控制電路企圖通過導(dǎo)通“下拉”輸出開關(guān)器件(例如，開關(guān)器件對中的下面器件)將VOUT拉低。在這種情況下，該下面器件能夠?qū)ㄗ銐蚓玫臅r間，以至超過其熱限制。涌電流會對片上元件產(chǎn)生明顯的應(yīng)力，從而有可能引起災(zāi)難性的故障。此外，這些涌電流還會引起輸出電壓產(chǎn)生“非單調(diào)值”或變化，在某些情況下，該輸出電壓的“非單調(diào)值”或變壓化，導(dǎo)致下游的集成電路閂鎖住且失效。
所述，希期能夠防止下開關(guān)器件保持導(dǎo)通的時間太久，以及防止輸出電壓中所不期望的變化，特別是在啟動時。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的一個示范性實施例的一種用于直流至直流(DC-DC)功率變換器的啟動電路，其包括第一電路、第二電路及一個比較器。DC-DC功率變換器包括一個誤差放大器，它向脈寬調(diào)制電路(PWM)提供補償信號，由PWM電路使用補償信號和三角PWM波形來產(chǎn)生PWM信號，以控制一個開關(guān)電路，該開關(guān)電路將輸入電壓轉(zhuǎn)換成相對于共同功率參考電壓的輸出電壓。該開關(guān)電路包括一個使能輸入端，使得DC-DC功率變換器的輸出可以由啟動電路使能。
第一電路建立用于三角PWM波形的一個最小峰值電壓和一個最大峰值電壓。第二電路建立一個參考電壓，該參考電壓與輸出電壓具有線性關(guān)系。特別是，參考電壓的范圍系由最小峰值電壓至該最大峰值電壓，而輸出電壓的范圍是從共同功率參考電壓至輸入電壓的電平。比較器系具有一個用于接收補償信號的第一輸入端；一個用于接收參考電壓的第二輸入端；和一個向開關(guān)電路使能輸入提供使能信號的輸出端。
在一個實施例中，第二電路包括一個提供偏置節(jié)點的偏置電路，一個參考電阻器，第一和第二電流發(fā)生器及第一和第二電流鏡電路。參考電阻器耦合于偏置節(jié)點和產(chǎn)生參考電壓的參考節(jié)點之間。第一電流發(fā)生器產(chǎn)生一個正比于輸入電壓的第一電流。第二電流發(fā)生器產(chǎn)生一個正比于輸出電壓的第二電流。第一電流鏡電路施加由偏置節(jié)點經(jīng)過參考電阻器流至參考節(jié)點的第一電流。第二電流鏡電路施加由參考節(jié)點經(jīng)過參考電阻器流至偏置節(jié)點的第二電流。第一和第二電流發(fā)生器及參考電阻器構(gòu)成了如果輸出電壓為共同功率參考電壓，則參考電壓系大約等于最小峰值電壓，且如果輸出電壓為輸入電壓電平，則參考電壓系大約等于最大峰值電壓。
在一個更具體的實施例中，啟動電路包括第一和第二電阻器及第三電流鏡電路。該第一電阻器及第二電阻器各自具有與參考電阻器大致相同的電阻值，且第一電阻器及第二電阻器各自皆連接至偏置節(jié)點。第三電流鏡電路將第一電流施加至第一電阻器，和從第二電阻器吸取第一電流，使得第一電阻器產(chǎn)生最大峰值電壓而第二電阻器產(chǎn)生最小峰值電壓。再者，第二電流發(fā)生器系可以構(gòu)成如果輸出電壓大約等于輸入電壓，則第二電流發(fā)生器就產(chǎn)生第二電流且為第一電流的電流電平的兩倍。
啟動電路可以進一步包括第一分壓器，該第一分壓器可用于分壓輸入電壓，以提供一個輸入檢測電壓；及第二分壓器，該第二分壓器可用于分壓輸出電壓，以提供一個輸出檢測電壓。在這種情況下，第一電流發(fā)生器可以包括第一跨導(dǎo)放大器，其具有一個接收輸入檢測電壓的輸入端；及一個輸出端，該輸出端可產(chǎn)生流過第三電阻器的第一電流，以維持其電壓接近于輸入檢測電壓的相同電壓電平。第二電流發(fā)生器可以包括第二跨導(dǎo)放大器，其具有一個接收輸出檢測電壓的輸入端；及一個輸出端，該輸出端可產(chǎn)生流過第四電阻器的第二電流，以維持其電壓接近于輸出檢測電壓的相同電壓電平，其中，該第三電阻器具有第四電阻器的電阻值大約兩倍的電阻值。
DC-DC功率變換器包括一個輸出電感器，其一般可耦合在一個產(chǎn)生輸出電壓的輸出節(jié)點和開關(guān)電路的一個中間相位節(jié)點之間。在一個實施例中，第二電流發(fā)生器通過該在相位節(jié)點檢測輸出電壓。
在一個替代實施例中，第二電路包括第一電阻器和第二電阻器；兩個放大器，其包括一個緩沖放大器；及第一電流器件和第二電流器件。第一電阻器具有一個用于接收輸入電壓的第一端及第二端。第二電阻器具有一個用于接收輸出電壓的第一端及一個產(chǎn)生參考電壓的第二端，其阻值大約等于第一電阻器的電阻值。第一放大器具有一個接收最大峰值電壓的反相輸入端，一個連接著第一電阻器的第二端的同相輸入端，以及一個輸出端。緩沖放大器維持其輸出為最小峰值電壓。第一電流器件具有一個耦合在第一電阻器的第二端和緩沖放大器的輸出端之間的電流路徑，還具有一個連接著第一放大器的輸出端的控制輸入端。第二電流器件的結(jié)構(gòu)基本類似于第一電流器件，具有一個耦合在第二電阻器的第二端和緩沖放大器的輸出端之間的電流路徑，還具有一個連接著第一放大器的輸出端的控制輸入端。在這種情況下，第一放大器控制第一電流器件，以維持第一電阻器的第二端的電壓大致等于最大峰值電壓。因此，這些器件的電流路徑可產(chǎn)生大致相同的電阻值，以均勻地分壓輸入電壓和輸出電壓。
