本發(fā)明屬于雷達通信與近程探測技術領域，特別是一種基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)。

背景技術：

相控陣雷達在軍事上取得了非常廣泛的應用，具有輻射功率大、波束指向靈活、自適應能力強、抗干擾性能好、可靠性高等優(yōu)點。寬帶、超寬帶的相控陣雷達，不僅能大幅度提高相控陣雷達的抗干擾能力，有效地應對反輻射導彈，而且其相對帶寬比較寬，能提高對監(jiān)測目標的距離分辨率和識別能力，因此對其進行研究具有重要的作用。

相控陣雷達系統(tǒng)的關鍵部分是相移器件，目前相控陣中主要采用移相器實現(xiàn)相移功能，具有以下三個缺點：由頻率偏移引起的波束偏轉、工作帶寬與波束寬度成反比以及脈沖畸變。

由于傳統(tǒng)相控陣雷達存在固有的孔徑效應，因此其只能工作在帶寬相對較窄的情況下，這就限制了相控陣雷達在寬帶和超寬帶領域的應用。為了實現(xiàn)相控陣天線波束的寬帶寬角掃描工作，可以使用實時延遲線(ttd，turetimedelay)來代替?zhèn)鹘y(tǒng)相控陣雷達中的移相器，通過控制相控陣單元間的延遲時間差，從而實現(xiàn)波束掃描，并且掃描角度與頻率無關。因此，使用時延器件代替移相器，可以使波束指向僅與延遲時間差相關，消除移相器中由于頻率偏移引起的孔徑效應。但是，傳統(tǒng)ttd由同軸電纜或波導構成，這種結構體積大、集成度低。

hoangv.nguyen等人在“analogdispersivetimedelayerforbeam-scanningphasedarraywithoutbeam-squinting”中利用色散延遲線代替ttd的方法設計了一個基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)，實現(xiàn)了波束掃描，并且消除了孔徑效應。但是上述系統(tǒng)仍存在以下缺陷：(1)當射頻信號為窄脈沖調制信號時，色散延遲線存在時域展寬，導致輸出波形失真；(2)當射頻信號不是點頻或窄帶信號時，由于色散延遲線的非線性度而導致的孔徑效應仍然存在。

技術實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)。

實現(xiàn)本發(fā)明目的的技術解決方案為：一種基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)，包括第一功分器和多個結構相同的相控陣通道，每個相控陣通道包括第二功分器、第一混頻器、 第二混頻器、第三混頻器、第一可調本振頻率源、第二可調本振頻率源、第一色散延遲線、第二色散延遲線、第一濾波器和第一天線；

所述第一可調本振頻率源的輸出端與第二功分器的輸入端連接，第二功分器的兩路輸出端口分別與第一混頻器和第三混頻器的第一輸入端連接；所述第一功分器的其中一路輸出端口與第一混頻器的第二輸入端連接，第一混頻器的輸出端與第一色散延遲線的輸入端連接，第一色散延遲線的輸出端與第二混頻器的第一輸入端連接，所述第二可調本振頻率源的輸出端與第二混頻器的第二輸入端連接，第二混頻器的輸出端與第二色散延遲線的輸入端連接，第二色散延遲線的輸出端與第三混頻器的第二輸入端連接，第三混頻器的輸出端與第一濾波器的輸入端連接，第一濾波器的輸出端與第一天線連接；

