本發(fā)明涉及生理信號檢測領(lǐng)域，尤其涉及一種非接觸式生理信號檢測方法。
背景技術(shù)：
：生理參數(shù)(如呼吸、心跳信號等)是現(xiàn)代化醫(yī)療檢測中一項重要的指標(biāo)，生理參數(shù)的監(jiān)測可為醫(yī)生進(jìn)行診斷和治療提供可靠依據(jù)。接觸式檢測技術(shù)是目前生理監(jiān)測設(shè)備較為普遍的使用方法，主要利用穿戴式傳感器或粘貼式電極直接接觸患者達(dá)到監(jiān)測生理信號的目的，檢測過程會對患者產(chǎn)生心理或生理約束。臨床上對呼吸信號檢測常用的方法包括電容式傳感器檢測、阻抗法檢測、流量式傳感器檢測和應(yīng)變式傳感器檢測等。心跳檢測常用的方法包括觸診式心率測量法、心電、心音和光電式脈搏心率測量法等，此類檢測方法監(jiān)測到的生理信號具有高質(zhì)量、低噪聲的優(yōu)點，由于限制了患者的行為動作，無法準(zhǔn)確真實的反映測試者的生理變化情況，且測試電極使得系統(tǒng)安裝復(fù)雜，可操作性差。為了克服上述技術(shù)缺陷，將多普勒雷達(dá)技術(shù)實現(xiàn)非接觸式生理信號檢測成為本領(lǐng)域研究熱點。多普勒雷達(dá)，又名脈沖多普勒雷達(dá)，通常工作在脈沖觸發(fā)模式，是一種利用多普勒效應(yīng)來探測運動目標(biāo)的位置和相對運動速度的雷達(dá)?，F(xiàn)有技術(shù)中多普勒雷達(dá)廣泛用于軍事領(lǐng)域和民用領(lǐng)域，比如機載預(yù)警、導(dǎo)航、導(dǎo)彈制導(dǎo)、衛(wèi)星跟蹤、戰(zhàn)場偵察、靶場測量、武器等軍用方面，以及人體感應(yīng)、門禁系統(tǒng)、測速測距等民用領(lǐng)域。然而，由于生理信號檢測的特殊性，難以將現(xiàn)有技術(shù)通用多普勒雷達(dá)模塊直接應(yīng)用于生理信號檢測；呼吸和心跳信號及其微弱，很容易淹沒在雷達(dá)的噪聲和雜波中，采用現(xiàn)有技術(shù)多普勒雷達(dá)常規(guī)應(yīng)用電路無法實現(xiàn)對人體的呼吸和心跳等生命特征的非接觸式探測。因此，本領(lǐng)域技術(shù)人員通常通過改進(jìn)雷達(dá)的識別精度和靈敏度達(dá)到應(yīng)用要求，這大大增加了實現(xiàn)難度，同時在成本上也大幅度的提高。故，針對目前現(xiàn)有技術(shù)中存在的上述缺陷，實有必要進(jìn)行研究，以提供一種方案，解決現(xiàn)有技術(shù)中存在的缺陷。技術(shù)實現(xiàn)要素：有鑒于此，確有必要提供一種非接觸式生理信號檢測方法，將通用多普勒雷達(dá)工作在連續(xù)波模式，并通過多級濾波電路進(jìn)行信號處理，從而實現(xiàn)非接觸式生理信號檢測。為了克服現(xiàn)有技術(shù)的缺陷，本發(fā)明的技術(shù)方案如下：一種非接觸式生理信號檢測方法，包括以下步驟：步驟S1：通過多普勒雷達(dá)傳感器向人體胸腔發(fā)射連續(xù)波雷達(dá)信號；步驟S2：將回波信號和發(fā)射震蕩頻率信號進(jìn)行混頻處理并檢波后獲取反應(yīng)人體呼吸和心跳變化的低頻信號；步驟S3：對多普勒雷達(dá)傳感器輸出端進(jìn)行阻抗匹配并濾除低頻信號中的直流分量；步驟S4：將經(jīng)步驟S3處理后的信號進(jìn)行信號放大；步驟S5：通過0.1Hz-10Hz的帶通濾波器對其輸入信號進(jìn)行濾波處理；步驟S6：采用數(shù)字濾波技術(shù)將經(jīng)步驟S5處理后的信號進(jìn)行頻率濾波從而獲取呼吸信號和心跳信號。優(yōu)選地，還包括將所獲取的呼吸信號和心跳信號發(fā)送到服務(wù)器的步驟。優(yōu)選地，所述步驟S5中，通過四階巴特沃斯低通濾波器和二階巴特沃斯高通濾波器實現(xiàn)帶通濾波器。優(yōu)選地，所述步驟S6中，采用FIR濾波器、IIR濾波器或者零相位IIR濾波器中的任一種實現(xiàn)呼吸信號和心跳信號的分離。