根據(jù)本發(fā)明的另一個實施例的一種DC-DC變換器包括一個輸出開關(guān)電路，一個誤差放大器，PWM邏輯電路及一個啟動電路。輸出開關(guān)電路具有一個用于接收使能信號的使能輸入端，使之使能時，可將輸入電壓切換施加至輸出電感器，以根據(jù)一PWM信號產(chǎn)生輸出電壓。誤差放大器根據(jù)參考電壓與輸出電壓反饋信號的比較值產(chǎn)生補償電壓。PWM邏輯電路根據(jù)補償電壓和范圍從最小斜坡電壓至最大斜坡電壓之間的斜坡信號來產(chǎn)生PWM信號。啟動電路系包括一個參考電路及一個比較器。參考電路產(chǎn)生參考電壓，以線性方式相對于輸出電壓進行變化，其變化范圍為在輸出電壓為零的情況下對應(yīng)可最小斜坡電壓以及在輸出電壓為輸入電壓的相同的電壓的情況下對應(yīng)于最大斜坡電壓。比較器系比較補償電壓和參考電壓，且提供使能信號。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例的一種啟動DC-DC變換器進入預(yù)充電輸出電壓的方法，其包含產(chǎn)生一個與輸出電壓具有線性關(guān)系的參考電壓，其中，當輸出電壓的范圍在零和輸入電壓電平之間時，該參考電壓的范圍在PWM三角波形的最小電壓電平和最大電壓電平之間；及當參考電壓大約等于由誤差放大器比較參考電壓和表示輸出電壓的反饋信號所產(chǎn)生的補償信號時，使能DC-DC變換器的輸出切換。
產(chǎn)生參考電壓的方法可以包含基于輸入電壓施加第一電流流過一起耦合于第一節(jié)點的第一和第二電阻器，以產(chǎn)生PWM三角波形的最小電壓電平及最大電壓電平；以一個方向施加第一電流流過第三電阻器，該第三電阻器具有一個與第一節(jié)點相耦合的第一端和一個產(chǎn)生參考電壓的第二端；及基于輸出電壓以相反方向施加第二電流流過第三電阻器。
可替代的是，產(chǎn)生參考電壓的方法可以包含第一電阻器耦合于輸入電壓和第一節(jié)點之間；第二且等值的電阻器耦合于該輸出電壓和第二節(jié)點之間；第一晶體管的電流路徑耦合于第一節(jié)點和第三節(jié)點之間；第二晶體管的電流路徑耦合于第二節(jié)點和第三節(jié)點之間；將第三節(jié)點的電壓保持于PWM三角波形的最小電壓電平；將控制信號施加至第一晶體管，以使得第一節(jié)點的電壓保持于PWM三角波形的最大電壓電平，其中，第一晶體管的電流路徑可產(chǎn)生第一電阻值；及將控制信號施加至第二晶體管，使得它的電流路徑可保持第二節(jié)點和第三節(jié)點之間的一個電阻，該電阻等效于第一電阻。


參考下列描述及附圖，本發(fā)明之優(yōu)點、特色及利益將變成顯而易見，其中
圖1是根據(jù)本發(fā)明的一個示范性實施例的一種包括啟動電路的DC-DC變換器的簡化示意方框圖；圖2是根據(jù)本發(fā)明的一個示范性實施例所實施的圖1所示啟動電路較詳細的示意圖；和，圖3是根據(jù)本發(fā)明的一個替代實施例所實施的另一啟動電路的簡化示意方框圖。
主要元件符號說明100DC-DC變換器101控制器103誤差放大器105PWM邏輯電路107柵極控制邏輯電路109啟動電路111反饋電路Q1及Q2開關(guān)VIN輸入源電壓PGND 功率接地UGATE 上方的柵極控制信號PHASE 相位節(jié)點LGATE 下方的柵極控制信號L 輸出電感器VOUT 輸出信號LD 負載CO 輸出電容器VFB反饋電壓信號COMP 補償信號EN 啟動信號GND信號接地VFF電壓饋入轉(zhuǎn)送R17及R18 電阻器
VA 電壓C11 電容器G1 互導(dǎo)放大器201 節(jié)點205 中間節(jié)點207 中間節(jié)點209 節(jié)點211 節(jié)點213 比較器F1及F4 電流鏡R32 電阻器IVFF 電流F2及F3 電流鏡R29 電阻器VMAX 最大電壓準位R30 電阻器VMIN 最小電壓準位R21及R28 分壓電阻器VMID 中間電壓F5及F6 電流鏡R31 電阻器R34及R35 電阻器VPH 電壓C13 電容器G2 互導(dǎo)放大器R33 電阻器IPH 電流F7 電流鏡F9及F8 電流鏡
HSOC高側(cè)輸出電流300 起動電路301 振蕩器最大電壓303 振蕩器最小電壓305 節(jié)點306 節(jié)點307 節(jié)點A1 第一緩沖器/放大器A2 緩沖器/放大器QA 場效應(yīng)晶體管R1 單元電阻器QB 場效應(yīng)晶體管R2 單元電阻器實施方式下列敘述的呈現(xiàn)使得業(yè)內(nèi)熟練技術(shù)人能夠在一個特定應(yīng)用及其條件的環(huán)境的內(nèi)實施及使用所提供的本發(fā)明。然而，對于業(yè)內(nèi)熟練技術(shù)人士來說，較佳實施例的許多不同的修改都是顯而易見的，且本文定義的基本原理也可以應(yīng)用于其它實施例。因此，本發(fā)明并不打算受限于本文所圖示及敘述的特定實施例，而是符合于本文所揭示的原理及新穎特色一致的最廣泛范圍。
