各個實施方案涉及用于將音頻信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量的技術，涉及一種用于生成低音增強音頻信號的方法。此外，提供一種被配置來生成低音增強音頻信號的音頻分量。

背景技術：

從物理角度來看，具有小膜片和低深度的擴音器不能夠生成低頻播放所需的體積變化。簡而言之，可以說小揚聲器不能夠提供足夠的低音。避免這一問題的一種方式是使用諧波延拓，這利用了我們的聽覺系統(tǒng)能夠檢測并且因此感知其諧波之外的基音的心理聲學效應，即使前者在感知信號中并不存在。

存在使用所使用的擴音器的精確建模的另一種可能性。如果此建模是可能的，則可使用稱為鏡像濾波器的元件，所述鏡像濾波器能夠預先使輸入信號失真，使得總而言之(即，考慮擴音器的非線性失真)再次生成線性系統(tǒng)。以此方式，揚聲器的物理邊界可朝向低頻擴展。然而，這種方法是更加復雜的并且應當在這里特別提及一點，僅僅是為了完整性起見。

在大多數(shù)情況下，使用以上討論的基于諧波延拓效應的原理。所有系統(tǒng)是非線性的并且因此引起失真，所述失真在聲學上必須保持盡可能低的。在本技術領域中，已知的是，如果將輸入信號分離成諧波和敲擊信號分量或瞬態(tài)信號分量，則獲得良好的結(jié)果。在此，當借助于非線性函數(shù)獲得瞬態(tài)信號分量的諧波延拓時并且在使用相位聲碼器獲得諧波信號分量時，實現(xiàn)就低偽聲而言的良好結(jié)果。為達此目的，適當?shù)姆蔷€性函數(shù)以及相位聲碼器的使用是已知的。然而，在當前使用的系統(tǒng)中，用于將信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量的方法遇到大的計算工作量和高存儲器需要的問題。

技術實現(xiàn)要素：

相應地，存在對改善將音頻信號分離成其諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量的可能性的需要。

這種需要通過獨立權利要求的特征來滿足。另一些方面在附屬權利要求中描述。

根據(jù)一個方面，提供一種用于將音頻信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量的方法，其中將音頻信號轉(zhuǎn)換到頻率空間中，以便獲得與頻率和時間相關的轉(zhuǎn)換的音頻信號。此外，在頻域上將非線性平滑濾波器應用于轉(zhuǎn)換的音頻信號，以便獲得濾波后的瞬態(tài)信號，其中諧波信號分量相對于瞬態(tài)信號分量被抑制。此外，在時間上將非線性平滑濾波器應用于轉(zhuǎn)換的音頻信號，以便獲得濾波后的諧波信號，其中瞬態(tài)信號分量相對于諧波信號分量被抑制。隨后基于濾波后的諧波信號和濾波后的瞬態(tài)信號來確定諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量。轉(zhuǎn)換的音頻信號是與時間和頻率相關的信號。通過在頻率上應用簡單的非線性濾波器，諧波信號分量得以抑制，然而當在時間上應用同一濾波器時，瞬態(tài)信號分量得以抑制。基于濾波后的諧波信號和濾波后的瞬態(tài)信號，隨后可能確定諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量。非線性濾波器的計算負荷和隱含的對存儲器的需要較低，并且與使用例如中值濾波器的系統(tǒng)相比低得多。

此外，提供一種用于基于諧波延拓生成低音增強音頻信號的方法，其中如以上提及的將音頻信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量。此外，將非線性函數(shù)應用于瞬態(tài)信號分量，以便生成具有所希望的非線性失真的失真的非線性信號。在相位聲碼器中處理諧波信號分量，以便生成強化的音頻信號，在所述音頻信號中諧波頻率分量被相加。隨后用對應的加權因數(shù)對失真的非線性信號與諧波強化信號進行加權，以便形成低音增強音頻信號。

此外，提供用于分離音頻信號和用于生成低音增強音頻信號的對應實體。

另外，提供一種計算機程序，其包括將由實體的至少一個處理單元執(zhí)行的程序代碼，所述實體被配置來將音頻信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量，其中程序代碼的執(zhí)行致使至少一個處理單元執(zhí)行如以上提及的和如以下進一步詳細提及的方法。

