本發(fā)明適用于導(dǎo)航衛(wèi)星領(lǐng)域。更具體而言，本發(fā)明允許導(dǎo)航衛(wèi)星接收器在多路徑傳播環(huán)境中采集并跟蹤具有多個互相關(guān)峰的信號。

背景技術(shù)：

存在已經(jīng)全面部署多年的兩個全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(GNSS)(美國全球定位系統(tǒng)、俄羅斯GLONASS)，還存在正在部署當(dāng)中的另外兩個全球?qū)Ш叫l(wèi)星系統(tǒng)(中國的北斗導(dǎo)航衛(wèi)星系統(tǒng)和歐洲的伽利略系統(tǒng))。這些系統(tǒng)依賴于相同的原理：從繞非對地靜止軌道運行的多顆衛(wèi)星廣播微波無線電信號；該信號攜帶與被配置為接收廣播信號的接收器中的本地副本相關(guān)的PRN代碼；當(dāng)接收器能夠從衛(wèi)星采集并跟蹤信號時，其處理能力通過采用相關(guān)處理對代碼信號進(jìn)行解調(diào)，并計算作為接收器與衛(wèi)星之間的距離的偽距離(受到各種誤差源影響)。將這一偽距離與從其它衛(wèi)星(一般為三顆)采集的偽距離組合，以確定位置、速度和時間(PVT)解。

由一些衛(wèi)星發(fā)送的無線電導(dǎo)航信號被稱為BOC信號(二進(jìn)制偏移載波調(diào)制)，其中，首先通過PRN代碼對載波進(jìn)行調(diào)制，之后通過副載波進(jìn)行調(diào)制。所得到的信號的譜具有位于載波頻率的兩側(cè)上的兩個主瓣，因而允許與采用相同載波頻率的其它信號共存。BOC信號被稱為BOC(m,n)，其中，代碼信號的碼片速率為n*1.023Mcps(兆碼片每秒)，并且副載波頻率為m*1.023MHz。

對BOC信號的跟蹤被證明提供了比PSK信號更加精確和魯棒的定位信息，主要歸因于BOC信號的自相關(guān)函數(shù)峰的更加尖銳的斜率及其帶寬。然而，與PSK信號不同，BOC信號的自相關(guān)函數(shù)顯示出與主峰競爭的若干側(cè)峰，該側(cè)峰中的一些側(cè)峰具有接近于主峰幅值的幅值。

采用接收到的BOC信號與參考信號的相關(guān)來構(gòu)造用于控制接收器的鎖相環(huán)路(PLL)并且跟蹤定位信號的鑒別器值。之后，采用PLL的相位以及接收到的導(dǎo)航消息來構(gòu)造PVT。

當(dāng)諸如噪聲或干擾之類的誤差源影響接收信號時，PLL可能將其跟蹤位置鎖定在接收信號與參考信號之間的相關(guān)的側(cè)峰中的一個側(cè)峰上，其將導(dǎo)致在位置測量中引入偏差。這一偏差可能在～9.7米(對于BOC(15,2.5)信號)到～146.5m(對于BOC(1,1)信號)的范圍內(nèi)。BOC信號接收器必須處理這一問題，以確保精確的定位。

定位信號還受到多路徑的影響，由于在信號傳播過程中發(fā)生的環(huán)境反射。當(dāng)在城市環(huán)境或者室內(nèi)環(huán)境中操作時，尤其存在這些多路徑反射。多路徑信號的接收在接收信號與參考信號之間的相關(guān)函數(shù)函數(shù)中產(chǎn)生了偽像，多路徑峰從初始峰移位了對應(yīng)于主路徑與多路徑之間的延遲的距離。

很多現(xiàn)有技術(shù)正在解決對BOC信號的主峰的跟蹤進(jìn)行同步的問題，但是這些技術(shù)并未充分考慮多路徑環(huán)境中的傳播。

在這些技術(shù)當(dāng)中，在美國專利US 8964813中描述的突然躍變技術(shù)(Bump-Jumping technique)基于執(zhí)行與延遲版本的參考信號的兩次附加的相關(guān)(Very-Early(非常早)(VE)相關(guān)和Very-Late(非常晚)(VL)相關(guān))，以及通過比較Prompt(即時)、Very-Early和Very-Late信號的能量來檢測對BOC信號的側(cè)峰的跟蹤。當(dāng)檢測到Prompt相關(guān)不具有最高幅值時，沿對應(yīng)于最高相關(guān)幅值的方向操作相位躍變。由于對Prompt位置、Very-Early位置和Very-Late位置的相關(guān)幅值的直接估計的原因，此技術(shù)對多路徑反射尤其敏感。

在歐洲專利EP 2049914B1中描述了被稱為雙估計技術(shù)(Double Estimation technique)的另一種技術(shù)。此技術(shù)實施兩個跟蹤環(huán)路，即跟蹤BOC信號的PRN代碼的C-DLL(代碼延遲鎖定環(huán)路)和跟蹤BOC信號的副載波的S-DLL(副載波延遲鎖定環(huán)路)。采用在兩個環(huán)路內(nèi)估計的偽距離之間的差值來重新調(diào)整測量的偽距離。由于多路徑反射可能對C-DLL和S-DLL環(huán)路造成不同的影響，因而可能頻繁地發(fā)生對副載波的錯誤再調(diào)整，從而導(dǎo)致錯誤的偽距離測量結(jié)果。