諸如，在申請序列號為10/775,560、標題為“適用于DC-DC變換器的啟動電路”的較新的方式，通過當檢測到第一驅(qū)動或當補償插腳“COMP”達到固定電平時，激活調(diào)節(jié)器的輸出驅(qū)動來減小啟動涌電流；其中固定電平一般等效于大約10％的占空周期(D)。涌電流是由非零的輸出電感器的兩端平均電壓所引起的。只有當驅(qū)動器激活占空周期中一致產(chǎn)生一個等于目前的輸出預(yù)偏置電壓VOUT的電壓時，任何一種在固定COMP電壓下(它等效于固定占空周期)激活輸出驅(qū)動的啟動方式系都可具有零啟動涌電流。給出VBAR的簡化方程式為VBAR＝D*VIN，式中，星號“*”表示相乘，“D”表示占空周期，且VIN表示輸入電壓。給書預(yù)充電輸出電平的不可預(yù)測的特性，在大部分的應(yīng)用中，特別是在啟動時，VBAR等于VOUT的幾率是低的。
圖1是根據(jù)本發(fā)明的一個示范性實施例的DC-DC變換器100的簡化示意方框圖，DC-DC變換器100包括一個啟動電路109。雖然應(yīng)理解的是本發(fā)明可同樣應(yīng)用于其它形式的功率變換器，然而為了說明的目的，該DC-DC變換器100顯示了一個推挽式變換器。一對開關(guān)Q1及Q2以串聯(lián)的方式耦合于諸如VIN的輸入源電壓的各個端點和功率接地(PGND)之間。在所示的實施例中，開關(guān)Q1及Q2是采用N溝道金屬氧化物半導(dǎo)體場效應(yīng)晶體管(MOSFET)來實施的N通道金氧半導(dǎo)體場效晶體管，雖然可以想到其之類型的電子開關(guān)可以包括適合于集成電路制造的半導(dǎo)體開關(guān)。上開關(guān)Q1的兩極連接至VIN，其柵極接收一個上方柵極控制信號UGATE，且其源極在產(chǎn)生相位信號的相位節(jié)點PHASE處連接著下方開關(guān)Q2的漏極。它所產(chǎn)生的節(jié)點和信號這里采用相同的標號，除非特別敘述。下方開關(guān)Q2的漏極連接著PHASE，其柵極接收下方柵極控制信號LGATE，且其源極連接著PGND。PHASE節(jié)點通過輸出電感器L與產(chǎn)生一個輸出信號VOUT輸出節(jié)點相耦合。VOUT信號施加至負載LD及輸出電容器CO，負載LD及輸出電容器CO兩者都參考接地。VOUT信號通過反饋電路111以反饋電壓信號VFB反饋至控制器101，該控制器101輸出UGATE信號及LGATE信號，以控制開關(guān)Q1及Q2的操作。該PHASE節(jié)點一般也可提供給控制器101，以用于各種不同的目的，包含過電流檢測。
控制器101包括一個誤差放大器103，PWM邏輯電路105，柵極控制邏輯電路(GCL)107及啟動電路109。在典型的結(jié)構(gòu)中，誤差放大器103通過VFB信號或電壓檢測信號(未示出)或其他方式而檢測VOUT，且在輸出端產(chǎn)生補償信號COMP，并輸出至PWM邏輯電路105。如圖所示，VFB提供至控制器101的誤差放大器103的反相輸入端，雖然替代方法也可以被預(yù)想用于檢測該輸出。OWM邏輯電路105包括一個振蕩器或類似器件(未示出)，用于產(chǎn)生一個參考振蕩波形(即PWM三角波形信號)；及一個PWM比較器)(未示出)，用于比較參考波形及COMP信號，以產(chǎn)生一個提供至GCL107的PWM信號。根據(jù)PWM信號，柵極GCL107系斷定UGATE信號為高電平，致使開關(guān)Q1導(dǎo)通，且斷定LGATE信號為低電平，致使開關(guān)Q2截止，以通過輸出電感器L耦合VIN來驅(qū)動VOUT的電壓電平。接著，GCL電路107斷定UGATE信號為低電平和斷定LGATE信號為高電平，致使Q1截止和Q2導(dǎo)通。操作可基于PWM信號的占空周期以此方式觸發(fā)。
一個典型的啟動順序是以斜坡方式使提供至誤差放大器103的同相輸入端的VREF信號由零升至一個所設(shè)定的電壓電平。假如VOUT系已經(jīng)預(yù)先充電，例如，通過負載LD或通過其它DC-DC變換器(例如，冗余變換器或類似)，則VFB信號已經(jīng)為高電平，且誤差放大器103使得COMP降為低電平。PWM邏輯電路105通過產(chǎn)生一個相對低的占空周期的PWM信號作為響應(yīng)，使得GCL107激活下方的開關(guān)Q2且持續(xù)一個基本的時間周期，以企圖減少VOUT。于是，開關(guān)Q2通過電感器L耦合于接地和預(yù)充電VOUT信號之間且持續(xù)充分長的時間周期，這可能超過其熱限制值。一般而言，如果跨接電感器L兩端的平均電壓不為零，則會產(chǎn)生涌電流，它可能導(dǎo)致DC-DC變換器100(例如，開關(guān)Q2)該負載LD的構(gòu)件的損壞。
設(shè)置啟動電路109可防止這種不期望出現(xiàn)的情況。啟動電路109向GCL107提供一個使能信號EN，以有效地使能及禁止輸出切換?？刂破?01通過參考共同電源供應(yīng)端點或信號接地(GND)的VCC信號來接收功率，其中，VCC信號可提供給啟動電路109?？刂破?01包括一個以內(nèi)部方式連接啟動電路109的電壓饋入轉(zhuǎn)送(VFF)插腳，其中，VFF以外部方式耦合至VIN信號。PHASE信號及COMP信號可提供給啟動電路109，它可通過COMP信號來監(jiān)視誤差放大器103的操作，以決定何時適合于EN信號以使能輸出切換，以便于減少或消除所不期望的涌電流。