第一可調本振頻率源產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二功分器功分得到本振信號a和本振信號b，射頻信號經(jīng)過第一功分器進行多路功分，功分后的一路射頻信號與本振信號a經(jīng)過第一混頻器下變頻得到中頻信號，中頻信號通過第一色散延遲線產(chǎn)生延遲時間，該中頻信號與第二可調本振頻率源產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二混頻器下變頻后得到頻率不變的中頻信號，該中頻信號的調頻特性與第一色散延遲線的延遲特性相反，中頻信號通過第二色散延遲線，經(jīng)延遲后的中頻信號與本振信號b經(jīng)第三混頻器上變頻得到射頻信號，射頻信號經(jīng)過第一濾波器選頻輸出，最后經(jīng)第一天線發(fā)射出去。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術相比，其顯著優(yōu)點為：(1)本發(fā)明采用色散延遲線代替實時延遲線，色散延遲線結構簡單、易于集成、成本低廉、延遲特性性能好；(2)本發(fā)明可以應用于超寬帶系統(tǒng)，可以消除相控陣系統(tǒng)中固有的由頻率偏移引起的孔徑效應；(3)采用色散延遲線與混頻器構成的時延系統(tǒng)，可以實現(xiàn)360°的可控2^³²的調節(jié)，實現(xiàn)任意波束指向；(4)除了可調本振頻率源外，本發(fā)明其它的元件均為無源元件，穩(wěn)定度高，集成度好。

下面結合附圖對本發(fā)明做進一步描述。

附圖說明

圖1為本發(fā)明基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)的結構示意圖。

圖2為本發(fā)明實施例1中四通道相控陣系統(tǒng)的結構示意圖。

圖3為本發(fā)明實施例1中四通道相控陣系統(tǒng)可調本振頻率源的結構示意圖。

圖4為本發(fā)明實施例1中色散延遲線的結構示意圖。

圖5為本發(fā)明實施例1中色散延遲線的延遲時間與頻率的關系圖。

圖6為本發(fā)明實施例1中色散延遲線的群延遲與頻率的關系圖。

圖7為本發(fā)明實施例2中單通道系統(tǒng)的具體結構示意圖。

圖8(a)為本發(fā)明實施例2中窄脈沖調制信號v1(t)通過系統(tǒng)后的波形圖，圖8(b)為v2(t)通過系統(tǒng)后的波形圖，圖8(c)為v3(t)通過系統(tǒng)后的波形圖，圖8(d)為v4(t)通過系統(tǒng)后的波形圖，圖8(e)為v5(t)通過系統(tǒng)后的波形圖，圖8(f)為v6(t)通過系統(tǒng)后的波形圖。

圖9(a)為本發(fā)明實施例3中帶寬較寬的非點頻信號v1(t)通過系統(tǒng)后延遲時間與頻率的關系圖，圖9(b)為v2(t)通過系統(tǒng)后延遲時間與頻率的關系圖，圖9(c)為v3(t)通過系統(tǒng)后延遲時間與頻率的關系圖，圖9(d)為v4(t)通過系統(tǒng)后延遲時間與頻率的關系圖，圖9(e)為v5(t)通過系統(tǒng)后延遲時間與頻率的關系圖，圖9(f)為v6(t)通過系統(tǒng)后延遲時間與頻率的關系圖。

具體實施方式

結合圖1，本發(fā)明的一種基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)，包括第一功分器和多個結構相同的相控陣通道，每個相控陣通道包括第二功分器、第一混頻器、第二混頻器、第三混頻器、第一可調本振頻率源、第二可調本振頻率源、第一色散延遲線、第二色散延遲線、第一濾波器和第一天線；

所述第一可調本振頻率源的輸出端與第二功分器的輸入端連接，第二功分器的兩路輸出端口分別與第一混頻器和第三混頻器的第一輸入端連接；所述第一功分器的其中一路輸出端口與第一混頻器的第二輸入端連接，第一混頻器的輸出端與第一色散延遲線的輸入端連接，第一色散延遲線的輸出端與第二混頻器的第一輸入端連接，所述第二可調本振頻率源的輸出端與第二混頻器的第二輸入端連接，第二混頻器的輸出端與第二色散延遲線的輸入端連接，第二色散延遲線的輸出端與第三混頻器的第二輸入端連接，第三混頻器的輸出端與第一濾波器的輸入端連接，第一濾波器的輸出端與第一天線連接；