優(yōu)選地，零相位IIR濾波器的實現(xiàn)步驟如下：步驟S61：根據(jù)呼吸信號和心跳信號的特征分別設(shè)計呼吸信號IIR濾波器和心跳信號IIR濾波器；步驟S62：將輸入信號進(jìn)行信號采樣存儲為數(shù)字信號序列；步驟S63：將該數(shù)字信號序列分別輸入到呼吸信號IIR濾波器和心跳信號IIR濾波器進(jìn)行第一次濾波處理；步驟S64：將經(jīng)上述第一次濾波處理輸出的信號執(zhí)行第一次時域翻轉(zhuǎn)；步驟S65：將步驟S64輸出信號再次輸入到呼吸信號IIR濾波器和心跳信號IIR濾波器進(jìn)行第二次濾波處理；步驟S66：將經(jīng)上述第二次濾波處理輸出的信號執(zhí)行第二次時域翻轉(zhuǎn)，從而得到濾波后的呼吸信號和心跳信號；步驟S67：對濾波后的呼吸信號和心跳信號進(jìn)行FFT變換后分別求出頻譜從而實現(xiàn)呼吸信號和心跳信號的分離。優(yōu)選地，在步驟S1中，所述多普勒雷達(dá)傳感器采用工作頻段為10.525GHz的微波多普勒雷達(dá)探測器探頭傳感器HB100模塊。優(yōu)選地，在步驟S3中，采用通帶頻率為0.1Hz-150Hz的無源RC濾波器濾除低頻信號中的直流分量。優(yōu)選地，在步驟S3中，采用電壓跟隨器對多普勒雷達(dá)傳感器輸出端進(jìn)行阻抗匹配。優(yōu)選地，在步驟S6中采用的數(shù)字濾波器通過程序?qū)崿F(xiàn)。優(yōu)選地，通過無線通訊模塊以無線的方式將獲取人體呼吸信號和心跳信號發(fā)送到服務(wù)器。與現(xiàn)有技術(shù)相比較，本發(fā)明的技術(shù)方案具有以下技術(shù)效果：(1)通過將通用多普勒雷達(dá)傳感器工作在連續(xù)波模式，并相應(yīng)設(shè)計多級濾波電路，從而實現(xiàn)非接觸檢測人體生理信號，避免傳統(tǒng)接觸式檢測設(shè)備帶給患者的束縛和不舒適感。(2)有源濾波器采用巴特沃斯濾波器，巴特沃斯濾波器通頻帶頻率響應(yīng)曲線平坦，在阻頻帶下降緩慢，避免信號失真，在濾波的同時可實現(xiàn)信號的放大，提高信號的信噪比，實現(xiàn)信號無失真放大濾波。(3)數(shù)字濾波器使用零相位IIR濾波器分離出呼吸和心跳信號，減少運算量的同時，消除信號的相位失真，實現(xiàn)患者生理變化和監(jiān)測顯示同步，提高監(jiān)測設(shè)備的實時性。附圖說明圖1為雷達(dá)回波信號探測人體胸腔擴張模型。圖2為本發(fā)明一種非接觸式生理信號檢測方法的流程框圖。圖3為本發(fā)明中零相位IIR濾波器的實現(xiàn)流程圖。圖4為實現(xiàn)本發(fā)明中非接觸式生理信號檢測方法的系統(tǒng)框圖。圖5為電源模塊中雷達(dá)電源的電路原理圖。圖6為電源模塊中運放電源的電路原理圖。圖7為電源模塊中數(shù)字電源的電路原理圖。圖8為電源模塊中ADC基準(zhǔn)電源的電路原理圖。圖9為本發(fā)明信號預(yù)處理模塊的電路原理圖。圖10為本發(fā)明差分放大器一種實施方式的電路原理圖。圖11為本發(fā)明有源帶通濾波器一種實施方式的電路原理圖。圖12為電平搬移電路的電路原理圖。圖13為模數(shù)轉(zhuǎn)換器的電路原理圖。圖14為FIR和IIR濾波分離呼吸信號時域?qū)Ρ取D15為FIR和IIR濾波分離呼吸信號頻域?qū)Ρ取D16為零相位濾波呼吸信號時域圖。圖17為零相位濾波心跳信號時域圖。圖18呼吸信號和心跳信號分離頻域圖。如下具體實施例將結(jié)合上述附圖進(jìn)一步說明本發(fā)明。具體實施方式以下將結(jié)合附圖對本發(fā)明提供的石墨烯復(fù)合粉體材料及其制備方法作進(jìn)一步說明。多普勒雷達(dá)廣泛用于機載預(yù)警、導(dǎo)航、導(dǎo)彈制導(dǎo)、衛(wèi)星跟蹤、戰(zhàn)場偵察、靶場測量、武器等軍事領(lǐng)域。其工作原理可表述如下：當(dāng)雷達(dá)發(fā)射一固定頻率的脈沖波對空掃描時，如遇到活動目標(biāo)，回波的頻率與發(fā)射波的頻率出現(xiàn)頻率差，稱為多普勒頻率。