在歐洲專利EP 2382484B1中描述了被稱為雙鑒別器技術(shù)(Double-Discriminator technique)的另一種技術(shù)。此技術(shù)涉及兩個鑒別器基于BOC信號的副載波和代碼的并行計算。被稱為非模糊(non-ambiguous)鑒別器計算的第一鑒別器計算導(dǎo)致對跟蹤位置的非模糊確定，而不同于模糊的第二鑒別器計算。然而，與第一鑒別器計算相比，第二鑒別器計算更加精確并且對噪聲和多路徑反射也較不敏感。選擇單元被配置為將第一鑒別器的值與閾值進(jìn)行比較，并且依據(jù)這一比較的結(jié)果來選擇跟蹤環(huán)路中采用的鑒別器值。與先前技術(shù)相比，這一技術(shù)在發(fā)生假警報的情況下表現(xiàn)良好，因為當(dāng)檢測對側(cè)峰的跟蹤位置時不會產(chǎn)生突然的代碼相位躍變以對跟蹤環(huán)路的相位進(jìn)行重新調(diào)整。然而，因為多路徑反射顯著地影響非模糊鑒別器值的形狀，所以它們可能會排除對側(cè)峰跟蹤的檢測，這將導(dǎo)致錯誤的偽距離測量結(jié)果。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于通過提高這些技術(shù)應(yīng)對多路徑傳播環(huán)境的魯棒性來提供優(yōu)于現(xiàn)有技術(shù)的改進(jìn)。

這一目的是通過提供接收器來實現(xiàn)的，該接收器實施跟蹤BOC信號的副載波和代碼并計算相關(guān)聯(lián)的偽距離的第一環(huán)路，以及跟蹤被解調(diào)為BPSK信號的BOC信號的代碼并計算第二偽距離的第二環(huán)路。接收器將兩個計算的偽距離進(jìn)行比較，并相應(yīng)地調(diào)整代碼跟蹤環(huán)路中采用的第一鑒別器的計算結(jié)果。

為此，本發(fā)明公開了一種GNSS接收器，包括：

-電路，其被配置為接收包含經(jīng)副載波和PRN代碼調(diào)制的載波的定位信號，

-副載波及代碼跟蹤環(huán)路，其包括被配置為根據(jù)所述接收到的定位信號和第一參考信號來計算第一鑒別器值的第一鑒別電路，該副載波及代碼跟蹤環(huán)路被配置為根據(jù)所述第一鑒別器值來計算第一偽距離，

-代碼跟蹤環(huán)路，其包括被配置為根據(jù)所述接收到的定位信號和第二參考信號來計算第二偽距離的第二鑒別電路，

-計算電路，其被配置為估算所述第一偽距離與所述第二偽距離之間的差值，并且相應(yīng)地修改第一鑒別器值的計算結(jié)果。

在GNSS接收器的一個實施例中，副載波及代碼跟蹤環(huán)路的輸出處的所述第一偽距離是非模糊偽距離。

有利地，第一鑒別電路進(jìn)一步被配置為計算模糊鑒別器值和非模糊鑒別器值，該計算電路被配置為通過在所估算的差值的絕對值超過閾值時在預(yù)定義時間段內(nèi)選擇所述非模糊鑒別器值，否則選擇所述模糊鑒別器值，來修改第一鑒別器值的計算結(jié)果。

在本發(fā)明的另一個實施例中，該計算電路被配置為計算模糊鑒別器值，并且在所估算的差值的絕對值超過閾值時在預(yù)定義時間段內(nèi)通過將偏移加到所述模糊鑒別器值來修改第一鑒別器值的計算結(jié)果。

在本發(fā)明的另一個實施例中，第一鑒別電路進(jìn)一步被配置為計算模糊鑒別器值和非模糊鑒別器值，該計算電路被配置為通過在所估算的差值的絕對值超過第一閾值時選擇所述非模糊鑒別器值直到所估算的差值的絕對值在第二閾值以下為止，否則選擇所述模糊鑒別器值，來修改該第一鑒別器值的計算結(jié)果。

有利地，該GNSS接收器還包括被配置為通過使多個相繼的第二偽距離值平滑來修改第二偽距離的第二計算電路。在另一個實施例中，采用第一偽距離的值來使第二偽距離平滑。

在GNSS接收器的另一個實施例中，該GNSS定位信號的譜包括兩個瓣，代碼跟蹤環(huán)路被配置為根據(jù)GNSS定位信號的單個瓣來計算第二偽距離。在另一個實施例中，代碼跟蹤環(huán)路被配置為根據(jù)GNSS定位信號的兩個瓣來計算第二偽距離。