第一可調本振頻率源產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二功分器功分得到本振信號a和本振信號b，射頻信號經(jīng)過第一功分器進行多路功分，功分后的一路射頻信號與本振信號a經(jīng)過第一混頻器下變頻得到中頻信號，中頻信號通過第一色散延遲線產(chǎn)生延遲時間，之后該中頻信號與第二可調本振頻率源產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二混頻器下變頻后得到頻率不變的中頻信號，該中頻信號的調頻特性與第一色散延遲線的延遲特性相反，中頻信號通過第二色散延遲線，經(jīng)延遲后的中頻信號與本振信號b經(jīng)第三混頻器上變頻得到射 頻信號，射頻信號經(jīng)過第一濾波器選頻輸出，最后經(jīng)過第一天線發(fā)射出去。通過調節(jié)第一可調本振頻率源4和第二可調本振頻率源5，可以調節(jié)射頻信號的延遲時間，最終調節(jié)射頻信號的輸出相位；第一可調本振頻率源和第二可調本振頻率源的本振信號頻率不同，第一可調本振頻率源的本振頻率為第一功分器功分后的射頻信號的頻率減去第一混頻器下變頻得到中頻信號的頻率，第二可調本振頻率源的頻率為第一混頻器下變頻得到中頻信號頻率的兩倍。

所述第一色散延遲線和第二色散延遲線結構和延遲時間特性均相同。

優(yōu)選的，上述第一色散延遲線和第二色散延遲線采用復合左右手色散延遲線。

本發(fā)明的基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)，可以通過可調本振頻率源產(chǎn)生頻率可調的本振信號，在射頻信號頻率不變的情況下得到可調的中頻信號，從而實現(xiàn)延遲時間的可調節(jié)，最終實現(xiàn)輸出信號的相位可調節(jié)。若使中頻信號保持不變，可調本振信號隨射頻頻率的改變而改變，那么射頻信號的延遲時間保持不變，此時相控陣天線的波束指向保持不變，消除了相控陣系統(tǒng)中固有的頻率偏移而引起的孔徑效應。

下面結合具體實施例對本發(fā)明作進一步說明。

實施例1

本實施例以四單元的基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)為例，包括第一通道、第二通道、第三通道和第四通道。

結合圖2，第一功分器1的四個輸出端口分別與第一混頻器2、第四混頻器12、第七混頻器22和第十混頻器32相連，第一通道包括第二功分器6、第一混頻器2、第二混頻器7、第三混頻器9、第一可調本振頻率源4、第二可調本振頻率源5、第一色散延遲線3、第二色散延遲線8、第一濾波器10和第一天線11，其中第二功分器6的兩個輸出端口分別與第一混頻器2和第三混頻器9相連；第二通道包括第三功分器16、第四混頻器12、第五混頻器17、第六混頻器19、第三可調本振頻率源14、第四可調本振頻率源15、第三色散延遲線13、第四色散延遲線18、第二濾波器20和第二天線21，其中第三功分器16的兩個端口分別與第四混頻器12和第六混頻器19相連；第三通道包括第四功分器26、第七混頻器22、第八混頻器27、第九混頻器29、第五可調本振頻率源24、第六可調本振頻率源25、第五色散延遲線23、第六色散延遲線28、第三濾波器30和第三天線31，其中第四功分器26的兩個端口分別與第七混頻器22和第九混頻器29相連；第四通道包括第五功分器36、第十混頻器32、第十一混頻器37、第十二混頻 器39、第七可調本振頻率源34、第八可調本振頻率源35、第七色散延遲線33、第八色散延遲線38、第四濾波器40和第四天線41，其中第五功分器36的兩個端口分別與第十混頻器32和第十二混頻器39相連。