以上提及的特征和以下將解釋的特征可不僅單獨或如明確表示的組合使用，還可以其他組合使用。本申請的特征和實施方案可組合，除非另外明確提及。

附圖說明

當結(jié)合附圖閱讀時，本申請的實施方案的各種特征將更為明顯。在這些附圖中：

圖1是根據(jù)實施方案的用于低音增強的混合系統(tǒng)中的信號流的示意性圖示，

圖2是圖1的系統(tǒng)中所使用的非線性濾波器的信號流圖的示意性圖示，所述非線性濾波器將音頻信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量，

圖3示出應該被分離成兩個分量的單音頻輸入信號的譜圖的實例，

圖4示出在應用17階中值濾波器之后的瞬態(tài)信號分量的譜圖，

圖5示出使用17階中值濾波器獲得的掩蔽的譜圖，

圖6示出借助于17階中值濾波器生成的諧波信號分量的譜圖的實例，

圖7示出借助于17階中值濾波器生成的掩蔽的譜圖的實例，

圖8示出根據(jù)實施方案的單音頻輸入信號的瞬態(tài)信號分量的譜圖的實例，所述瞬態(tài)信號分量利用圖2的非線性濾波器來生成，

圖9示出借助于圖2的非線性濾波器生成的掩蔽的譜圖的實例，

圖10示出借助于圖2的非線性平滑濾波器獲得的諧波信號分量的譜圖，

圖11示出借助于圖2的非線性平滑濾波器生成的掩蔽的譜圖的實例，

圖12示出用于圖1的系統(tǒng)中所使用的非線性濾波器的函數(shù)，

圖13示出系統(tǒng)的用來驗證非線性濾波器的效率的信號流，

圖14示出非線性濾波器的輸入信號和輸出信號，

圖15示出非線性濾波器的輸入信號和輸出信號的功率密度譜的實例，

圖16示出圖1中使用的實體的示意性體系結(jié)構(gòu)圖，所述實體被配置來將音頻信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量，

圖17示出實體進行的將圖16的音頻信號分離的步驟的示意性流程圖。

具體實施方式

在下文中，將參考附圖詳細描述本申請的實施方案。應當理解，實施方案的以下描述不具有任何限制意義。本發(fā)明的范圍不希望由本文描述的實施方案，或通過僅用于示范的附圖來予以限制。

附圖應看作是示意性圖示，并且在附圖中所示的元件未必按比例示出。而且，各種元件被圖示以使得它們的功能和一般用途對于本領域技術人員來說變得明顯。在附圖中示出或在本文描述的功能塊、裝置、部件或其他物理或功能部件之間的任何連接或耦合也可通過間接的連接或耦合實現(xiàn)。除非另外明確說明，否則部件之間的耦合也可通過無線連接來建立。功能塊可以硬件、固件、軟件或它們的組合實現(xiàn)。

以下，描述允許將音頻信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量的技術。例如，信號分離隨后可基于諧波延拓的聲學效果來用于音頻信號的低音增強。結(jié)合圖1，將解釋一種系統(tǒng)，在所述系統(tǒng)中使用非線性平滑濾波器將信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量，其中基于諧波延拓的效果將分離的信號用于信號增強。