GCL107包括一對輸出驅(qū)動器(未示出)，該對輸出驅(qū)動器可根據(jù)PWM信號來驅(qū)動這些開關(guān)Q1及Q2的柵極，如同熟習(xí)該項技術(shù)者所知。此外，GCL107典型地還包括擊穿保護邏輯電路或者類似電路，以確保在任何給定時間下這些開關(guān)Q1及Q2中僅僅只有一個是為導(dǎo)通的。當EN信號斷定為高電平時，GCL107為正常操作，且當EN信號斷定為低電平時，GCL107使這些開關(guān)Q1及Q2關(guān)閉，以禁止輸出切換。在一個實施例中，舉例而言，GCL107禁止這些輸出驅(qū)動器，使得當EN信號為低電平的同時，UGATE信號及LGATE信號兩者都為低電平且維持低電平。GCL107的內(nèi)部及外部實施例都是可以預(yù)想到的。一個外部柵極驅(qū)動集成電路，舉例而言，可以構(gòu)成具有一個使能輸入端，其用于接收EN信號或者其它信號。在某些實施例中，GCL107可使其輸出成為三態(tài)，以響應(yīng)EN信號變成為低電平，且一個結(jié)合這些開關(guān)Q1及Q2的分離驅(qū)動集成電路(未示出)可用于檢測該三態(tài)情況，且禁止其本身。本發(fā)明并不受限于GCL107或這些開關(guān)器件的任何特定實施例或結(jié)構(gòu)。
根據(jù)本發(fā)明的一個實施例所實施的啟動電路109提供一種以最小涌電流啟動的方法，該方法是以輸出電感器兩端的平均電壓非常接近于零的占空周期開始驅(qū)動切換的。這種啟動方式可減少輸出電感器L中的涌電流和減小輸出電壓VOUT中的非單調(diào)值。通過使用具有等于或代表輸入電壓VIN的電壓的VFF信號，以及具有代表輸出預(yù)偏置電壓的電壓的PHASE信號，可產(chǎn)生一個相對于該振蕩器峰峰值波形(PZP)的參考電壓VREF，它可接近于獲得輸出電感器L兩端平均電壓幾乎為0伏所需的占空周期。通過由當COMP電壓達到參考電平時激活DC-DC變換器100的這些驅(qū)動器，從而可最小化輸出電感的在預(yù)偏置條件過程中的涌電流。
換句話說，通過在推挽調(diào)節(jié)器的CMP插腳又經(jīng)達到可產(chǎn)生大約等于VOUT的“VBAR”電壓的占空周期之后，才使能推挽調(diào)節(jié)器驅(qū)動力，根據(jù)本發(fā)明一個實施例的系統(tǒng)可使得電感器L兩端的平均電壓接近于0伏，從而最小化在啟動期間任何的系統(tǒng)啟動涌電流及/或“非單調(diào)值”。這種系統(tǒng)及方法可最小化由于上述啟動不規(guī)則所引起的對系統(tǒng)的任何可能的損壞。
在開關(guān)調(diào)節(jié)器中，占空周期可采用簡化方程式VOUT＝D*VIN來決定輸出電壓。占空系統(tǒng)的離散損耗可附加至該方程式，然而對于本發(fā)明來說是認為可忽略的。調(diào)節(jié)器的占空周期可以電壓模式調(diào)節(jié)器通過在COMP插腳上的電壓與振蕩器斜波波形相交叉的方式的來設(shè)定，這里所討論的振蕩器斜坡波形如同三角形波形。當COMP插腳電壓大于斜坡最大值(VMAX)時，調(diào)節(jié)器操作于D＝1(或者100％占空周期)。相反地，當COMP插腳電壓小于斜坡最小值(VMIN)時，調(diào)節(jié)器系操作于D＝0(或者0％占空周期)。當COMP電壓介于VMAX及VMIN之間時，調(diào)節(jié)器就產(chǎn)生一個介于D＝0和D＝1之間的占空周期。對于大于0伏特且小于VIN的輸出電壓而言，可以發(fā)現(xiàn)可滿足上述簡化方程式的D/COMP電壓。啟動電路109可在調(diào)節(jié)器切換的起始之前實施此模擬計算。
圖2為根據(jù)本發(fā)明的一個示范性實施例所實施啟動電路109的詳細示意圖。VFF信號可被電阻器R17和R18分壓成為相對于接地(GND)的電壓VA，且可由電容器C11濾波。該VA信號系可提供至一個跨導(dǎo)放大器G1的同相輸入端，該跨導(dǎo)放大器G1具有一個電流驅(qū)動輸出，其具有一個在節(jié)點201與G1的反相輸入端相耦合的電流輸出端?？缈鐚?dǎo)放大器G1的電流驅(qū)動端與一對比率為1的電流鏡F1及F4的電流輸入路徑串聯(lián)耦合。跨導(dǎo)放大器G1操作使得驅(qū)動節(jié)點201具有相同的電壓電平VA，電壓電平VA施加至一個接地的電阻器R32的兩端。以此方式，跨導(dǎo)放大器G1可產(chǎn)生一個電流IVFF＝VA/R32，該電流IVFF系施加至對比率為1的電流鏡F1及F4的輸入端。該電流鏡F1具有一個電流驅(qū)動輸出，該電流驅(qū)動輸出驅(qū)動IVFF至另一對比率為1的電流鏡F2和F3的電流輸入路徑，該對電流鏡F2和F3可在其輸出端驅(qū)動相同的電流IVFF。