根據(jù)多普勒頻率的大小，可測出目標(biāo)對雷達(dá)的徑向相對運動速度；根據(jù)發(fā)射脈沖和接收的時間差，可以測出目標(biāo)的距離。因此，軍用領(lǐng)域的多普勒雷達(dá)通常工作在脈沖模式，通過檢測頻率差來檢測活動目標(biāo)?，F(xiàn)有技術(shù)中，多普勒雷達(dá)也有在民用領(lǐng)域的應(yīng)用，比如，利用多普勒雷達(dá)(DopplerRadar)原理設(shè)計的微波移動物體探測器HB100微波模塊，廣泛應(yīng)用于自動門控制開關(guān)、安全防范系統(tǒng)、ATM自動提款機的自動錄像控制系統(tǒng)、火車自動信號機等場所。然而，此類多普勒雷達(dá)在民用領(lǐng)域中的應(yīng)用時，通常是將輸出信號直接放大后檢測頻率，然后根據(jù)頻率大小獲得推測人體移動速度。多普勒雷達(dá)傳感器可以在特定距離范圍內(nèi)消除特定介質(zhì)(如布料、絲綢等)的影響，檢測人體胸腔的微動變化，從中獲取到生理參數(shù)信息，實現(xiàn)非接觸式生理信號的檢測。非接觸式監(jiān)測系統(tǒng)克服了傳統(tǒng)的生理監(jiān)測系統(tǒng)的缺點，具有非接觸、遠(yuǎn)距離監(jiān)測、操作簡易等優(yōu)點，在臨床醫(yī)學(xué)、災(zāi)害醫(yī)學(xué)、軍事醫(yī)學(xué)、城市反恐等領(lǐng)域得到了越來越多的關(guān)注，具有廣泛的應(yīng)用前景。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員在研究將多普勒雷達(dá)傳感器實現(xiàn)實現(xiàn)非接觸式生理信號檢測時，通常致力于設(shè)計高識別精度和高靈敏度的多普勒雷達(dá)傳感器，極大增加了實現(xiàn)難度。在現(xiàn)有技術(shù)的基礎(chǔ)上，申請人通過多次理論和試驗研究發(fā)現(xiàn)，連續(xù)波雷達(dá)以人體的胸腔作為探測目標(biāo)，經(jīng)胸腔運動返回的雷達(dá)發(fā)射信號會產(chǎn)生相位調(diào)制，接收到的雷達(dá)回波信號經(jīng)相位解調(diào)，從解調(diào)信息中提取出與胸腔運動相關(guān)聯(lián)的相位信息，根據(jù)相位信息的變化反映測試者的呼吸和心跳的變化情況。參見圖1，所示為雷達(dá)回波信號探測人體胸腔擴張模型，現(xiàn)假設(shè)雷達(dá)發(fā)射信號T(t)為：T(t)＝cos[2πf0t+Φ(t)](1)式中f0是雷達(dá)發(fā)射信號頻率，Φ(t)為相位噪聲。設(shè)胸腔運動振幅為x(t)，雷達(dá)傳感器到人體距離為d0，發(fā)射雷達(dá)信號到胸壁的距離為d(t)，則往返一次延時時間為由于胸腔運動周期則經(jīng)雷達(dá)反射調(diào)制后的接收信號R(t)為：R(t)≈cos[2πf0t-4πd0λ-4πx(t)λ+Φ(t-2d0c]---(2)]]>接收回波信號R(t)和雷達(dá)發(fā)射信號T(t)相乘經(jīng)過低通濾波后解調(diào)出調(diào)制信號，獲取基帶信號為：B(t)=cos[4πx(t)λ+ΔΦ(t)+θ]---(3)]]>式中是殘余相位噪聲，是雷達(dá)和人體間距決定的固有相移。當(dāng)θ是的奇數(shù)倍時，x(t)＜＜λ，可得：B(t)≈4πx(t)λ+ΔΦ(t)---(4)]]>其中ΔΦ(t)為固定目標(biāo)產(chǎn)生的直流分量，由式(4)可得胸腔位移x(t)與基帶輸出的幅值呈線性關(guān)系。然而，人體正常呼吸和心跳引起的胸腔微動位移量范圍僅為4-15mm，而現(xiàn)有技術(shù)中多普勒雷達(dá)模塊在軍用和民用領(lǐng)域的應(yīng)用中，移動物體的分辨率至少為0.1米；同時，正常人的呼吸和心跳頻率分別為0.15～0.4Hz和0.83～1.5Hz，頻譜非常接近，在時域中很難將呼吸信號和心跳信號分辨出來。