本發(fā)明還公開了一種在GNSS接收器中計算偽距離的方法，包括：

-接收包括經(jīng)副載波和PRN代碼調(diào)制的載波的定位信號的第一步驟，

-在副載波及代碼跟蹤環(huán)路中根據(jù)接收到的信號來計算第一鑒別器值并且根據(jù)所述第一鑒別器來計算第一偽距離的第二步驟，

-在代碼跟蹤環(huán)路中根據(jù)接收到的信號來計算第二鑒別器值和第二偽距離的第三步驟，

-計算所述第一偽距離與所述第二偽距離之間的差值的第四步驟，

-取決于所述差值來修改所述第一鑒別器值的計算結(jié)果的第五步驟。

附圖說明

通過下文對多個示范性實施例及其附圖的描述，本發(fā)明將得到更好的理解，并且其各種特征和優(yōu)點也將顯現(xiàn)，在附圖中：

-圖1表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的BPSK信號、BOC信號、和MBOC信號的譜；

-圖2a和圖2b分別表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的BPSK信號和BOC信號的自相關(guān)函數(shù)的示例；

-圖3表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的雙估計器結(jié)構(gòu)；

-圖4表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的雙鑒別器技術(shù)結(jié)構(gòu)；

-圖5a和圖5b分別例示了BOC鑒別器在單路徑環(huán)境和多路徑環(huán)境中運行時的表現(xiàn)；

-圖6表示本發(fā)明的第一實施例，其中，取決于從副載波及代碼跟蹤環(huán)路與代碼跟蹤環(huán)路計算出的偽距離值之間的差值，從非模糊鑒別器計算和模糊鑒別器計算中選擇用于執(zhí)行偽距離測量的鑒別器計算；

-圖7表示通過本發(fā)明取得的結(jié)果的示例；

-圖8表示本發(fā)明的另一個實施例，其中，取決于從副載波及代碼跟蹤環(huán)路和代碼跟蹤環(huán)路計算出的偽距離值之間的差值，對用于執(zhí)行偽距離測量的鑒別器計算進(jìn)行一定值的校正；

-圖9表示本發(fā)明的另一個實施例，還包括用于對從代碼跟蹤環(huán)路計算出的偽距離測量結(jié)果進(jìn)行濾波的邏輯單元；

-圖10表示根據(jù)本發(fā)明的方法的流程圖。

具體實施方式

圖1表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的BPSK(110)信號、BOC(120)信號、和MBOC(130)信號的譜的示例。

在圖1中，相對于載波頻率來表示譜?？梢杂^察到，BPSK譜110以載波頻率為中心。

生成BOC信號包括通過代碼和副載波對信號的載波進(jìn)行調(diào)制。通常將BOC調(diào)制描述為：

$x\left(t\right)=\sqrt{A}.d\left(t\right).c\left(t\right).s\left(t\right).\exp (j\[2{\mathrm{\πf}}_{c}t+\mathrm{\θ}\]),$

其中，是復(fù)信號的幅值，d(t)是所發(fā)送的數(shù)據(jù)，c(t)是偽隨機噪聲(PRN)代碼信號，s(t)是副載波信號，f_C和θ是載波頻率和相位。

作為通過副載波信號進(jìn)行調(diào)制的結(jié)果，BOC譜120分成了分布在標(biāo)稱載波頻率的兩側(cè)上的兩個邊帶，該邊帶具有等于副載波頻率的頻率移位?？梢詫⑿盘柕拿總€瓣看作是BPSK譜。

采用這樣的BOC信號來進(jìn)行衛(wèi)星定位，由于副載波調(diào)制的原因，精確度優(yōu)于BPSK信號，并且更易于與采用相同載波頻率的其它信號共存。

BOC調(diào)制具有若干變型，其中有曲線130所表示的正弦BOC、余弦BOC或復(fù)合BOC(MBOC)。MBOC調(diào)制已經(jīng)被提議用于伽利略信號和現(xiàn)代化的GPS信號，并且MBOC調(diào)制將正弦二進(jìn)制偏移載波SinBOC(1,1)與SinBOC(m,n)組合。無論是什么BOC變型和(m,n)參數(shù)集，本發(fā)明都同等適用；唯一的要求是信號由經(jīng)代碼和副載波調(diào)制的載波構(gòu)成，其中，m≥n。

可以采用包括代碼分量和副載波分量的完整信號或者僅考慮一個瓣來對BOC信號進(jìn)行解調(diào)。在后一種情況下，通過僅考慮BOC信號的一個瓣并且使其移位適當(dāng)頻率以去除副載波貢獻(xiàn)來抑制BOC信號的副載波信號。所得到的信號仍然包括代碼信息，并且可以被解調(diào)為經(jīng)典BPSK信號，其中由于只處理了信號功率譜密度的一半因而存在3dB的性能損耗。圖2a和圖2b分別表示在圍繞理想延遲的兩個時間碼片的持續(xù)時間內(nèi)根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的BPSK信號(210)和BOC信號(220)的自相關(guān)函數(shù)的示例。BPSK信號自相關(guān)在這一間隔內(nèi)僅示出了一個峰。其最大值表示理想的同步位置，并且可以通過非模糊方式來進(jìn)行確定。BOC信號自相關(guān)示出了多個峰。由于BOC自相關(guān)的主峰比BPSK信號自相關(guān)峰更加尖銳，因而跟蹤精確度較好。然而，在一些情況下(噪聲環(huán)境、多傳播路徑……)，跟蹤位置可能與側(cè)峰之一相關(guān)聯(lián)，因此導(dǎo)致定位誤差，這也是為什么BOC信號的自相關(guān)公知是模糊的。

