本發(fā)明涉及磁芯損耗定標(biāo)領(lǐng)域，特別是一種磁芯損耗測量的定標(biāo)方法。
背景技術(shù)：
：功率變換器作為高效電能轉(zhuǎn)換裝置應(yīng)用十分廣泛，磁性元件作為主要元件，對功率變換器的效率、體積、重量、性能等都有很大影響。隨著功率變換器工作頻率和效率的提高，以及新磁性材料的應(yīng)用，磁性元件的分析和優(yōu)化設(shè)計(jì)更為重要，這對磁性元件損耗的測量精度提出了更高的要求?，F(xiàn)有測量磁件損耗的方法主要有交流功率計(jì)法、量熱計(jì)法和直流功率計(jì)法。其中，量熱計(jì)法定標(biāo)和測試操作的過程復(fù)雜，耗時(shí)長，且要求在定標(biāo)過程中整個(gè)系統(tǒng)的測量工況以及環(huán)境條件與實(shí)際測量待測磁件損耗的過程要基本一致，這就要求定標(biāo)的過程需要多次反復(fù)的操作，給定標(biāo)過程增加的很大的難度。相比之下直流功率計(jì)法的定標(biāo)模型不夠全面完善，忽略了開關(guān)管反并聯(lián)二極管的續(xù)流損耗，并且在分析開關(guān)管損耗的過程中采取近似分析的方式，使得基于該模型分析得到的裝置損耗不能夠精確反映各種工況下裝置的實(shí)際損耗，造成較大的磁件損耗測量誤差。尤其是在磁件損耗小的情況下，忽略續(xù)流二極管損耗的定標(biāo)模型將會(huì)大大增加磁損的測量誤差。并且直流功率計(jì)法中定標(biāo)模型的待定系數(shù)是根據(jù)全頻段和全電壓段擬合出的一組系數(shù)，由于該系數(shù)對裝置的溫升影響較為敏感，呈現(xiàn)非線性的特性，因此該方法局限性大，易引起裝置的測量誤差。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：有鑒于此，本發(fā)明的目的是提出一種磁芯損耗測量的定標(biāo)方法，針對目前對于磁芯損耗的定標(biāo)方法操作復(fù)雜、定標(biāo)模型不完善不準(zhǔn)確引起磁件損耗測量誤差大的問題，結(jié)合磁元件損耗測量的直流功率計(jì)法，提出一種新的定標(biāo)模型，能夠更加完整精確的反映裝置在各種工況下的損耗情況，以提高直流功率計(jì)法測量磁件損耗的精度。本發(fā)明采用以下方案實(shí)現(xiàn)：一種磁芯損耗測量的定標(biāo)方法，包括以下步驟：步驟S1：測得定標(biāo)磁件的電感量L以及頻率電阻特性曲線Rac(f)；步驟S2：通過調(diào)節(jié)直流電源的輸出電壓以及控制逆變器的驅(qū)動(dòng)占空比，給定標(biāo)磁件施加一定范圍的不同電壓Uin、不同頻率f和不同占空比D的不同工況，并記錄不同工況下的參數(shù)設(shè)置，同時(shí)測量不同工況下直流電源的輸入功率Pin；步驟S3：對不同工況下定標(biāo)磁件的激勵(lì)電流波形做諧波分解，結(jié)合定標(biāo)磁件的頻率電阻特性曲線Rac(f)，按照諧波功率疊加原理計(jì)算不同工況下定標(biāo)電感的損耗PL；PL的具體計(jì)算公式如下：PL=Σi=1nIi2×Raci;]]>其中，Ii表示第i次諧波電流的有效值，Raci表示第i次諧波對應(yīng)的交流電阻，n表示需要考慮的諧波總次數(shù)；步驟S4：將不同工況下的參數(shù)Uin、f、D帶入下列定標(biāo)方程，獲得一組不同工況下的定標(biāo)方程：其中，對于不對稱PWM波，定標(biāo)方程為：Pex=Pin-PL=α·Ipk2+β·Uin2·f+γ·f·Ipk+η·Uin·f;]]>對于對稱PWM波，定標(biāo)方程為：Pex=Pin-PL=α·(3-4·D)·Ipk2+β·Uin2·f+γ·f·Ipk+η·Uin·f;]]>其中，Pex表示測量裝置的損耗，Ipk表示峰值電流，α、β、γ、η為4個(gè)待定系數(shù)；其中對于不對稱PWM波工況下，Ipk的計(jì)算采用下式：Ipk=(1-D)·D·T·UinL;]]>而對于對稱PWM波，Ipk的計(jì)算采用下式：Ipk=Uin·D2·L·f]]>用最小二乘法擬合出上述4個(gè)待定系數(shù)；步驟S5：在一定的頻率和電壓區(qū)間內(nèi)重復(fù)步驟S1至步驟S4，獲得不同頻率和電壓區(qū)間的待定系數(shù)，以通過不同電壓和頻率區(qū)間的分段定標(biāo)措施，提高裝置損耗定標(biāo)的精確度。進(jìn)一步的，本發(fā)明提供一磁元件直流功率測量法裝置，所述磁元件直流功率測量法裝置包括直流穩(wěn)壓電源、全橋逆變電路、驅(qū)動(dòng)電路、DSP控制芯片；所述DSP控制芯片通過所述驅(qū)動(dòng)電路控制所述全橋逆變電路中的四個(gè)電力開關(guān)管；所述直流穩(wěn)壓電源與所述全橋逆變電路的輸入端相連，所述全橋逆變電路的輸出端連接至所述定標(biāo)磁件。進(jìn)一步的，所述定標(biāo)磁件為空芯電感。進(jìn)一步的，步驟S1中所述定標(biāo)磁件的電感量L以及頻率電阻特性曲線Rac(f)通過高精度阻抗分析儀來獲得。較佳的，本發(fā)明在直流功率計(jì)法測量磁件的損耗的原理基礎(chǔ)上，通過詳細(xì)分析所建立的方波逆變裝置各個(gè)損耗部分的產(chǎn)生原理，從而建立起精確的裝置的損耗定標(biāo)模型，并且考慮到裝置損耗在不同溫度下，其定標(biāo)模型的待定系數(shù)將會(huì)發(fā)生變化，而不同的輸入電壓將會(huì)直接導(dǎo)致裝置處于不同的溫度下工作，因此本發(fā)明最終在所建立的定標(biāo)模型的基礎(chǔ)上，依據(jù)不同輸入電壓進(jìn)行分段定標(biāo)，大大提高了裝置的測量精度。由于測量裝置的主體架構(gòu)是全橋逆變電路，通過四個(gè)開關(guān)的控制，可以輸出任意波形、頻率、占空比的PWM波。裝置各器件在開關(guān)管開關(guān)過程的電壓、電流波形的參考方向如圖1所示。據(jù)此可以確定開關(guān)管的開通損耗、通態(tài)損耗、關(guān)斷損耗以及反并聯(lián)二極管的續(xù)流損耗，從而構(gòu)建精確的裝置損耗模型。精確的裝置損耗模型對于能夠精確測量磁件的損耗至關(guān)重要，但鑒于在實(shí)踐中發(fā)現(xiàn)在裝置損耗模型中的待定系數(shù)不是一個(gè)常數(shù)，而是容易受裝置的實(shí)際工況的改變而發(fā)生變化，尤其是在逆變裝置輸入端的電壓發(fā)生較大變化時(shí)，最終確定待定系數(shù)的值也會(huì)發(fā)生較大的改變。因此本發(fā)明基于此現(xiàn)象，提出按照不同的輸入電壓進(jìn)行分段定標(biāo)的思想，以確保利用直流功率計(jì)法測量磁件的損耗具有精確的測量精度。與現(xiàn)有技術(shù)相比，本發(fā)明有以下有益效果：1、本發(fā)明提出的基于全橋逆變電路的損耗測量裝置本身的損耗模型更為完整精確。2、本發(fā)明針對不同的輸入電壓，采用不同電壓分段定標(biāo)的方法，即定標(biāo)模型中待定系數(shù)分段線性，顯著提高了定標(biāo)精度。附圖說明圖1為本發(fā)明的全橋逆變電路示意圖。圖2為本發(fā)明所述的對稱PWM波和不對稱PWM波波形示意圖。