如圖1所示，包括左信號分量l輸入和右信號分量r輸入的立體聲輸入信號在加法器110中相加，以便生成單音頻信號。圖1所示的參數(shù)n指示時間。來自加法器110的單信號輸出被饋送到實體120，所述實體120被配置來生成信號的快速傅里葉變換，使得將信號從時域轉(zhuǎn)換到頻域。隨后將這個轉(zhuǎn)換的信號饋送到實體200，所述實體200在圖1中稱為信號分離單元。如下文結(jié)合圖2進一步詳細解釋的，在實體200中將轉(zhuǎn)換的音頻信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量。借助于不同頻段(frequencybins)k中的頻譜加權或掩蔽來獲得此分離，其中頻譜加權隨時間n變化。因此，掩蔽mstat(k,n)用來生成穩(wěn)定或諧波信號分量并且掩蔽mtrans(k,n)用來生成瞬態(tài)信號分量。如圖1所示，隨后將掩蔽施加于轉(zhuǎn)換的音頻信號，以便獲得準穩(wěn)態(tài)信號部分和瞬態(tài)信號部分。隨后將準穩(wěn)態(tài)或諧波信號部分的頻譜饋送到相位聲碼器140。在相位聲碼器中，進行諧波信號分量的頻譜分析，所述頻譜分析隨后形成用于生成諧波延拓的基礎，之后在實體155中將因此修改的信號轉(zhuǎn)換到時域，在所述實體155中應用傅里葉逆變換。在實體150中將瞬態(tài)信號分量從頻率空間轉(zhuǎn)換到時間空間中，并且在非線性濾波器160中生成所希望的非線性失真。隨后在加法器180中組合信號之前，用對應的加權因數(shù)gs和gt對兩個信號分量進行加權。隨后將低音增強輸出與立體聲輸入信號(即，對應分量)組合，以便生成如圖1所示的左輸出信號l輸出和右輸出信號r輸出。

圖2示出如實體200(信號分離單元)內(nèi)使用的非線性平滑濾波器的信號流，所述實體200用于將音頻信號分離成諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量。瞬態(tài)或敲擊信號分量具有幾乎白色頻譜。這可通過克羅內(nèi)克輸入信號(也稱為狄拉克脈沖信號)的實例看出，所述克羅內(nèi)克輸入信號具有連續(xù)頻譜。諧波或準穩(wěn)態(tài)信號具有不隨時間變化的頻譜。通過舉例，不隨時間變化的正弦信號具有頻譜中的不隨時間變化的線。如果這兩個信號分量應當被分離，則借助于非線性濾波器進行的瞬態(tài)信號分量的分離可能使頻率上的頻譜光滑，以便抑制準穩(wěn)態(tài)或諧波信號分量。以相同方式，為了提取頻譜的諧波信號分量，可通過在時間上應用非線性濾波器來使每條頻譜線或頻譜中的每個段平滑，以便抑制瞬態(tài)信號分量。從而非線性平滑濾波器不應當根據(jù)選定的平滑系數(shù)在時間上分布輸入能量，使得如普通的平滑濾波器一樣維持輸入能量，而應當抑制頻譜中存在的短能量峰值。這是非線性過程，在所述非線性過程中能量不是恒定的。為此，如所提及的，需要非線性平滑濾波器。

在圖2中，輸入信號是在時間上任選地平滑的信號的輸入信號，并且是非線性的平滑輸出信號?？扇缦虏捎脭?shù)學方法描述濾波器的功能：

如可從圖2和公式1推斷，將輸入信號與輸出信號進行比較(步驟s10)。如果輸入信號大于輸出信號，則增加的情形發(fā)生并且將新的輸出信號(即，在已經(jīng)通過濾波器之后的前一個輸入信號)增加增量cinc，其中cinc≥1(步驟s11)。其他情形，即，當輸入信號小于輸出信號時，將新的輸出信號減少減量cdec，其中cdec<1(步驟s12)。此外，在步驟s13中檢查信號是否小于最小閾值。如果小于，則將信號設定至最小閾值，所述最小閾值是最小噪聲電平。步驟s13有助于確保信號一直在最小閾值以上并且不會過多地減少。這是必要的，以便確保信號輸入開始之后或較長暫停之后的反應不會太緩慢。

值cinc和cdec可以是恒定的并且減小量可大于對應增大量。在另一個實施方案中，參數(shù)cinc也可以是自適應的。通過舉例，cinc可以第一值開始，以便在第一次增大新的輸出信號時增大所述新的輸出信號。每次進一步增大新的輸出信號時，第一值可增大第一增量，直到獲得最大第一量。如果信號評估的增量部分保留并且減量發(fā)生，則可將第一量再次設定至第一值。