由式(4)可知，雖然人體正常呼吸和心跳引起的胸腔微動位移量范圍較小，只要選取合適的多普勒雷達(dá)工作頻率，能夠很好的檢測胸腔微動信號；雖然呼吸信號和心跳信號的頻率非常接近，只要選擇合適采樣頻率，依然能夠區(qū)分呼吸信號和心跳信號，由于信號微弱且頻率區(qū)分不是很明顯，如何濾除干擾信號提取有用數(shù)據(jù)信號是解決本發(fā)明技術(shù)問題的關(guān)鍵。為了解決上述技術(shù)問題，參見圖2，所示為本發(fā)明一種非接觸式生理信號檢測方法的流程框圖，包括以下步驟：步驟S1：通過多普勒雷達(dá)傳感器向人體胸腔發(fā)射連續(xù)波雷達(dá)信號；步驟S2：將回波信號和發(fā)射震蕩頻率信號進(jìn)行混頻處理并檢波后獲取反應(yīng)人體呼吸和心跳變化的低頻信號；步驟S3：對多普勒雷達(dá)傳感器輸出端進(jìn)行阻抗匹配并濾除低頻信號中的直流分量；步驟S4：將經(jīng)步驟S3處理后的信號進(jìn)行信號放大；步驟S5：通過0.1Hz-10Hz的帶通濾波器對其輸入信號進(jìn)行濾波處理；步驟S6：采用數(shù)字濾波技術(shù)將經(jīng)步驟S5處理后的信號進(jìn)行頻率濾波從而獲取呼吸信號和心跳信號。其中，在步驟S1中，所述多普勒雷達(dá)傳感器采用工作頻段為10.525GHz的微波多普勒雷達(dá)探測器探頭傳感器HB100模塊。現(xiàn)有技術(shù)中，多普勒雷達(dá)工作頻率范圍為2～75GHz，本發(fā)明結(jié)合雷達(dá)分辨率、穿透障礙物能力、體積大小以及功耗等因素，選取工作頻率為10.525GHz的多普勒雷達(dá)傳感器。HB100微波模塊是利用多普勒雷達(dá)(DopplerRadar)原理設(shè)計的微波移動物體探測器，主要應(yīng)用于自動門控制開關(guān)、安全防范系統(tǒng)、ATM自動提款機的自動錄像控制系統(tǒng)、火車自動信號機等場所。HB100是標(biāo)準(zhǔn)的10.525GHz微波多普勒雷達(dá)探測器，內(nèi)部由FET介質(zhì)DRO微波震蕩源(10.525GHz)、功率分配器、發(fā)射天線、接收天線、混頻器、檢波器等電路組成，其在連續(xù)直流供電模式下工作電流為35mA，總輸出功率小于15mW。發(fā)射天線向外定向發(fā)射微波，遇到物體時被反射，反射波被接收天線接收，然后到混合器與振蕩波混合，混合、檢波后的低頻信號反應(yīng)了物體移動的速度。采用現(xiàn)有技術(shù)通用的探測模塊，大大降低了成本以及開發(fā)難度?，F(xiàn)有技術(shù)，通常采用HB100模塊檢測人體移動，也即對其輸出的低頻信號進(jìn)行直接放大并檢測該信號的頻率，從而根據(jù)頻率值計算出人體的移動速度，通常探測范圍超過20米。然而，本發(fā)明的應(yīng)用中，人體正常呼吸和心跳引起的胸腔微動位移量范圍僅為4-15mm，各種噪聲信號的強度遠(yuǎn)遠(yuǎn)超過有用信號，因此，采用傳統(tǒng)HB100模塊應(yīng)用方法無法檢測出生理信號。因此本發(fā)明提出了一種適用于生理信號檢測的三級濾波方法，從而實現(xiàn)呼吸信號和心跳信號的檢測，以下詳細(xì)介紹該方法應(yīng)用電路的設(shè)計原理。在步驟S3中，采用通帶頻率為0.1Hz-150Hz的無源RC濾波器濾除低頻信號中的直流分量。在步驟S3中，采用電壓跟隨器對多普勒雷達(dá)傳感器輸出端進(jìn)行阻抗匹配。電壓跟隨器用于對輸入信號進(jìn)行電壓跟隨，無源濾波器用于濾除輸入信號中的直流分量；人體胸腔微動變化引起多普勒雷達(dá)傳感器輸出信號變化幅值范圍1-20mV，具有幅度低、噪聲大，帶負(fù)載能力差等特點，對輸入信號進(jìn)行電壓跟隨消除輸出阻抗影響，提高驅(qū)動能力；雷達(dá)信號為射頻信號，空間的雜散信號過大，會導(dǎo)致后端的放大器飽和甚至損壞，為了防止由于直流分量導(dǎo)致放大器飽和，采用無源濾波器將直流分量濾除。