圖3為本發(fā)明不對稱PWM波下開關(guān)管及其反并聯(lián)二極管開關(guān)過程的響應(yīng)波形圖1。圖4為本發(fā)明不對稱PWM波下開關(guān)管及其反并聯(lián)二極管開關(guān)過程的響應(yīng)波形圖2。圖5為本發(fā)明測量裝置損耗定標(biāo)原理圖。具體實(shí)施方式下面結(jié)合附圖及實(shí)施例對本發(fā)明做進(jìn)一步說明。本實(shí)施例提供了一種磁芯損耗測量的定標(biāo)方法，包括以下步驟：步驟S1：測得定標(biāo)磁件的電感量L以及頻率電阻特性曲線Rac(f)；步驟S2：通過調(diào)節(jié)直流電源的輸出電壓以及控制逆變器的驅(qū)動(dòng)占空比，給定標(biāo)磁件施加一定范圍的不同電壓Uin、不同頻率f和不同占空比D的不同工況，并記錄不同工況下的參數(shù)設(shè)置，同時(shí)測量不同工況下直流電源的輸入功率Pin；步驟S3：對不同工況下定標(biāo)磁件的激勵(lì)電流波形做諧波分解，結(jié)合定標(biāo)磁件的頻率電阻特性曲線Rac(f)，按照諧波功率疊加原理計(jì)算不同工況下定標(biāo)電感的損耗PL；PL的具體計(jì)算公式如下：PL=Σi=1nIi2×Raci;]]>其中，Ii表示第i次諧波電流的有效值，Raci表示第i次諧波對應(yīng)的交流電阻，n表示需要考慮的諧波總次數(shù)；步驟S4：將不同工況下的參數(shù)Uin、f、D帶入下列定標(biāo)方程，獲得一組不同工況下的定標(biāo)方程：其中，對于不對稱PWM波，定標(biāo)方程為：Pex=Pin-PL=α·Ipk2+β·Uin2·f+γ·f·Ipk+η·Uin·f;]]>對于對稱PWM波，定標(biāo)方程為：Pex=Pin-PL=α·(3-4·D)·Ipk2+β·Uin2·f+γ·f·Ipk+η·Uin·f;]]>其中，Pex表示測量裝置的損耗，Ipk表示峰值電流，α、β、γ、η為4個(gè)待定系數(shù)；其中對于不對稱PWM波工況下，Ipk的計(jì)算采用下式：Ipk=(1-D)·D·T·UinL;]]>而對于對稱PWM波，Ipk的計(jì)算采用下式：Ipk=Uin·D2·L·f]]>用最小二乘法擬合出上述4個(gè)待定系數(shù)；步驟S5：在一定的頻率和電壓區(qū)間內(nèi)重復(fù)步驟S1至步驟S4，獲得不同頻率和電壓區(qū)間的待定系數(shù)，以通過不同電壓和頻率區(qū)間的分段定標(biāo)措施，提高裝置損耗定標(biāo)的精確度。如圖5所示，在本實(shí)施例中，提供一磁元件直流功率測量法裝置，所述磁元件直流功率測量法裝置包括直流穩(wěn)壓電源、全橋逆變電路(如圖1所示)、驅(qū)動(dòng)電路、DSP控制芯片；所述DSP控制芯片通過所述驅(qū)動(dòng)電路控制所述全橋逆變電路中的四個(gè)電力開關(guān)管；所述直流穩(wěn)壓電源與所述全橋逆變電路的輸入端相連，所述全橋逆變電路的輸出端連接至所述定標(biāo)磁件。在本實(shí)施例中，所述定標(biāo)磁件為空芯電感。在本實(shí)施例中，步驟S1中所述定標(biāo)磁件的電感量L以及頻率電阻特性曲線Rac(f)通過高精度阻抗分析儀來獲得。由于阻抗分析儀是目前最高精度的阻抗測量儀器，因此測量結(jié)果足以作為定標(biāo)基準(zhǔn)。因?yàn)槎?biāo)磁件是空芯電感，因此其頻率電阻特性與施加電壓大小無關(guān)。如圖5所示，在本實(shí)施例中，開關(guān)管T1、T2、T3、T4為英飛凌公司IPB072N15N3G的MOS管，二極管采用的是STPS41H100CG。