在接收鏈中采用相關(guān)函數(shù)來構(gòu)建鑒別器值，該鑒別器值用于基于接收信號與參考信號之間的相關(guān)來感測同步誤差，其中，該參考信號是根據(jù)由本地振蕩器或NCO(數(shù)字控制振蕩器)傳送的內(nèi)部時間基準(zhǔn)而構(gòu)造的。在接收器鏈中采用這一鑒別器值來檢測本地代碼信號與接收到的代碼信號之間的失配。其值在跟蹤位置正確時(本地時間基準(zhǔn)與接收信號在時間上同步)等于零，并且具有與必須被施加至振蕩器以從跟蹤誤差恢復(fù)的時間移位成比例的值。

由于BOC信號的自相關(guān)函數(shù)是模糊的，所以根據(jù)接收到的BOC信號與參考信號之間的相關(guān)所構(gòu)造的鑒別器計算是模糊的，并且可能將跟蹤位置鎖定在側(cè)相關(guān)峰中的任一個側(cè)相關(guān)峰上。

可以從BOC信號獲得非模糊相關(guān)。首先，可以僅考慮BOC信號中的一個瓣，并進(jìn)行頻率移位以使得副載波信息被抑制。這一信號相當(dāng)于BPSK信號，因而所得到的鑒別器值是非模糊的。其次，可以通過去除副載波信息而考慮模糊相關(guān)的包絡(luò)，來獲得非模糊鑒別器計算。在現(xiàn)有技術(shù)中被稱為類BPSK(BPSK-like)鑒別器的這一非模糊鑒別器計算與BPSK信號的鑒別器計算相當(dāng)類似。

圖3表示如歐洲專利EP 2049914B1中所述的根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的雙估計器結(jié)構(gòu)。在圖3上示出了載波跟蹤環(huán)路、副載波跟蹤環(huán)路和代碼跟蹤環(huán)路。載波跟蹤環(huán)路包括被配置為生成同相、正交參考信號的載波頻率發(fā)生器311，其中，該同相正交參考信號用于將接收信號從載波頻率或中間頻率下變頻至基帶以及對同相正交信號的確定。載波跟蹤環(huán)路還包括載波鑒別器值312的計算，該載波鑒別器值輸入載波環(huán)路濾波器313，以控制載波頻率發(fā)生器。在下文中，不考慮載波跟蹤環(huán)路，因為本發(fā)明對這一環(huán)路的處理正如現(xiàn)有技術(shù)的接收器一樣。副載波跟蹤環(huán)路包括副載波發(fā)生器321，其用于生成即時參考副載波信號、早參考副載波信號和晚參考副載波信號。將這些信號乘以同相正交基帶信號，并且乘以代碼參考信號，以便計算模糊鑒別器值322。這一模糊鑒別器值輸入到對副載波發(fā)生器進(jìn)行控制的副載波環(huán)路濾波器323，并且允許計算出第一非模糊偽距離e_T*(324)。代碼跟蹤環(huán)路包括代碼發(fā)生器331，其用于生成即時參考代碼信號、早參考代碼信號和晚參考代碼信號。將這些信號乘以同相正交基帶信號以及副載波信號，以便計算類BPSK非模糊鑒別器值332。這一非模糊鑒別器值輸入對代碼發(fā)生器進(jìn)行控制的代碼環(huán)路濾波器333，并且允許計算出第二非模糊偽距離e_T(334)。

由于e_T*比e_T更加精確，因而這一值用作跟蹤函數(shù)的輸出，但是為了去除測量的模糊度，通過代表e_T*與e_T之間所測得的誤差的偏移340對其予以補償。將這一偏移舍入為BOC信號的自相關(guān)函數(shù)的兩個相鄰峰之間的距離的倍數(shù)，這一距離為1/2.f_s，其中，f_s是副載波頻率。

當(dāng)在多路徑傳播環(huán)境中操作時，雙估計器技術(shù)的副載波跟蹤環(huán)路和代碼跟蹤環(huán)路受到不同影響。因為在雙估計技術(shù)中，由副載波及代碼跟蹤環(huán)路偽距離與代碼跟蹤環(huán)路偽距離之間測得的誤差直接對估計的偽距離進(jìn)行補償，在這些跟蹤環(huán)路中的任何環(huán)路中執(zhí)行的由于噪聲或多路徑導(dǎo)致的錯誤測量將對所得的偽距離造成直接影響，并且導(dǎo)致錯誤的PVT測量。