圖2的非線性平滑濾波器應用了兩次。第一次在頻率上應用非線性平滑濾波器，其中將一個頻率分量的輸入信號與非線性濾波器的相鄰頻率分量的已經(jīng)應用了非線性平滑濾波器的輸出信號進行比較，以便獲得非線性平滑濾波器的所述一個頻率分量的新的輸出。通過舉例，當系統(tǒng)開始時，使用在時間t處的第一頻率分量n＝1的輸入信號，并且系統(tǒng)如所示通過以下實例初始化，其中x(n,t)是輸入信號，并且y(n,t)是輸出信號。當系統(tǒng)開始時，第一頻率分量n＝1，y(n＝1,t)＝x(n＝1,t)?？蓪蓚€值均設定至最小閾值。對于n>1，針對不同頻率進行以下處理：將輸入值x(n,t)與前一頻率分量的輸出信號y(n-1,t)進行比較。如果x(n,t)大于y(n-1,t)，則增量是有效的，這意味著隨后y(n,t)＝y(tǒng)(n-1,t)×cinc，其中cinc≥1。如果x(n,t)<y(n-1,t)，則應用減少的情形，使得y(n,t)＝y(tǒng)(n-1,t)×cdec，其中cdec<1。

在第二應用中，在時間上應用非線性平滑濾波器，其中將一個時間分量的輸入信號與非線性濾波器的相鄰時間分量的已經(jīng)應用了非線性濾波器的輸出信號進行比較，以便得到非線性平滑濾波器的所述一個時間分量的新的輸出信號。

本領域已知的另一種方法使用階數(shù)在15至30(例如，17)之間的中值濾波器。這意味著，為了諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量的分離，必須將最近的15-30個頻譜數(shù)據(jù)保存在存儲器中，以便確定每條頻譜線的中值，使得可獲得輸出信號的非線性平滑頻譜，所述非線性平滑頻譜在這種情況下對應于諧波信號分量。

如果將這個17階中值濾波器與以上討論的圖2的平滑濾波器進行比較，則可推斷出，新提議的方法(無論所述方法在頻率或時間上應用)僅需要對存儲器中的頻譜進行單次設定。因此，如果使用19階或更大階數(shù)的中值濾波器，則上述濾波以大約10的因數(shù)來減小針對信號分離的與所使用的中值濾波器的階數(shù)相關的存儲器需要。

在下文中，將結(jié)合圖3-7論述用于分離的已知中值濾波器的性能。隨后將圖2的濾波器應用于同一信號(如將結(jié)合圖8-11討論的)，以便能夠?qū)煞N方法的性能進行比較。

圖3示出單信號的頻譜，所述單信號是基于典型的立體聲音樂信號生成的。如可從圖3推斷出，譜圖包含在對應的時間區(qū)段處作為垂直線可見的的瞬態(tài)或敲擊信號分量。信號還包含可從水平線看見的諧波或準穩(wěn)態(tài)信號分量。頻譜中的諧波信號分量因此指示，隨著時間推移音頻信號中存在相同頻率。如可從圖3進一步推斷出，輸入信號具有比諧波信號分量更多的瞬態(tài)信號分量。右側(cè)的標度描述從-140至+20的db值。在下文中，將如本領域已知的17階中值濾波器應用于信號分離，如將結(jié)合圖4-7討論的。

中值濾波器如下操作：

-生成中值濾波器的數(shù)據(jù)向量，長度(階數(shù))。

-根據(jù)增大值來對數(shù)據(jù)向量的值進行分類。當數(shù)據(jù)向量具有奇數(shù)長度時，使用數(shù)據(jù)向量的中間值，然而當中值濾波器的長度(階數(shù))是偶數(shù)時，使用兩個中間值的平均值。這個值隨后表示非線性中值濾波器的平滑輸出值。

如果在頻率上(即，在圖3的垂直線上)應用這個中值濾波器，則獲得瞬態(tài)信號分量t(n,k)，如圖4所示。通過將圖3的在時間上的輸入頻譜x(n,k)與隨時間n變化的對應的頻譜掩蔽mt(n,k)加權來獲得瞬態(tài)信號分量的頻譜其中對所有頻譜段進行單獨加權，其中n是快速傅里葉變換的長度。針對此的掩蔽如下讀?。?/p>