進(jìn)一步的，通過有源帶通濾波器對輸入信號進(jìn)行放大并消除差模噪聲；雷達(dá)信號經(jīng)過差分放大器后，共模干擾噪聲能得到很好的消除。然而還有很大一部分的噪聲是以差模的形式進(jìn)入后級電路。這些噪聲包含啟動時的電源噪聲、直流基線漂移噪聲、以及工頻干擾噪聲。所以需要選擇合適的濾波器對初級放大后的信號進(jìn)行濾波，為了克服無源濾波電路消耗信號能量的缺點，使用由放大器和阻容網(wǎng)絡(luò)組成的有源濾波，來提高濾波性能。相對于無源濾波而言，由于有運放的加入，有源濾波器不僅能進(jìn)行功率補償，還能在濾波的同時對信號進(jìn)行放大，同時運放也能起到緩沖和隔離的效果。結(jié)合呼吸和心跳信號的頻率以及人體擾動頻率，本發(fā)明采用有源低通濾波器以及高通濾波器構(gòu)成頻率為0.1Hz-10Hz的帶通濾波器。根據(jù)濾波器幅頻以及相頻特性的不同，根據(jù)有源濾波器傳輸特性主要分為以下幾類：巴特沃斯濾波器：在通帶以內(nèi)幅頻曲線的幅度最平坦，由通帶到阻帶衰減陡度較緩，相頻特性是非線性的，是最平幅度濾波器。切比雪夫濾波器：在通帶內(nèi)，具有相等的波紋。截頻衰減陡度比同階數(shù)的巴特沃斯特性更陡相位響應(yīng)是非線性，但較之比巴特沃斯為差。貝塞爾濾波器：延時特性最平坦，幅頻特性最平坦區(qū)較小，從通帶到阻帶衰減緩慢。貝塞爾濾波器的幅頻特性比巴特沃斯或切比雪夫濾波器都差。橢圓函數(shù)濾波器：在通帶和阻帶內(nèi)均出現(xiàn)相等的紋波。橢圓函數(shù)濾波器較其他類型的濾波器具有最陡的截頻衰減陡度。但它的延時特性不如前三種好。本發(fā)明設(shè)計要求濾波器幅頻曲線在通頻帶盡可能平坦，并且具有良好的過渡帶特性。在比較上述濾波器實際性能的基礎(chǔ)上，最終選擇，巴特沃茲濾波器是全極點濾波器，在所以n階全極點濾波器中，當(dāng)論靠近w＝0處的幅頻特性，則巴特沃斯濾波器最平直，因此巴特沃斯濾波器稱為最平響應(yīng)濾波器具有通帶內(nèi)最大平坦，巴特沃斯濾波器的相位特性比同階數(shù)的切比雪夫、反切比雪夫和橢圓函數(shù)濾波器都好相移和頻率的線性關(guān)系影響的比較小，可以實現(xiàn)更好的信號濾波效果和更小的信號衰減，適用于雷達(dá)呼吸心跳信號中噪聲的去除。在步驟S5中，采用二階巴特沃斯高通濾波器以及四階巴特沃斯低通濾波器構(gòu)成濾波器組對信號進(jìn)行放大濾波。在步驟S6中，采用數(shù)字濾波技術(shù)實現(xiàn)呼吸信號和心跳信號的分離，可以采用FIR濾波器、IIR濾波器或者零相位IIR濾波器中的任一種。FIR濾波器、IIR濾波器的設(shè)計，將在實現(xiàn)本發(fā)明方法的系統(tǒng)中詳述，在此不再贅述。為了克服FIR濾波器和IIR濾波器的缺陷，本發(fā)明提出了一種零相位IIR濾波器，參見圖3，所示為零相位IIR濾波器的實現(xiàn)流程圖，具體包括以下步驟：步驟S61：根據(jù)呼吸信號和心跳信號的特征分別設(shè)計呼吸信號IIR濾波器和心跳信號IIR濾波器；步驟S62：將輸入信號進(jìn)行信號采樣存儲為數(shù)字信號序列；步驟S63：將該數(shù)字信號序列分別輸入到呼吸信號IIR濾波器和心跳信號IIR濾波器進(jìn)行第一次濾波處理；步驟S64：將經(jīng)上述第一次濾波處理輸出的信號執(zhí)行第一次時域翻轉(zhuǎn)；步驟S65：將步驟S64輸出信號再次輸入到呼吸信號IIR濾波器和心跳信號IIR濾波器進(jìn)行第二次濾波處理；步驟S66：將經(jīng)上述第二次濾波處理輸出的信號執(zhí)行第二次時域翻轉(zhuǎn)，從而得到濾波后的呼吸信號和心跳信號；步驟S67：對濾波后的呼吸信號和心跳信號進(jìn)行FFT變換后分別求出頻譜從而實現(xiàn)呼吸信號和心跳信號的分離。在一種優(yōu)選實施方式中，上述采用的數(shù)字濾波器通過程序?qū)崿F(xiàn)。