結合圖3，可調本振頻率源包括fpga、第一dds、第二dds、第一鎖相環(huán)、第二鎖相環(huán)、第三鎖相環(huán)、第四鎖相環(huán)、第五鎖相環(huán)、第六鎖相環(huán)、第七鎖相環(huán)和第八鎖相環(huán)，fpga控制輸出端與第一dds和第二dds輸入端相連，兩個dds均采用ad9959，其輸出端作為參考信號與鎖相環(huán)連接，采用dds+pll技術實現(xiàn)本振頻率的可調節(jié)，即第一dds輸出端分別與第一鎖相環(huán)、第二鎖相環(huán)、第三鎖相環(huán)和第四鎖相環(huán)相連，第二輸出端分別與第五鎖相環(huán)、第六鎖相環(huán)、第七鎖相環(huán)和第八鎖相環(huán)相連。第一鎖相環(huán)用于產(chǎn)生第一可調本振頻率源4，第二鎖相環(huán)用于產(chǎn)生第三可調本振頻率源14，第三鎖相環(huán)用于產(chǎn)生第五可調本振頻率源24，第四鎖相環(huán)用于產(chǎn)生第七可調本振頻率源34，第五鎖相環(huán)用于產(chǎn)生第二可調本振頻率源5，第六鎖相環(huán)用于產(chǎn)生第四可調本振頻率源15，第七鎖相環(huán)用于產(chǎn)生第六可調本振頻率源25，第八鎖相環(huán)用于產(chǎn)生第八可調本振頻率源35。其中，第一鎖相環(huán)、第二鎖相環(huán)、第三鎖相環(huán)和第四鎖相環(huán)相位一致，第五鎖相環(huán)、第六鎖相環(huán)、第七鎖相環(huán)和第八鎖相環(huán)相位一致。

第一通道中，第一可調本振頻率源4產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二功分器6，功分得到本振信號a和本振信號b，射頻信號經(jīng)過第一功分器1進行多路功分，功分后的一路射頻信號與本振信號a經(jīng)過第一混頻器2，下變頻得到中頻信號，中頻信號通過第一色散延遲線3產(chǎn)生延遲時間，之后該中頻信號與第二可調本振頻率源5產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二混頻器7，下變頻后得到頻率不變的中頻信號，其調頻特性與色散延遲線的延遲特性相反，信號通過第二色散延遲線8，中頻信號與本振信號b經(jīng)過第三混頻器9，上變頻得到射頻信號，射頻信號經(jīng)過第一濾波器10選頻輸出，最后經(jīng)過第一天線11發(fā)射出去。通過調節(jié)第一可調本振頻率源4和第二可調本振頻率源5，可以調節(jié)射頻信號的延遲時間，最終調節(jié)射頻信號的輸出相位。

第二通道、第三通道和第四通道的實現(xiàn)過程與第一通道一致。

結合圖4，第一色散延遲線3和第二色散延遲線8采用相同的結構，為4階的復合左右手色散延遲線，其采用微帶結構，結構簡單，成本低廉，集成度高。

結合圖5，第一色散延遲線3和第二色散延遲線8的延遲時間與頻率的關系，在2ghz～2.4ghz成近似線性關系，線性度好，有利于可調本振頻率源的調節(jié)。

結合圖6，第一色散延遲線3和第二色散延遲線8的群延遲與頻率保持比較陡峭的關系，使在較小的頻率范圍內實現(xiàn)較大的相位調節(jié)。

通過調節(jié)每一路的本振信號的本振頻率，使每個通道的中頻頻率不相同，因此功分后的射頻信號，進入四個通道后經(jīng)過的延遲時間不相同，若使相鄰單元間的延遲時間差相同，那么能確定相控陣天線的波束指向，從而實現(xiàn)相控陣天線的波束掃描。

實施例2

射頻信號為窄脈沖調制信號，結合圖7，第一可調本振頻率源4產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二功分器6，功分得到本振信號a和本振信號b，射頻信號經(jīng)過第一功分器1進行多路功分，功分后的一路射頻信號v1(t)與本振信號a經(jīng)過第一混頻器2，下變頻得到中頻信號v2(t)，v2(t)通過第一色散延遲線3產(chǎn)生一定的延遲時間，變?yōu)檠舆t后的中頻信號v3(t)，v3(t)與第二可調本振頻率源5產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二混頻器7，下變頻后得到頻率不變的中頻信號v4(t)，其調頻特性與色散延遲線的延遲特性相反，v4(t)通過第二色散延遲線8，得到延遲后的中頻信號v5(t)，v5(t)與本振信號b經(jīng)過第三混頻器9，上變頻得到射頻信號v6(t)，v6(t)經(jīng)過第一濾波器10選頻輸出，最后經(jīng)過第一天線11發(fā)射出去。通過調節(jié)第一可調本振頻率源4和第二可調本振頻率源5，可以調節(jié)射頻信號的延遲時間，最終調節(jié)射頻信號的輸出相位。