直流電源為Chroma62012P-600-8，DSP控制芯片為TI公司的TMS320F320F28027芯片，驅(qū)動(dòng)電路中采用IR2113S驅(qū)動(dòng)芯片，而定標(biāo)磁件為一個(gè)12.6uH的空芯電感。采用WK6500B阻抗分析儀測量定標(biāo)空芯電感的頻率阻抗特性。部分系數(shù)擬合結(jié)果如下表1所示。表1不同頻率不同電壓定標(biāo)模型參數(shù)擬合數(shù)據(jù)在本實(shí)施例中，對于不對稱PWM波(如圖2所示)，測量裝置定標(biāo)損耗模型的具體推導(dǎo)過程如下所示：依據(jù)圖3與圖4，其中t1-t2時(shí)段，表明在開關(guān)管T2、T3關(guān)斷時(shí)，T1、T2、T3、T4上的結(jié)電容Cds各流過的電流，方向是圖1中參考方向的正方向。此時(shí)是T2、T3產(chǎn)生關(guān)斷損耗，其表達(dá)式如下。P1=1T∫t1t2Ipk2·Uint2-t1(t-t1)dt=14·Uin·f·Ipk·Δt---(1)]]>其中,f＝1/T是開關(guān)管的頻率,而Δt＝t2-t1可以由開關(guān)管上漏源極間結(jié)電容的充放電時(shí)間確定。即，對此式兩邊于t1-t2區(qū)間積分可得下式：Δt=2·Cds·UinIpk---(2)]]>聯(lián)立式(1)、式(2)得，P1=β·Uin2·f---(3)]]>其中考慮到其它管子和PCB走線上寄生電容的影響，實(shí)際擬合求得的β會(huì)比此表達(dá)式計(jì)算的大的多。圖中t2-t3階段T1和T4上的電容電壓降為零后，反并聯(lián)二極管D1、D4開始續(xù)流，4個(gè)開關(guān)管均無電流流過，此時(shí)只產(chǎn)生續(xù)流損耗，即P2＝UD·Ipk·f·(td-Δt)＝γ·f·Ipk+η·Uin·f(4)式中，td表示死區(qū)時(shí)間，UD則是續(xù)流二極管的導(dǎo)通壓降，而γ和η是待擬合的系數(shù)。t3-t4區(qū)間T1、T4正向?qū)?，t6-t7區(qū)間T2、T3正向?qū)?，其產(chǎn)生開關(guān)管通態(tài)損耗，鑒于死區(qū)時(shí)間所占比例很小，其損耗表達(dá)式可表示為：P3=1T(∫0D-TiL2·Rondt+∫D-TTiL2·Rondt)=13·Ron·Ipk2=α·Ipk2---(5)]]>其中Ron是開關(guān)管的通態(tài)導(dǎo)通電阻，iL是電感電流，其需要在兩個(gè)區(qū)間上要依據(jù)圖3與圖4分別引入關(guān)于峰值電流Ipk和時(shí)間t的正確關(guān)系式。而對于線路引線損耗和電容寄生電阻的附加損耗可以統(tǒng)一累加至式(4)，即歸算為綜上，根據(jù)功率平衡原理和(3)、(4)、(5)式，可得裝置的總損耗定標(biāo)模型為，Pex=Pin-PL=P1+P2+P3=α·Ipk2+β·Uin2·f+γ·f·Ipk+η·Uin·f---(6);]]>其中由此式可得裝置損耗模型中具有4個(gè)待定的系數(shù)，其中α和β在一定程度上可以表征開關(guān)管導(dǎo)通電阻和漏源極間寄生電容的大小。此損耗模型依據(jù)全橋逆變電路開關(guān)管的開關(guān)過程對應(yīng)器件的電壓和電流波形推導(dǎo)得出，能夠精確的反映測量裝置在不同PWM波工作狀況下的損耗大小。以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例，凡依本發(fā)明申請專利范圍所做的均等變化與修飾，皆應(yīng)屬本發(fā)明的涵蓋范圍。當(dāng)前第1頁1 2 3