以下詳細(xì)描述下實現(xiàn)本發(fā)明方法的系統(tǒng)架構(gòu)，參見圖4，所示為實現(xiàn)本發(fā)明非接觸式生理信號檢測方法的系統(tǒng)框圖，該系統(tǒng)包括多普勒雷達(dá)傳感器、電源模塊、信號預(yù)處理模塊、差分放大器、有源帶通濾波器、呼吸和心跳信號分離模塊和MCU模塊，其中，電源模塊用于系統(tǒng)供電；多普勒雷達(dá)傳感器用于向人體胸腔發(fā)射連續(xù)波雷達(dá)信號并接收回波信號進(jìn)行處理后輸出反應(yīng)人體呼吸和心跳變化的低頻信號，低頻信號依次經(jīng)信號預(yù)處理模塊、差分放大器、有源帶通濾波器、呼吸和心跳信號分離模塊和MCU模塊信號處理后，MCU模塊獲取人體呼吸信號和心跳信號。為了提高系統(tǒng)的檢測精度，在電源模塊設(shè)計中需要充分考慮電壓的波動性，以及起動時強大電流對系統(tǒng)的干擾。故需要選取寬電壓輸入穩(wěn)壓芯片，雷達(dá)信號輸出很微弱，電源模塊中需要特別注意電源紋波以及噪聲問題，由于系統(tǒng)不僅包括數(shù)字電路部分，也包含A/D轉(zhuǎn)換、小信號放大等模擬部分，需要隔離數(shù)字電源和模擬電源，故分別設(shè)計雷達(dá)電源、運放電源、數(shù)字電源以及ADC基準(zhǔn)電源。參見圖5，所示為電源模塊中雷達(dá)電源的電路原理圖，包括第一電源接口P1、第一保險絲F1、第一瞬態(tài)二極管TVS1、第一二極管D1、第六電解電容C6、第七電容C7、第二電容C2、第五電源芯片U5、第十四電容C14、第十五鉭電容C15，其中，電源接口P1的第二腳與第一保險絲F1的一端相連接，第一保險絲的另一端與第一瞬態(tài)二極管TVS1的一端和第一二極管D1的正端相連接，第一二極管D1的負(fù)端與第六電解電容C6的正端、第七電容C7的一端、第五電源芯片第五管腳、第八管腳相連，電源接口P1的第一管腳與第一瞬態(tài)二極管TVS1的另一端、第六電解電容C6的負(fù)端、第七電容C7的另一端、第五電源芯片U5的第六管腳和第七管腳以及第三管腳共同與模擬地端相連接，第二電容C2的第一管腳與第五電源芯片U5的第四管腳相連接，第二電容C2的另一端與第五電源芯片U5的第一管腳以及第二管腳相連接，第十四電容C14的第一腳與第十五鉭電容C15的正端相連、第五電源芯片U5的第一管腳以及第二管腳相連接，第十四電容C14的另一端與第十五鉭電容C15的負(fù)端共同與模擬地端相連接。在上述電路中，第五電源芯片U5采樣LT1763CS8-5，輸出5V電源給雷達(dá)芯片供電，該芯片是一款低噪聲、低壓差微功率穩(wěn)壓器。在10Hz-100KHz輸出噪聲為20μVRMS，寬電壓輸入范圍1.8V到20V，具有非常低的待機電流1μA，內(nèi)部具有過流和過熱保護(hù)功能，與開關(guān)電源相比，具有紋波噪聲小的特點。在電源接口端采用MF-R09009對電路進(jìn)行過流保護(hù)，并且端口處并聯(lián)一顆TVS管，對電源過壓脈沖起到很好的保護(hù)作用，電源端串聯(lián)一顆二極管防止電源反接，對后級整個系統(tǒng)起保護(hù)作用。為減少紋波干擾，在每個電源芯片加上一顆高頻去耦電容，在每個電解電容旁邊加一個高頻旁路電容。由于單電源供電運放會降低低頻特性，單電源放大器輸入輸出信號范圍會縮小，放大器對內(nèi)部和外部誤差源變得更敏感，同時在低壓單電源器件中，增益精度也會有所降低，本發(fā)明綜合考慮并通過實驗驗證，最終采樣選擇雙電源給運放供電。參見圖6，所示為電源模塊中運放電源的電路原理圖，包括第十三電容C13、第三電源芯片U3、第十八電容C18、第四電阻R4、第五電阻R5、第十六電容C16、第十七電容C17、第十九電容C19、第六電阻R6、第三電阻R3、第二十電解電容C20、第二十一電容C21、第一電阻R1、第四電源芯片U4、第一電容C1、第二電感L2、第二二極管D2、第十一電解電容C11、第十二電容C12，其中，第十三電容C13一端與第三電源芯片U3的第一腳、第三腳、第五腳相連接，第十八電容的一端與第三電源芯片U3的第四腳相連接，第十六電容C16的一端與第十七電容C17的一端、第三電源芯片的第十腳、第十一腳相連接，第