圖4表示根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)的雙鑒別器技術(shù)結(jié)構(gòu)。在雙鑒別器技術(shù)中，對于副載波跟蹤和代碼跟蹤(未示出載波跟蹤環(huán)路)兩者，都只存在一個跟蹤環(huán)路。接收到的BOC信號410在420中與參考信號相關(guān)，并相關(guān)的組合用于計算非模糊鑒別器值431和模糊鑒別器值432。如在雙估計技術(shù)中，這些計算要求針對即時位置、早位置和晚位置對來自同相、正交相位載波信號的相關(guān)結(jié)果進(jìn)行組合(無論是否考慮副載波信號)。通過將合成的非模糊鑒別器值與閾值進(jìn)行比較440，來對開關(guān)450加以控制，以便選擇非模糊鑒別器計算和模糊鑒別器計算其中之一。對所得到的鑒別器值進(jìn)行濾波，以控制用于計算非模糊偽距離480的NOC 470。

當(dāng)模糊鑒別器計算在跟蹤主相關(guān)峰時，非模糊鑒別器的值是小的。因此，根據(jù)模糊鑒別器來計算偽距離估計，并且該偽距離估計是非常精確的。然而，當(dāng)模糊鑒別器計算在跟蹤側(cè)相關(guān)峰時，非模糊鑒別器的值增大。當(dāng)其超過閾值時，開關(guān)在預(yù)定時間段內(nèi)選擇非模糊鑒別器計算而不是模糊鑒別器計算。因此，所估計的偽距離的精確度較低，但是采用非模糊鑒別器值的跟蹤環(huán)路將朝向主相關(guān)峰逐漸地收斂。一旦跟蹤環(huán)路已經(jīng)收斂，那么重新選擇模糊鑒別器計算以使得該跟蹤環(huán)路閉合。

為了提高側(cè)峰跟蹤檢測對抗噪聲的魯棒性，可以在至少幾個測量結(jié)果上對非模糊鑒別器的值取平均(490)。

與雙估計技術(shù)不同，在雙鑒別器技術(shù)中，在并非僅考慮BOC信號的一個瓣的情況下，從BOC信號來計算非模糊鑒別器，因而顯示出對側(cè)峰躍變較好的響應(yīng)時間。此外，不存在針對偽距離估計對測得誤差的直接校正，而是在跟蹤環(huán)路中采用不同的鑒別器計算，鑒別器值由環(huán)路濾波器來進(jìn)行進(jìn)一步濾波。在雙鑒別器技術(shù)中錯誤的側(cè)峰檢測將導(dǎo)致對所選擇的鑒別器計算不必要的切換以及距離測量精確度的暫時惡化，其原因在于類BPSK跟蹤，而不在于完全錯誤的偽距離的計算。

圖5a和圖5b分別例示了在單路徑環(huán)境中和在多路徑環(huán)境中BOC鑒別器的表現(xiàn)。圖5a和圖5b表示以正確的跟蹤延遲501(主相關(guān)峰跟蹤)為中心的約兩個時間碼片的持續(xù)時間。

在圖5a上示出了在單路徑環(huán)境中的非模糊鑒別器510。當(dāng)跟蹤誤差為空時，這一鑒別器為空，并且鑒別器的符號和幅值取決于跟蹤誤差。由于這一鑒別器是非模糊的，因而一旦在這一時間間隔內(nèi)其僅僅穿過零值。相反，當(dāng)跟蹤誤差為空時，模糊鑒別器520為空，而當(dāng)跟蹤位置與相關(guān)函數(shù)的側(cè)峰匹配時，模糊鑒別器520也為空。值得注意的是，當(dāng)對側(cè)相關(guān)峰執(zhí)行跟蹤時，模糊鑒別器值為空，而非模糊鑒別器值則超過閾值530。雙鑒別器技術(shù)使用這一特性來檢測對側(cè)相關(guān)峰的跟蹤。

在圖5b中，示出了在多路徑傳播環(huán)境中的相同鑒別器。非模糊鑒別器對于多路徑的魯棒性與BPSK調(diào)制的魯棒性相當(dāng)?；贐OC信號的模糊鑒別器的魯棒性較好。因此，非模糊鑒別器比模糊鑒別器更易受多路徑的影響。這導(dǎo)致當(dāng)跟蹤誤差為空時具有并非為空的非模糊鑒別器值，而且該非模糊鑒別器值可能未達(dá)到為檢測對側(cè)峰的跟蹤而在雙鑒別器技術(shù)中所使用的閾值。因此，雙估計器技術(shù)的結(jié)構(gòu)，尤其是非模糊鑒別器值與閾值的比較，在多路徑環(huán)境中導(dǎo)致了不可靠操作。

本發(fā)明利用類雙估計器技術(shù)和類雙鑒別器技術(shù)兩者，以提出一種新的結(jié)構(gòu)，其在諸如城市環(huán)境或室內(nèi)環(huán)境之類的多路徑環(huán)境中是魯棒的。

圖6表示在GNSS接收器中實施的本發(fā)明的第一實施例，其中，取決于根據(jù)代碼跟蹤環(huán)路以及根據(jù)副載波及代碼跟蹤環(huán)路所計算的偽距離值之間的差值，從非模糊鑒別器計算和模糊鑒別器計算中選擇用于執(zhí)行偽距離測量的鑒別器計算。圖6上所示的電路的輸入601是同相正交基帶頻率BOC定位信號或中間頻率BOC定位信號。未示出對于生成這些信號而言必不可少的載波環(huán)路，因為根據(jù)現(xiàn)有技術(shù)其實施是公知的，如圖3中所述。