圖5現(xiàn)在示出借助于17階中值濾波器生成的加權掩蔽的譜圖，并且必須利用所述中值濾波器對單輸入信號進行加權，以便從輸入信號獲得瞬態(tài)信號分量。如可從圖5看出，加權矩陣mt可用來識別瞬態(tài)信號分量并且可從深色垂直線認識到，在所述加權矩陣中增益近似為一。這意味著，輸入頻譜的信號分量可傳遞未受干擾的掩蔽并且因此得以維持，然而垂直線之間的其他部分表示頻譜的對應區(qū)域的抑制。

圖6示出當在時間上應用中值濾波器時，使得獲得頻譜s(n,k)，所述頻譜表示諧波信號分量。圖6示出使用以上提及的中值濾波器獲得的頻譜并且可從此圖推斷出，與圖4的實施方案相比，敲擊或瞬態(tài)信號分量被嚴重抑制，其中信號現(xiàn)在包括更多的水平線。通過對輸入信號x(n,k)應用頻譜掩蔽ms(n,k)來獲得瞬態(tài)信號分量的頻譜其中掩蔽隨時間n變化。在公式3中看出對應的數(shù)學關系：

圖7示出此掩蔽頻譜。在此掩蔽中，敲擊信號分量被抑制，所述敲擊信號分量對應于深色水平線，其具有按圖7所示的標度的在0.1與0.3之間的值。垂直線之間的其他分量具有高傳輸速率。因此，圖7示出用17階中值濾波器獲得的加權掩蔽。此掩蔽的應用產(chǎn)生諧波信號分量。

如以上討論的，中值濾波器在垂直方向上、在頻率上的應用導致瞬態(tài)信號t(n,k)的估算，其中在時間上的應用導致諧波信號分量s(n,k)。然而，這些信號t(n,k)和s(n,k)不直接用于進一步處理，如此，由于中值濾波器的非線性特征將導致輸入信號與輸出信號之間的差異。因此，這意味著，x(n,k)≠t(n,k)+s(n,k)。為了避免這種情形，使用掩蔽意指基于以上提及的公式(2)和(3)生成輸出信號?；陬l譜t(n,k)和s(n,k)，可生成mt(n,k)和ms(n,k)，以使得

兩個掩蔽的計算可如下確定：

因為掩蔽mt(n,k)和ms(n,k)僅包含相加和為1的放大值(對于所有n,k,mt(n,k)+ms(n,k)＝1)，可以斷定能量得以維持，這意味著輸入能量對應于輸出能量。以相同方式，相位響應不改變。這有助于避免令人煩惱的偽聲，否則其將發(fā)生。結(jié)合圖4-7解釋的用于生成信號的濾波器描述一種解決方案。然而，如果更詳細地考慮中值濾波器的使用，則可推斷出，此濾波器應用的勞動強度相當高。首先，必須在時間上和在頻率上提取呈中值濾波器的長度的數(shù)據(jù)向量，并且必須將所述值分類，以便獲得輸出值，并且這必須針對每個時標n和針對每個頻譜段k進行。這是大的計算工作量。此外，對于中值濾波器的計算，對應于中值濾波器的階數(shù)的多個頻譜必須存在并且被存儲，從而導致存儲空間的顯著增大。因此，總而言之，中值濾波器的使用不是有效的。

圖8現(xiàn)在示出在頻率上(即，在頻譜的垂直線上)應用圖2的濾波器。此外，使用cinc和cdec的以下參數(shù)，cinc＝20db/s和cdec＝80db/s。所述值的計算如下：