窄脈沖調制信號v1(t)的頻率為ω0，第一可調本振頻率源4提供的本振信號頻率為ωl，第二可調本振頻率源5提供的本振信號頻率為2(ω0-ωl)，中頻信號v2(t)、v3(t)、v4(t)、v5(t)的頻率為ω0-ωl。

結合圖8(a)～8(f)，v1(t)是頻率為ω0的窄脈沖調制信號，v2(t)是頻率為ω0-ωl的窄脈沖調制信號，v3(t)是頻率為ω0-ωl的調頻信號，這是由于窄脈沖信號經(jīng)過色散延遲線存在時域展寬現(xiàn)象，v4(t)是頻率為ω0-ωl的調頻信號，其調頻特性與信號v3(t)相反，v5(t)是頻率為ω0-ωl的窄脈沖調制信號，消除了時域展寬現(xiàn)象，消除了波形失真，v6(t)是頻率為ω0的窄脈沖調制信號。由此可知，此改進的基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)可以消除窄脈沖信號的波形失真。

實施例3

射頻信號為帶寬較寬的非點頻信號，結合圖7，第一可調本振頻率源4產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二功分器6，功分得到本振信號a和本振信號b，射頻信號經(jīng)過第一功分器1進行多路功分，功分后的一路射頻信號v1(t)與本振信號a經(jīng)過第一混頻器2，下變頻 得到中頻信號v2(t)，v2(t)通過第一色散延遲線3產(chǎn)生一定的延遲時間，變?yōu)檠舆t后的中頻信號v3(t)，v3(t)與第二可調本振頻率源5產(chǎn)生的本振信號經(jīng)過第二混頻器7，下變頻后得到頻率不變的中頻信號v4(t)，其調頻特性與色散延遲線的延遲特性相反，v4(t)通過第二色散延遲線8，得到進一步延遲后的中頻信號v5(t)，v5(t)與本振信號b經(jīng)過第三混頻器9，上變頻得到射頻信號v6(t)，v6(t)經(jīng)過第一濾波器10選頻輸出，最后經(jīng)過第一天線11發(fā)射出去。通過調節(jié)第一可調本振頻率源4和第二可調本振頻率源5，可以調節(jié)射頻信號的延遲時間，最終調節(jié)射頻信號的輸出相位。

v1(t)為帶寬較寬的非點頻信號，以在時刻τ0輸入兩個點頻信號為例，假設其頻率分別為ω1和ω2，ω1<ω2，并且ω1和ω2相距較遠，第一可調本振頻率源4提供的本振信號頻率為ωl，第二可調本振頻率源5提供的本振信號頻率為ω1+ω2-2ωl，v2(t)、v3(t)、v4(t)、v5(t)的頻率均包括ω1-ωl和ω2-ωl。

結合圖9(a)～9(f)，v1(t)是頻率為ω1和ω2的兩個點頻信號，v2(t)是頻率為ω1-ωl和ω2-ωl的兩個點頻信號，此時其延遲時間均為τ0，v3(t)是頻率為ω1-ωl和ω2-ωl的兩個點頻信號，由于色散延遲線的線性度不是非常理想，因此頻率ω1-ωl對應的延遲時間為τ0+τ1，頻率ω2-ωl對應的延遲時間為τ0+τ2，v4(t)是頻率為ω1-ωl和ω2-ωl的兩個點頻信號，其調頻特性與信號v3(t)相反，v5(t)是頻率為ω1-ωl和ω2-ωl的兩個點頻信號，其延遲時間均為τ0+τ1+τ2，此時消除了兩個點頻信號的延遲時間的不同，消除了孔徑效應，v6(t)是頻率為ω1和ω2的兩個點頻信號，其延遲時間均為τ0+τ1+τ2。由此可知，此改進的基于色散延遲線的相控陣系統(tǒng)可以消除帶寬較寬的非點頻信號的孔徑效應。