在這一實施例中，第一跟蹤環(huán)路包括一些BOC相關(guān)器611，其用于根據(jù)接收到的BOC信號和參考信號來確定模糊鑒別器值612和非模糊鑒別器值613兩者。在實施例的示范性實施方式中，BOC相關(guān)器采用即時副載波信號、早副載波信號和晚副載波信號以及代碼信號基準(zhǔn)來計算以下相關(guān)：

其中：

-Exx表示早相關(guān)，

-Pxx表示即時相關(guān)，

-Lxx表示晚相關(guān)，

-xIx表示采用同相載波輸入信號的相關(guān)，

-xQx表示采用正交載波輸入信號的相關(guān)，

-xxs表示采用同相副載波信號的相關(guān)，

-xxc表示采用正交副載波信號的相關(guān)，

-r(t)是關(guān)于載波頻率、關(guān)于中間頻率或基帶的輸入信號，

-c(t)是代碼參考信號，

-s_s(t)是同相副載波參考信號，

-s_c(t)是正交副載波參考信號，

-θ是載波相位，

-φ是副載波相位，其等于代碼相位，但是其以副載波周期被公式化，

-Δ是早位置與晚位置之間的間隔。

可以通過以下計算來確定模糊鑒別器值：

E²＝EIs²+EQs²

L²＝LIs²+LQs²

$D_A=\frac{2-\mathrm{\Δ}}{2}(E^2-L^2)/(E^2+L^2),$

其中，D_A是模糊鑒別器值。

可以通過以下計算來確定非模糊鑒別器值(類BPSK)：

E²＝EIs²+EQs²+EIc²+EQc²

L²＝LIs²+LQs²+LIc²+LQc²

$D_{NA}=\frac{2-\mathrm{\Δ}}{2}(E^2-L^2)/(E^2+L^2),$

其中，D_NA是非模糊鑒別器值。

定位技術(shù)領(lǐng)域技術(shù)人員已知用于根據(jù)BOC信號來確定模糊鑒別器值和非模糊鑒別器值的許多不同方法。在歐洲專利EP 2049914B1中描述了這些技術(shù)中的一些。本發(fā)明同等地適用于所有這些不同的方法。

回到圖6，開關(guān)614選擇非模糊鑒別器計算和模糊鑒別器計算其中之一，開關(guān)的輸出是第一鑒別器值。環(huán)路濾波器615過濾掉這個鑒別器值的一些噪聲，并且生成用于調(diào)整NCO 616的控制信號。NCO的相位關(guān)聯(lián)到所接收到的消息中傳輸?shù)男畔?，以確定第一偽距離。NCO 616的相位還用于生成BOC相關(guān)器所采用的副載波參考信號和代碼參考信號。

在圖6中，通過選擇BOC信號的一個瓣并且去除副載波信號來僅考慮信號的代碼的第二跟蹤環(huán)路，包括用于計算第二非模糊鑒別器值622的BPSK相關(guān)器621。環(huán)路濾波器625過濾掉非模糊鑒別器值的一些噪聲，并且生成負(fù)責(zé)調(diào)整NCO 626的控制信號。NCO的相位關(guān)聯(lián)到在接收到的消息中所傳輸?shù)男畔ⅲ源_定第二非模糊偽距離。NCO 626的相位還用于生成BPSK相關(guān)器所使用的代碼參考信號。

比較器630將第一偽距離和第二偽距離作為輸入，并將這兩個偽距離之間的差值的絕對值與閾值進(jìn)行比較。當(dāng)差值的絕對值高于閾值時，命令開關(guān)614在預(yù)定義時間段內(nèi)選擇非模糊鑒別器計算。當(dāng)這一時間段結(jié)束時，開關(guān)選擇回模糊鑒別器計算，以進(jìn)行更加準(zhǔn)確的跟蹤。

開始時，剛好在衛(wèi)星采集階段之后，開關(guān)614被配置為在預(yù)定義時間段內(nèi)選擇非模糊鑒別器計算(類BPSK)。這一時間段的持續(xù)時間取決于環(huán)路等效帶寬。典型值是x/B_n，其中，1≤x≤5，B_n是跟蹤環(huán)路的等效噪聲帶寬。在這一時間段期間，偽距離測量640是非模糊的，并且NCO朝向正確的跟蹤位置收斂。當(dāng)經(jīng)過該時間段之后，開關(guān)選擇更加準(zhǔn)確的模糊鑒別器計算。由于跟蹤環(huán)路被鎖定在BOC信號的自相關(guān)函數(shù)的主峰上，因而所計算出的偽距離是非模糊的。如果NCO由于噪聲或多個傳播路徑而朝向側(cè)峰漂移，那么所計算出的偽距離與代碼跟蹤環(huán)路所計算的第二偽距離之間在630中所測量的誤差增大。當(dāng)其達(dá)到閾值時，開關(guān)614在有限的時間段內(nèi)選擇非模糊鑒別器計算。因此，無論在副載波及代碼跟蹤環(huán)路中選擇了什么鑒別器計算，偽距離測量640總是非模糊。