cinc＝10^((cinc_db*躍距/20)/fs)和cdec＝10^-((cdec_db*躍距/20)/fs),

fs是以[hz]為單位的采樣頻率。

躍距(hopsize)是采樣中的輸入幀移位，例如，躍距是傅里葉變換/4的長度。圖8現(xiàn)在示出利用圖2的非線性平滑濾波器獲得的瞬態(tài)信號分量的頻譜。類似于中值濾波器的使用，瞬態(tài)信號分量得以維持，然而諧波信號分量被抑制。圖9示出借助于非線性平滑濾波器生成的掩蔽的譜圖，并且必須將所述掩蔽應用于輸入信號以便獲得瞬態(tài)信號分量。掩蔽展示的是，在開始時存在瞬態(tài)響應，然而，所述瞬態(tài)響應不會對總性能產(chǎn)生負面影響。深色垂直條紋指示，這些信號分量被傳遞并且不被抑制，然而深色垂直條紋之外的其他信號分量被更加嚴重地抑制。圖10示出利用非線性平滑濾波器獲得的諧波信號分量的頻譜。可看出，敲擊信號分量被大大抑制，比中值濾波器更強。然而，與中值濾波器的使用相比，沒有同樣多得強調(diào)諧波信號分量。

圖11示出掩蔽的譜圖，以便獲得諧波信號分量。在此，深色垂直條紋指示高信號抑制。

當將圖8-11與圖4-7進行比較時，可推斷出，與中值濾波器的實現(xiàn)方式相比，當使用圖2的非線性平滑濾波器時，信號分裂的質(zhì)量沒有劣化，然而，對于非線性平滑濾波器來說，需要大得多的計算工作量和存儲空間。

在下文中，更詳細地討論圖1的非線性濾波器160，所述非線性濾波器對應于多項式濾波器。如可從圖1推斷出，由實體150進行傅里葉逆變換來將瞬態(tài)信號分量的頻譜轉(zhuǎn)換到時域。此信號在下文中稱為并且表示非線性濾波器160的輸入信號。可如下描述非線性濾波器的功能

其中hl和l＝0,…l，表示l+1階非線性濾波器的系數(shù)。研究表明，當使用非線性函數(shù)的對應于反正切函數(shù)的根的模擬系數(shù)時，獲得良好的低音增強，所述系數(shù)用以下系數(shù)近似表示

hl＝[0.0001,2.7494,-1.0206,-1.0943,-0.1141,0.7023,-0.4382,-0.3744,0.5317,0.0997,-0.3682],其中l(wèi)＝0,…,9

(6)

假設典型的輸入信號具有從+1至-1的輸入值，獲得用公式5和6獲得的函數(shù)，如圖12所示。

為了展示非線性濾波器的函數(shù)，將f＝50hz的正弦信號作為輸入非線性濾波器中。在圖13所示的方法中，將左信號或右信號輸入到高通濾波器13，并且所述信號另外通過低通濾波器14和圖1的非線性濾波器160。兩個信號分量隨后組合并且通過高通濾波器16。如可從圖13推斷出，使用互補的分頻濾波器與互補的高通濾波器13以及低通濾波器14來使輸入信號分離。隨后將濾波后的信號在加法器17中相加。第二高通濾波器之前的信號(所述信號具有更好的低音性能)用來模擬具有較差低音性能的擴音器。實際上，第二高通濾波器16不是必需的，在正常情況下，使用具有次最優(yōu)的低音再現(xiàn)特性的擴音器。針對不同類型的音樂，將原始信號l輸入或r輸入與輸出信號l輸出或r輸出進行比較，以便評估低音增強。測試結(jié)果為積極的并且由用戶檢測到明確的低音增強。這也可在圖14中看出，其中輸入信號是50hz的正弦信號，其中輸入信號被指示為21并且在濾波器之后的輸出信號為22。圖14指示時域中的信號。然而，因為這不具有說服力，所以圖15指示輸入信號和輸出信號的功率譜密度。另外，輸入信號在50hz處展示一個單峰值，其中輸入信號由參考數(shù)字31指示，其中輸出信號展示若干高次諧波32。如果所使用的擴音器(例如)通過使用圖13的高通濾波器16處的100hz的轉(zhuǎn)角頻率fc僅可輸出信號和f≥100hz以上的頻率，則擴音器顯然不能在f＝50hz處輸出基本波。然而，當借助于非線性濾波器在f＝100hz、150hz、200hz處獲得高次諧波時，聽覺能夠模擬f＝50hz的此基本振蕩，使得獲得就像它存在于信號中的主觀感覺。