四電阻R4的一端與第三電源芯片的第九腳相連接，第五電阻R5的一端與第四電阻R4的另一端、第三電源芯片U3的第八腳相連接，第十三電容C13的另一端與第十八電容C18的另一端、第五電阻R5的另一端、第十六電容C16的另一端、第十七電容C17的另一端共同和模擬地相連接；第十九電容C19一端與第三電阻R3的一端、第六電阻R6的一端、第四電源芯片U4第三腳相連接，第三電阻R3的另一端與第二十電解電容C20的正端、第四電源芯片U4的第二腳相連接，第二十一電容C21的一端與第四電源芯片U4的第四腳相連接，第一電阻R1的一端與第四電源芯片U4的第八角、第一電容C1的一端相連接，第二二極管D2的正端與第四電源芯片U4的第五腳、第十一電容C11的負(fù)端、第十二電容的一端相連接，第二二極管D2的負(fù)端與第四電源芯片U4的第七腳、第二電感L2的一端相連接，第十九電容C19的另一端與第六電阻R6的另一端、第二十電解C20的負(fù)端、第二十一C21的另一端、第一電容C1的另一端、第二電感L2的另一端、第十一電容C11的正端、第十二電容C12的另一端共同與模擬地相連接。上述電路中，第三電源芯片U3采用LP38798SDX_ADJ以及第四電源芯片U4采用TPS6735穩(wěn)壓芯片，從而實現(xiàn)輸出正負(fù)5V電源供給運放，其中正5V電源同時給A/D芯片供電。LP38798SDX_ADJ是一款寬電壓輸入3.0V-20V，在10Hz-100KHz輸出噪聲為5μVRMS，TPS6735輸入電壓范圍4V-6.2V，靜態(tài)功耗達(dá)到1μA。所以可以滿足運放電源精度要求。參見圖7，所示為電源模塊中數(shù)字電源的電路原理圖，包括第三電容C3、第一電源芯片U1、第一電感L1、第二電阻R2、第八電容C8、第九電容C9，其中，第三電容C3一端與第一電源芯片U1的第二腳、第三腳相連接，第二電阻R2一端與第一電源芯片U1的第八腳和第十腳、第一電感L1的一端、第八電容的一端、第九電容的一端相連接，第一電感L1的另一端與第一電源芯片U1的第九腳相連接，第三電容C3的另一端與第一電源芯片U1的第四腳、第九腳、第十腳、第七腳、第二電阻R2的另一端、第八電容的另一端、第九電容的另一端共同與數(shù)字地相連接。第一電源芯片U1采用Ti芯片TPS62177DGCR芯片，給單片機以及無線模塊NRF24L01供電。該芯片輸入電壓范圍4.7V-28V，輸入電流可達(dá)500mA，在睡眠模式下，靜態(tài)電流僅有4.8μA，內(nèi)部有過熱保護(hù)、短路保護(hù)等。參見圖8，所示為電源模塊中ADC基準(zhǔn)模塊的電路原理圖，包括第四電容C4、第五電容C5、第二基準(zhǔn)電源芯片U2、第十電容C10，其中，第四電容C4的一端與第五電容C5的一端、第二基準(zhǔn)電源芯片U2第二腳相連接，第十電容C10的一端與第二基準(zhǔn)電源芯片U2第六腳相連接，第四電容C4的另一端與第五電容C5的另一端、第二基準(zhǔn)電源芯片U2的第四腳、第十電容的另一端共同與模擬地相連接。第二基準(zhǔn)電源芯片U2采用16位精度ADC轉(zhuǎn)換器，數(shù)字量輸出變化1LSB，對應(yīng)模擬電壓變化為76μV。故需要較高的基準(zhǔn)電壓源，ADR445基準(zhǔn)電壓芯片具有超低噪聲、高精度和低溫度漂移性能。電源變化峰峰值只有2.25μV，能滿足本數(shù)據(jù)采集系統(tǒng)。參見圖9，所示為本發(fā)明信號預(yù)處理模塊一種實施方式的電路原理圖，包括：第二雷達(dá)模塊P2、第十三電阻R13、第三十三電容C33、第九集成運放U9、第二十六電阻R26、第二十九電容C29、第二十五電阻R25、第十九電阻R19、第三十四電解電容C34，其中，第二雷達(dá)模塊P2采用HB100模塊，第二雷達(dá)模塊P2的第三腳與第十三電阻R13的一端、第九集成運放U9的第二腳相連接，第二雷達(dá)模塊P2的第二腳與第三十三電容C33的一端相連接，第二十六電阻一端與第九集成運放U9的第四腳相連接，第二十六電阻的另一端與第九集成運放U9的第一腳、第二十九電容C29的一端相連接，第二十九電容C29的另一端與第二十五電阻R25的一端、第十九電阻R19的一端、第三十四電解電容的正端相連接，第三雷達(dá)模塊P3的第三腳與第三十三電容的另一端、第九集成運放U9的第二腳、第二十五電阻R25的另一端、第三十四電解電容的負(fù)端共同與模擬地相連接。