這樣的實施方式與雙鑒別器技術(shù)相比對多路徑較不敏感。確實，多路徑對鑒別器計算的輸出造成的失真要超過它們對鑒別器的零位置帶來的移位。因此，所提出的根據(jù)計算出的偽距離之間的差值而不是根據(jù)鑒別器的值來選擇鑒別器計算的解決方案對于多路徑反射較不敏感。這一點在存在噪聲的情況下甚至更加明顯，開關(guān)選擇是在環(huán)路濾波器之后執(zhí)行的。

與雙估計器技術(shù)相比，這樣的實施方式對于測量誤差也較不敏感，因為兩個偽距離之間的比較的結(jié)果并不直接用于向NCO值施加可以實現(xiàn)對側(cè)峰再同步的移位，而是用于控制鑒別器計算的選擇，該選擇可能導(dǎo)致精確度降低而不是不準(zhǔn)確的測量。

為了降低GNSS接收器的功耗，當(dāng)選擇非模糊鑒別器計算613時，由于這一選擇在預(yù)定義時間段內(nèi)有效，因而可以停止代碼跟蹤環(huán)路(621，622，625和626)、比較器630和模糊鑒別器612的計算。

當(dāng)選擇模糊鑒別器計算612時，還可以停止非模糊鑒別器613的計算，以及負(fù)責(zé)與正交副載波相位信號的相關(guān)的BOC相關(guān)器的只需要計算非模糊鑒別器的部分。

在這一實施例中，GNSS接收器包括：

·副載波及代碼跟蹤環(huán)路，其包括第一鑒別電路(611，612和613)，該電路根據(jù)接收信號601以及代碼發(fā)生器616所生成的第一參考信號來計算第一偽距離640，

·代碼跟蹤環(huán)路，其包括第二鑒別電路(621和622)，該電路根據(jù)接收信號601以及代碼發(fā)生器626所生成的第二參考信號來計算第二偽距離641，

·計算電路630，其被配置為估算該第一偽距離與第二偽距離之間的差值，并且相應(yīng)地修改第一鑒別電路614的輸出。

需要第二獨立跟蹤環(huán)路來控制對第一跟蹤環(huán)路的鑒別器計算選擇。在實施例中，第二跟蹤環(huán)路基于BPSK相關(guān)器。在附圖上未示出的另一個實施例中，基于BOC信號的非模糊鑒別器計算(例如，類BPSK鑒別器計算613)可以用作環(huán)路濾波器625的輸入，以控制NCO和代碼發(fā)生器626。然而，與基于對BPSK信號的相關(guān)的非模糊鑒別器計算的輸出相比，基于BOC信號的非模糊鑒別器計算的輸出對噪聲更加敏感。因此，建議采用BPSK相關(guān)器。

在實施例中，用于執(zhí)行BPSK相關(guān)的BOC信號的瓣是下部瓣。在另一個實施例中，使用的是上部瓣，或者相繼選擇下部瓣和上部瓣。在另一個實施例中，用于構(gòu)造非模糊鑒別器值622的相關(guān)函數(shù)對兩個瓣均執(zhí)行相關(guān)測量，其中，將相關(guān)的結(jié)果進(jìn)行組合。

圖7表示通過本發(fā)明所取得的結(jié)果的示例。圖7示出了跟蹤位置誤差及其在時間軸上的演變。

在該過程的第一階段701期間，非模糊鑒別器計算被選擇用于控制副載波及代碼跟蹤環(huán)路。跟蹤誤差將朝向確切位置緩慢地降低，但是位置的精確度不是理想的。在該過程的第二階段702內(nèi)，模糊鑒別器計算被選擇，從而提高跟蹤的精確度。在第三階段703內(nèi)，出現(xiàn)了多條路徑，導(dǎo)致副載波及代碼跟蹤環(huán)路朝向側(cè)峰漂移。誤差增大，直至點710，在該點處比較器將選擇非模糊鑒別器計算。在接下來的階段704內(nèi)，由于采用了非模糊鑒別器計算，因而跟蹤環(huán)路將回到主峰位置，并且將再次選擇模糊鑒別器計算。

在未示出的另一個實施例中，當(dāng)由副載波及代碼跟蹤環(huán)路計算出的偽距離與由BPSK跟蹤環(huán)路計算出的偽距離之間測得的差值的絕對值超過第一閾值時，在副載波及代碼跟蹤環(huán)路中執(zhí)行從模糊鑒別器計算到非模糊鑒別器計算的切換。選擇非模糊鑒別器計算，直到該差值的絕對值落到低于或等于第一閾值的第二閾值下方為止。

圖8表示本發(fā)明的另一個實施例，其中，通過取決于差值的值來對用于執(zhí)行偽距離測量的鑒別器值進(jìn)行校正，該差值是由代碼跟蹤環(huán)路計算出的偽距離值與由副載波及代碼跟蹤環(huán)路計算出的偽距離值之間的差值。