電流鏡F2的電流驅(qū)動輸出可在中間節(jié)點205處與VCC和節(jié)點203之間的一個電阻器R29串聯(lián)耦合。因此，該電流鏡F2可通過R29驅(qū)動電流IVFF，以在節(jié)點205產(chǎn)生代表PWM三角波或振蕩器斜坡的最大電壓電平的VMAX電壓電平。電流鏡F3的電流驅(qū)動輸出可在中間節(jié)點207處與接地和節(jié)點203之間的一個接地電阻器R30串聯(lián)耦合。因此，電流鏡F3可通過R30驅(qū)動電流IVFF，以在節(jié)點207產(chǎn)生代表該振蕩器斜坡的最小電壓電平的VMIN電壓電平。一對分壓電阻器R21及R28可串聯(lián)一起耦合在VCC及接地之間，且中間節(jié)點與節(jié)點203耦合。該節(jié)點203產(chǎn)生一個介于振蕩器斜坡電壓的VMIN和VMAX之間的電壓VMID。在一個特定實施例中，這些電阻器R21及R28可相等且相對于電阻器R29及R30(例如，60千歐姆)是相當小數(shù)值的電阻器(例如，5千歐姆)，使得VMID可設(shè)定為大約1/2VCC。因此，VMAX＝VMID+IVFF*R29，和VMIN＝VMID-IVFF*R30。
電流鏡F4的該電流驅(qū)動輸出可通過比率為1的電流鏡F5和F6的電流輸入路徑來驅(qū)動電流IVFF。電流鏡F5的電流驅(qū)動輸出可耦合于VCC和節(jié)點203之間，且電流鏡F6的電流驅(qū)動輸出可耦合于接地和節(jié)點209之間。一個電阻器R31可耦合于節(jié)點203和209之間，其中，節(jié)點209可產(chǎn)生VREF信號。因此，電流鏡F5可在R31的一端處驅(qū)動IVFF至節(jié)點203，且該電流鏡F6可在R31的另一端處由節(jié)點209拉引至相同的電流電平IVFF。
PHASE信號的電壓可由電阻器R34及R35分壓成為一個相對于接地(GND)的電壓VPH，且由電容器C13濾波。該VPH信號可提供至一個跨導(dǎo)放大器G2的同相輸入端，該跨導(dǎo)放大器G2具有一個電流驅(qū)動輸出，它具有一個與G2的反相輸入端和節(jié)點211相耦合的電流輸出端。該跨導(dǎo)放大器G2的操作可驅(qū)動節(jié)點211具有相同的電壓電平VPH，該電壓電平VPH可施加至一個接地的電阻器R33。以此方式，該跨導(dǎo)放大器G2可產(chǎn)生一個電流IPH＝VPH/R33，該電流IPH可施加至一個比率為1的電流鏡F7的電流輸入路徑。該電流鏡F7具有一個電流驅(qū)動輸出，該電流驅(qū)動輸出可驅(qū)動IPH至另一對比率為1的電流鏡F9和F8的電流輸入路徑，在其輸出端產(chǎn)生相同的電流IPH。電流鏡F9可在R31的一端處驅(qū)動IPH至節(jié)點209之中，且該電流鏡F8可在R31的另一端處由節(jié)點203拉引至相同的電流電平IPH。
這些電阻器分壓器R17/R18及R34/R35可分別將VFF及PHASE等量分壓。在所示的實施例中，兩者都構(gòu)成除以7，使得VA＝1/7VFF，和VPH＝1/7PHASE(例如，R17＝R34＝198千歐姆，和R18＝R35＝33千歐姆)。這些電阻器R29，R30，R31及R32系電阻值相等且為R33的值的兩倍(例如，R29＝R30＝R31＝R32＝2*R33，且在一個更具體的實施例中，這些電阻器R29-R32中的每一個都為60千歐姆，且R33系30千歐姆)。應(yīng)注意的是，假如PHASE的電壓等于VFF的電壓，則電流IPH可為IVFF電流電平的兩倍，以驅(qū)動VREF至VMAX，如下文作進一步敘述。
VREF信號提供至比較器213的反相輸入端，該比較器213可在它的其它輸入端接收COMP信號，且其在它的輸出端驅(qū)動EN信號。以此方式，VREF可與COMP插腳處的電壓相比較，使得當COMP插腳等于VREF時，該變換器100可切換至相當接近VOUT(忽略可能禁止正確匹配的離散損耗)的占空周期。以此方式，兩個外部的信息VIN及VOUT可用于此項計算之中，這些電壓VIN及VOUT能夠輕易地由數(shù)個來源決定出。這種情況下，當饋入輸送模塊將信息用于振蕩器斜坡決定時，變換器100可使用VFF插腳來提供VIN信息?？商娲氖?，假如該電流源禁止直到該EN驅(qū)動器使能信號系使能為止，則高端輸出電流(HSOC)插腳可用于測量輸入電壓。當對VIN電壓加入一個負偏置時，就希望HSOC電流源能夠脫離同步，這也是HSOC的部分功能。
在啟動及在切換起始之前，PHASE節(jié)點的電壓是通過輸出電感器與VOUT直流短路，因此能夠用于提供VOUT信息。在變換器100中，振蕩器斜坡電壓的中間VMID可設(shè)定成1/2VCC，且在該VFF插腳處的電壓可通過使用電流源及單元(即，等值的)電阻器而設(shè)定斜坡的VMAX及VMIN。通過使用相同的電流源及單元電阻器，以及由相位推導(dǎo)具有由VFF推導(dǎo)增益的兩倍的電流源，就可以創(chuàng)建參考電壓系能夠被產(chǎn)生。
在上述情況下，PHASE應(yīng)該等于0伏特，則VPH等于0伏特，且這些電流鏡源F7、F8及F9截止，且VREF處于VREF＝VMID-R31*IVFF＝VMID-R39*IVFF＝VMIN(即，VREF＝VMIN)。假如VOUT等于VFF，則可通過單元電阻器R33拉引出兩倍電流，它可抵消VFF且加回一個相等的量，從而導(dǎo)致VREF＝VMID-R31*IVFF+IPH*R31＝VMID+IVFF*R31＝VMAX(即，VREF＝VMAX)。以此方式，VREF與VOUT具有一個線性關(guān)系，且當VOUT范圍介于0及VIN之間時(例如，VOUT＝0時VREF＝VMIN，VOUT＝VIN時VREF＝VMAX，以及VOUT＝1/2 VIN時VREF＝VMID)，則線性范圍介于VMIN及VMAX之間。
VOUT應(yīng)該大于VFF，VREF大于VMAX，這是在變換器100受發(fā)于高端側(cè)開關(guān)Q1的內(nèi)部體二極管為VFF+0.7V的情況下。在啟動之前，COMP插腳是可接地的，且隨著COMP輸出被釋放且誤差放大器103的同相輸入端升高，當同相輸入端超過反相輸入端的電壓時，COMP開始上升。最后，COMP插腳會跨過VREF，這表示它正處于獲得輸出電感器兩端零平均電壓的最佳占空周期。此時，斷定EN信號可使能GCL107的驅(qū)動器，從而開始驅(qū)動這些開關(guān)Q1及Q2。
圖3是根據(jù)本發(fā)明一個替代實施例所實施的另一個啟動電路300的簡化示意方框圖。第一方框301及第二方框303可分別產(chǎn)生PWM三角波的最小及最大電壓VMIN及VMAX。類似于以上的討論的方法，這些電壓都是基于VCC的。VMAX提供至第一緩沖器/放大器A1的反相輸入端，而VMIN提供至另一個緩沖器/放大器A2的同相輸入端。緩沖器/放大器A1的輸出端與FET QA的柵極耦合，它的漏極與節(jié)點305相耦合，該節(jié)點305又與該緩沖器/放大器A1的同相輸入端和單元電阻器R1的一端相耦合。該電阻器R1的另一端耦合至VFF。FET QA的源極耦合至節(jié)點306，該節(jié)點306與緩沖器/放大器A2的輸出端相耦合。緩沖器/放大器A1的輸出端與另一個FET QB的柵極相耦合，QB的源極耦合至節(jié)點306，且QB的端極耦合至節(jié)點307，該節(jié)點307可產(chǎn)生該VREF信號。節(jié)點307系連接至另一個單元電阻器R2的一端以及比較器213的反相輸入端。該比較器213在其反相輸入端接收COMP信號，且在其端產(chǎn)生EN信號。R2的另一端耦合至PHASE。電阻器R1與R2相等且具有相同電阻值R。
在操作時，緩沖器/放大器A1可控制FET QA，以維持節(jié)點305為VMAX，且該緩沖器/放大器A2可維持節(jié)點306為VMIN。電流IVFF流經(jīng)建立FET QA的一定漏極-源極電阻R1。因為QA和QB的VGS相同，所以QB可受到與FET QA相同的漏極-源極電阻的控制。以此方式，電阻器R2和FET QB可以相對于VFF的比例量分壓PHASE節(jié)點的電壓(即，被R1及QA分壓)，以產(chǎn)生節(jié)點307的VREF的電壓，該節(jié)點307可接收流經(jīng)R2的電流IPH。應(yīng)注意的是，如果PHASE的電壓等于VFF，則VREF＝VMAX。意欲當PHASE系為0時，VREF可下降至VMIN，然而，由于FET QB的偏置電壓，VREF不會完全下降至VMIN。因此，隨著HASE趨向于0時，啟動電路300呈現(xiàn)某些非線性情況。
雖然本發(fā)明系已經(jīng)參照本發(fā)明某些較佳版本進行相當詳細的敘述，然而，其它版本及變化也是可能的且可以預(yù)想到的。熟習(xí)該項技術(shù)者應(yīng)可以了解，熟習(xí)該項技術(shù)者系能夠輕易地使用所揭示的觀念及特定實施例作為一個設(shè)計或修改其它結(jié)構(gòu)的基礎(chǔ)，以提供本發(fā)明的相同目的，而不偏離由后附權(quán)利要求所定義的本發(fā)明的精神及范疇。
權(quán)利要求
1.一種用于直流至直流功率變換器(DC-DC)的啟動電路，所述DC-DC功率變換器系包括一個誤差放大器，其將補償信號提供至一個脈沖寬度調(diào)制(PWM)電路，所述PWM電路使用補償信號和三角PWM波形，以產(chǎn)生PWM信號，用于控制開關(guān)電路，所述開關(guān)電路用于將輸入電壓轉(zhuǎn)換成為相對于共同功率參考電壓的輸出電壓，所述開關(guān)電路還包括一個使能輸入端，所述啟動電路包括第一電路，所述第一電路建立三角PWM波形的最小峰值電壓及最大峰值電壓；第二電路，所述第二電路系建立參考電壓，所述參考電壓與輸出電壓具有線性關(guān)系，其中，所述參考電壓范圍從所述最小峰值電壓至所述最大峰值電壓，而所述輸出電壓的范圍系從所述共同功率參考電壓至所述輸入電壓的電平；比較器，它具有用于接收補償信號的第一輸入端；用于接收所述參考電壓的第二輸入端；及將使能信號提供至所述開關(guān)電路的使能輸入端的輸出端。