圖16示出單元200的更多細節(jié)圖，其中進行信號分離。單元200包括輸入端211，在所述輸入端211中接收到在實體120處進行傅里葉變換之后的輸入信號。信號分離單元隨后包括處理單元220，在所述處理單元220中進行以上討論的計算，諸如圖2的濾波和掩蔽的生成。信號分離單元隨后包括輸出端212，以便輸出瞬態(tài)信號分量和諧波信號分量。

圖17概述進行以用于確定諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量的步驟中的一些。方法在步驟s70處開始并且隨后在步驟s71中，將單音頻信號轉(zhuǎn)換到頻率空間中，如由圖1的實體120指示。在步驟s72中，在頻域上應用圖2的非線性平滑濾波器。在此步驟中，將作為非線性平滑濾波器的輸入信號的轉(zhuǎn)換的音頻信號用作一個頻率分量的輸入信號，并且將其與非線性平滑濾波器的相鄰頻率分量的已經(jīng)應用了非線性平滑濾波器的輸出信號進行比較，以便得到非線性平滑濾波器的所述一個頻率分量的新的輸出信號。以相同的方式，在步驟s73中在時間上應用非線性平滑濾波器，其中將作為非線性平滑濾波器的輸入信號的轉(zhuǎn)換的音頻信號用作一個時間分量的輸入信號，并且將其與非線性平滑濾波器的相鄰時間分量(每頻段)的已經(jīng)應用了非線性平滑濾波器的輸出信號進行比較，以便得到非線性平滑濾波器的當前時間分量的新的輸出信號。在步驟s74中，隨后基于利用公式4進行的對應掩蔽的計算來確定瞬態(tài)信號分量和諧波信號分量。方法在步驟s75中結(jié)束。圖17的計算步驟可由圖16的處理單元220進行。

從上文所述可以得出其他的一般性結(jié)論。非線性平滑濾波器的應用包括：將作為非線性平滑濾波器的輸入信號的轉(zhuǎn)換的音頻信號與非線性平滑濾波器的已經(jīng)應用了非線性平滑濾波器的輸出信號進行比較，并且當輸入信號大于輸出信號時，非線性平滑濾波器的已經(jīng)應用了非線性平滑濾波器的新的輸出信號增大第一量，并且當輸入信號小于輸出信號時，隨后非線性平滑濾波器的輸出信號減小第二量。

第二量可大于第一量。增量和減量值cinc和cdec可以是恒定的。在另一個實施方案中，兩個值cinc和cdec還可以是自適應的，這意味著cinc從第一初始值開始并且隨后增加第一增量δcinc，只要施加所述增量直到獲得最大cincmax。隨后這個值可不再增大。如果圖2的信號處理的增量路徑是閑置的并且施加減量，cinc可再次被設定至初始值cincmin。這種方法避免了對增大信號的過慢反應，因為cinc通常小于cdec。以相同方式，cdec可以是自適應的，使得cdec從初始值開始并且只要是施加減量，隨后增加第二增量δcdec。在此，增量δcdec意味著減量變得更大，直到獲得最大cdecmax。如果減量路徑是閑置的，則cdec可再次被設定至初始值cdecmin。

此外，當輸入信號小于輸出信號時，修改非線性平滑濾波器的新的輸出信號，以使得其不會變得小于最小閾值。

此外，諧波信號分量和瞬態(tài)信號分量的確定包括：將基于濾波后的瞬態(tài)信號t(n,k)和濾波后的諧波信號s(n,k)確定的諧波濾波掩蔽ms應用于轉(zhuǎn)換的音頻信號，以及將基于濾波后的瞬態(tài)信號t(n,k)和濾波后的諧波信號s(n,k)確定的瞬態(tài)濾波掩蔽mt應用于轉(zhuǎn)換的音頻信號。

此外，提供包括處理器和存儲器的信號分離單元，如結(jié)合圖16討論的。存儲器230包含有待由處理器執(zhí)行的指令，并且信號分離單元操作來進行以上提及的步驟，在所述步驟中涉及單元200。此外，信號分離單元可包括用于進行步驟的不同裝置，在所述步驟中涉及信號分離單元200，如以上提及的。