除了副載波及代碼跟蹤環(huán)路的非模糊鑒別器計算613和開關(guān)614之外，圖8包含與圖6相同的元件。在圖8中，副載波及代碼跟蹤環(huán)路所采用的第一鑒別器值系統(tǒng)性地是模擬鑒別器值。當(dāng)比較器630測量副載波及代碼跟蹤環(huán)路所確定的偽距離640與代碼跟蹤環(huán)路所確定的偽距離641之間的差值時，在預(yù)定義的時間段內(nèi)將偏移加到模糊鑒別器612的值，以便使跟蹤位置回到主相關(guān)峰。

該偏移的值及其持續(xù)時間取決于環(huán)路濾波器615的參數(shù)。由于偏移相加防止跟蹤側(cè)相關(guān)峰，因而所得到的計算出的偽距離640是精確的且非模糊的。

圖9表示本發(fā)明的另一個實施例，其還包括用于對由代碼跟蹤環(huán)路所計算出的偽距離測量結(jié)果進(jìn)行濾波的邏輯單元。

圖9包含與圖6相同的元件，再加上用于對代碼跟蹤環(huán)路所計算出的偽距離值執(zhí)行平滑處理的附加電路901。這一電路的目的在于使比較器630所使用的偽距離641的值平滑，以進(jìn)一步提高這一測量結(jié)果對于噪聲和多路徑的魯棒性。

執(zhí)行這一平滑處理而對一組相繼的偽距離值進(jìn)行濾波。

在另一個實施例中，采用由副載波及代碼跟蹤環(huán)路計算出的相繼的第一偽距離640值以及相繼的第二偽距離641值來執(zhí)行平滑處理。例如可以借助于以下等式采用Hatch濾波器來完成通過BOC偽距離對BPSK偽距離的平滑處理：

其中：

·N是以歷元的數(shù)量表示的平滑時間常數(shù)，

·K是實際測量的時間歷元，

·是BOC偽距離測量，

·ρ是BPSK偽距離測量，

·是經(jīng)平滑的BPSK偽距離測量。

平滑時間常數(shù)N開始于1，并且增大直到其達(dá)到最終值為止，以便保證平滑算法的快速收斂。

通常，從相同衛(wèi)星采集的BPSK偽距離641和BOC偽距離640在速度上是一致的。由于BOC偽距離比BPSK偽距離更加準(zhǔn)確，因而通過前一偽距離測量結(jié)果對此后一測量結(jié)果進(jìn)行平滑處理有助于將噪聲降低至接近BOC偽距離測量結(jié)果的噪聲水平的水平。

可以在任何適當(dāng)架構(gòu)上的GNSS接收器中實施本發(fā)明。其適用于RF鏈輸出處的GNSS定位信號，優(yōu)選但不局限于基帶或中間頻率中。可以采用模擬部件來實施各種跟蹤環(huán)路和計算電路。如果輸入信號是數(shù)字化的，那么它們還可以在計算機器上被實施，例如軟件可重編程的計算機器(例如，微處理器、微控制器或數(shù)字信號處理器(DSP))或者專用的計算機器(例如，現(xiàn)場可編程門陣列(FPGA)或?qū)Ｓ眉呻娐?ASIC))。模擬部件和數(shù)字部件的任何中間組合都是可能的。

本發(fā)明還包括一種用于在GNSS接收器中計算偽距離的方法，通過圖10中的流程圖對其進(jìn)行例示。該方法包括：

·接收包括經(jīng)副載波和PRN代碼調(diào)制的載波的定位信號的第一步驟1001，在這一步驟中接收到定位信號的同相載波分量和正交相位載波分量，

·在副載波及代碼跟蹤環(huán)路中根據(jù)接收信號來計算第一鑒別器值和第一偽距離的第二步驟1002，該第一偽距離關(guān)聯(lián)到受使用第一鑒別器值的環(huán)路濾波器控制的振蕩器，其中，第一鑒別器計算的輸出取決于來自后續(xù)步驟的輸入，

·在代碼跟蹤環(huán)路中根據(jù)接收信號來計算第二鑒別器和第二偽距離的第三步驟1003，該第二偽距離關(guān)聯(lián)到受使用第二鑒別器值的環(huán)路濾波器控制的振蕩器，其中優(yōu)選地，代碼跟蹤環(huán)路對不具有副載波信息的輸入信號進(jìn)行處理，

·計算所述第一偽距離與所述第二偽距離之間的差值的第四步驟1004，以及

·取決于所述差值來修改所述第一鑒別器計算的輸出的第五步驟1005。將所計算出的差值的絕對值與閾值進(jìn)行比較，并且相應(yīng)地修改第二步驟的第一鑒別器計算的輸出。取決于實施例，這一修改可以是將偏移加到模糊鑒別器計算，或者選擇非模糊鑒別器計算而不是模糊鑒別器計算。這一修改可以持續(xù)預(yù)定的時間段，或者直到所計算的差值的絕對值落到第二閾值以下為止。

在該方法的示范性實施例中，在第二步驟中根據(jù)在[0046]、[0047]和[0048]中描述的等式來計算非模糊鑒別器值或模糊鑒別器值。

在本說明書中公開的示例只是對本發(fā)明的一些實施例的例示。這些示例不以任何方式限制所附權(quán)利要求所定義的本發(fā)明的范圍。