2.如權(quán)利要求1所述的啟動電路，其特征在于，所述第二電路還包括提供偏置節(jié)點的偏置電路；參考電阻器，它的第一端耦合至所述偏置節(jié)點，第二端耦合于產(chǎn)生所述參考電壓的參考節(jié)點；第一電流發(fā)生器，用于產(chǎn)生正比于所述輸入電壓的第一電流；第二電流發(fā)生器，用于產(chǎn)生的正比于所述輸入電壓的第二電流；第一電流鏡電路，耦合于所述第一電流發(fā)生器，通過所述參考電阻器將來自所述偏置節(jié)點的第一電流施加于所述參考節(jié)點；和第二電流鏡電路，耦合于所述第二電流發(fā)生器，通過所述參考電阻器將來自所述參考節(jié)點的第二電流旋加于所述偏置節(jié)點；其中，所述第一和第二電流發(fā)生器及所述參考電阻器構(gòu)成了假如輸出電壓為共同功率參考電壓，則所述參考電壓大約等于所述最小峰值電壓，且假如所述輸出電壓為輸入電壓的電平，則所述參考電壓大約等于所述最大峰值電壓。
3.如權(quán)利要求2所述的啟動電路，其特征在于，所述DC-DC變換器包括輸出電感器，其耦合于產(chǎn)生輸出電壓輸出節(jié)點和電路的中間相位節(jié)點之間，其中，所述第二電流發(fā)生器通過相位節(jié)點檢測輸出電壓。
4.如權(quán)利要求2所述的啟動電路，其進一步包括第一電阻器，具有與所述參考電阻器大致相同的電阻值，且還具有耦合于所述偏置節(jié)點第一端及第二端；第二電阻器，具有與所述參考電阻器大致相同的電阻值，且還具有耦合于所述偏置節(jié)點第一端及第二端；第三電流鏡電路，其耦合于所述第一電流發(fā)生器，其將所述第一電流施加至所述第一電阻器的第二端，且從所述第二電阻器的所述第二端汲取所述第一電流，其特征在于，所述第一電阻器的所述第二端產(chǎn)生所述最大峰值電壓，而所述第二電阻器的所述第二端所述最小峰值電壓。
5.如權(quán)利要求4所述的啟動電路，其特征在于，所述第二電流發(fā)生器構(gòu)成了假如輸出電壓大約等于輸入電壓，則所述第二電流發(fā)生器所產(chǎn)生的所述第二電流是所述第一電流的電流電平的兩倍。
6.如權(quán)利要求4所述的啟動電路，其進一步包括第一分壓器，用于分壓所述輸入電壓，且提供輸入檢測電壓；第二分壓器，用于分壓所述輸出電壓，且提供輸出檢測電壓；所述第一電流發(fā)生器包括第一跨導(dǎo)放大器，其具有接收所述輸入檢測電壓的輸入端及所述第三電阻器兩端產(chǎn)生所述第一電流的輸出端，以維持其電壓大約接近于所述輸入檢測電壓相同的電壓電平；所述第二電流發(fā)生器包括第二跨導(dǎo)放大器，其具有接收所述輸出檢測電壓的輸入端及在所述第四電阻器兩端產(chǎn)生所述第二電流的輸出端，以維持其電壓大約接近于所述輸出檢測電壓相同的電壓電平，其特征在于，所述第三電阻器具有所述第四電阻器的電阻值大約兩倍的電阻值。
7.如權(quán)利要求1所述的啟動電路，其特征在于，所述第二電路包括第一電阻器，具有用于接收所述輸入電壓的第一端及第二端；第二電阻器，具有用于接收所述輸出電壓的第一端，產(chǎn)生所述參考電壓的第二端以及大致等于所述第一電阻器的電阻值；第一放大器，具有接收所述最大峰值電壓的反相輸入端，連接至所述第一電阻器的第二端的同相輸入端以及輸出端；緩沖放大器，其維持其輸出為所述最小峰值電壓；第一電流器件，其具有耦合于所述第一電阻器的第二端及所述緩沖放大器的輸出端之間的電流路徑，且還具有耦合于所述第一放大器的所述輸出端的控制輸入端；及第二電流裝置，其構(gòu)成基本類似于所述第一電流器件，且還具有耦合于所述第二電阻器的第二端和所述緩沖放大器的所述輸出端之間電流路徑，且還具有耦合于所述第一放大器輸出端的控制輸入端；其中，所述第一放大器控制所述第一電流器件，以維持所述第一電阻器的第二端的電壓大約等于所述最大峰值電壓。
8.一種DC-DC變換器，其包括輸出開關(guān)電路，具有用于接收使能信號使能輸入端，當其使能時，可將輸入電壓切換地施加至輸出電感器，以根據(jù)PWM信號產(chǎn)生輸出電壓；誤差放大器，基于輸出電壓反饋信號與參考電壓的比較產(chǎn)生補償電壓；PWM邏輯電路，其根據(jù)所述補償電壓及范圍從最小斜坡電壓至最大斜坡電壓的斜坡信號來產(chǎn)生PWM信號；及啟動電路，其包括參考電路，用于產(chǎn)生所述參考電壓且可以相對于所述輸出電壓的線性方式改變，其變化范圍是當所述輸出電壓為零時對應(yīng)于最小斜坡電壓及與所述輸出電壓為與輸入電壓的相同電壓時對應(yīng)于最大斜坡電壓；及比較器，用于比較所述補償電壓和所述參考電壓，提供所述使信號。
9.如權(quán)利要求8所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述參考電路包括提供偏置節(jié)點的偏置電路；參考電阻器，具有耦合于所述偏置節(jié)點的第一端及耦合于產(chǎn)生所述參考電壓的參考節(jié)點第二端；第一跨導(dǎo)放大器電路，其根據(jù)所述輸入電壓提供第一電流；第二跨導(dǎo)放大器電路，其根據(jù)所述輸出電壓提供第二電流；第一電流鏡電路，其維持所述第一電流流過耦合于所述偏置電路的第一和第二電阻器，以產(chǎn)生所述最小和最大斜坡電壓；第二電流鏡電路，其維持所述第一電流以一個方向流過所述參考電阻器；及第三電流鏡電路，其維持所述第二電流以相反方向流過所述參考電阻器。
10.如權(quán)利要求9所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述輸出電壓在啟動時通所述輸出電感器檢測。
11.如權(quán)利要求9所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第二跨導(dǎo)放大器電路構(gòu)成了當所述輸出電壓大約等于所述輸入電壓時，其所產(chǎn)生的第二電流為所述第一電流的電流電平的兩倍。
12.如權(quán)利要求11所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第一跨導(dǎo)放大器電路包括，用于維持表示第三電阻器兩端輸入電壓的電壓的第一跨導(dǎo)放大器，以及，所述第二跨導(dǎo)放大器電路包括維持一個表示第四電阻器兩端輸出電壓的電壓的第二跨導(dǎo)放大器，和，所述第三電阻器具有所述第四電阻器的電阻值的兩倍電阻值。
13.如權(quán)利要求9所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述啟動電路實施于接收電源電壓的集成電路上，且，所述偏置電路分壓所述電源電壓，以提供所述偏置節(jié)點。
14.如權(quán)利要求8所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述參考電路包括第一電阻器，具有用于接收所述輸入電壓的第一端及第二端；第二電阻器，具有用于接收所述輸出電壓的第一端，產(chǎn)生所述參考電壓的第二端以及大約等于所述第一電阻器的電阻值；第一放大器，具有接收所述最大峰值電壓的反相輸入端，耦合于所述第一電阻器的第二端的同相輸入端以及一個輸出端；緩沖放大器，維持其輸出為所述最小峰值電壓；第一晶體管，具有耦合于所述第一電阻器的第二端和所述緩沖放大器的輸出端之間的電流路徑，且還具有耦合于所述第一放大器的輸出端的控制輸入端；及第二晶體管，其等效于所述第一晶體管，且具有耦合于所述第二電阻器的第二端和所述緩沖放大器的輸出端之間的電流路徑，且還具有耦合于所述第一放大器的輸出端的控制輸入端；其中，所述第一放大器控制所述第一晶體管，以維持所述第一電阻器的所述第二端的電壓大約等于所述最大斜坡電壓。
15.如權(quán)利要求14所述的DC-DC變換器，其特征在于，所述第二電阻器耦合于連接著所述輸出電感器的相位節(jié)點處檢測輸出電壓。
16.一種啟動DC-DC變換器進入預(yù)充電輸出電壓的方法，其包含產(chǎn)生與所述輸出電壓成線性關(guān)系的參考電壓，其中，當所述輸出電壓的范圍為零和輸入電壓電平之間時，所述參考電壓的范圍為PWM三角波形的最小電壓電平和最大電壓電平之間；及當所述參考電壓大約等于由誤差放大器通過比較所述參考電壓和表示所述輸出電壓的反饋信號所產(chǎn)生的補償信號時，使能所述DC-DC變換器輸出開關(guān)。
17.如權(quán)利要求16所述的方法，其特征在于，所述產(chǎn)生參考電壓包含根據(jù)輸入電壓將施加第一電流流過在第一節(jié)點耦合在一起的第一及第二電阻器，以產(chǎn)生所述PWM三角波形的最小電壓電平及最大電壓電平；以一個方向施加所述第一電流流過第三電阻器，所述第三電阻器具有耦合于所述第一節(jié)點的第一端和產(chǎn)生所述參考電壓的第二端；及根據(jù)輸出電壓以相反方向施加第二電流流過所述第三電阻器。
18.如權(quán)利要求16所述的方法，其特征在于，所述產(chǎn)生參考電壓包含第一電阻器耦合在所述輸入電壓和第一節(jié)點之間；第二且等值的電阻器耦合在所述輸出電壓和第二節(jié)點之間；第一晶體管的電流路徑耦合于所述第一節(jié)點和第三節(jié)點之間；第二晶體管的電流路徑耦合于所述第二節(jié)點和第三節(jié)點之間；所述第三節(jié)點的電壓維持在所述PWM三角波形的最小電壓電平；控制信號施加至所述第一晶體管，以維持所述第一節(jié)點的電壓于所述PWM三角波形的最大電壓電平，其中，所述第一晶體管的電流路徑產(chǎn)生第一電阻；及控制信號施加至所述第二晶體管，使得其電流路徑維持所述第二節(jié)點和第三節(jié)點之間，且其電阻等于所述第一電阻。
全文摘要
一種啟動直流至直流(DC－DC)變換器進入預(yù)充電輸出電壓的方法，其包含產(chǎn)生與輸出電壓成線性關(guān)系的參考電壓，使得當所述輸出電壓的范圍介于零和輸入電壓電平之間時，所述參考電壓的范圍介于PWM三角波形的最小電壓電平和最大電壓電平之間；及當參考電壓大約等于由誤差放大器比較參考電壓和表示輸出電壓的反饋信號所產(chǎn)生的補償信號時，使能DC－DC變換器的輸出開關(guān)。產(chǎn)生參考電壓方法包含根據(jù)輸入電壓以一個方向施加第一電流流過兩個電阻器，以產(chǎn)生最小電壓電平及最大電壓電平；施加第一電流流過第三電阻器；及根據(jù)輸出電壓以相反方向施加第二電流流過第三電阻器。
文檔編號G05F1/40GK1665114SQ20051005395
公開日2005年9月7日 申請日期2005年3月7日 優(yōu)先權(quán)日2004年3月5日
發(fā)明者G·J·梅哈斯, J·W·雷斯, B·D·戴 申請人:英特賽爾美國股份有限公司