上述電路的原理如下，由于雷達(dá)信號輸出阻抗高，帶負(fù)載能力低，為了阻抗更容易匹配，前端采用TLV2631構(gòu)成電壓跟隨器不但提供了高的輸入阻抗和低的輸出阻抗。同時也起到一個隔離緩沖作用，降低了信號處理對微波前端的影響，保證了輸入信號的信噪比，也為后級設(shè)計的時候可以更方便的設(shè)計濾波器來抗混疊。而雷達(dá)發(fā)射電磁波到固定物體上時，電磁波回波不會產(chǎn)生多普勒頻率，其回波信號出現(xiàn)在零頻率處，體現(xiàn)在接收到的信號直流分量上，此外，雷達(dá)為射頻信號，空間的雜散信號過大，會導(dǎo)致后端的放大器飽和甚至損壞，為了防止由于直流分量導(dǎo)致放大器飽和，必須將直流分量濾除。為了進(jìn)一步保證信號具有高的信噪比，在跟隨輸出端設(shè)計頻率為0.1Hz-150Hz無源RC濾波器，由于雷達(dá)呼吸心跳信號頻率要高于0.1Hz，設(shè)計RC頻率點要低于0.1Hz，而RC電阻的選取也需要特別注意，如果選取的輸入電阻過大，那么這時候電阻的熱噪聲就會很大，會超過運放的輸入電壓噪聲水平，對后級放大干擾較大，所以要盡可能選取大的輸入電容，然后大的輸入電容，漏電流較大，會造成后級放大電路直接飽和。所以此處電容需要選取漏電流較小的瓷片電容。進(jìn)一步的，差分放大器用于對輸入信號進(jìn)行放大并消除共模噪聲；雷達(dá)信號經(jīng)過初級放大時，中間夾雜了大量噪聲。如果初級放大器放大倍數(shù)過大的話，容易造成信號的飽和。另一方面為了減少信號源的影響，必須提高放大器的輸入阻抗，對于雷達(dá)信號干擾主要來源于共模干擾，初級放大器主要作用是消除共模噪聲。本發(fā)明中采用差分輸入方式，在實際系統(tǒng)中，噪聲大多以共模的形式存在。對于差分輸入來說，能夠有效消除共模噪聲，從而可以去除信號中很大一部分噪聲。對于集成運放而言，一個很重要的性能指標(biāo)就是共模抑制比CMRR。其定義如下：CMRR=20×lg(AvdAvs)]]>其中Avd和Avs分別代表運放對差模信號和共模信號的放大倍數(shù)。在本發(fā)明一種優(yōu)選實施方式中，采用儀器儀表放大器。和普通的集成運放相比，儀器儀表放大器具有更高的共模抑制比。生理放大器的CMRR一般要求60dB-80dB，具體選用AnalogDevice公司的儀器儀表放大器AD627的CMRR達(dá)83dB。AD627提供靈活用戶選擇，通過一個外部電阻，就可以設(shè)置增益，最大編程增益可達(dá)到1000，是一款軌到軌低功耗儀表放大器，具有很高共模抑制比，具有很寬的供電范圍(±18V)，工作在雙電源時，能夠滿電源幅度輸出，是信號放大的理想選擇。在低電源電壓下工作時，滿電源幅度輸出級使動態(tài)范圍達(dá)到最大。超低的功耗，適用于便攜式低功耗設(shè)備的應(yīng)用場合。參見圖10，所示為本發(fā)明差分放大器一種實施方式的電路原理圖，包括：第二十四電阻R24、第三十六電容C36、第三十九電容C39、第二十九電阻R29、第十二集成儀放U12、第三十七電容C37、第三十八電容C38、第十八電阻R18、第二十四電容C24、第二十五電容C25、第十八電阻R18、第三十八電容C38，其中，第二十四電阻R24一端與第三十一電容C31的一端、第十二集成儀放U12的第三腳、第三十六電容C36一端相連接，第三十六電容C36另一端與第十二集成儀放U12的第二腳、第三十九電容C39的一端、第二十九電阻的一端相連接，第十八電阻R18的一端與第十二集成儀放U12的第八腳相連接，第十八電阻R18的另一端與第十二集成儀放U12的第一腳相連接，第二十四電容C24一端與第二十五電容C25一端相連接、第十二集成儀放U12第七腳相連接，第三十七電容C37一端與第三十八電容C38一端、第十二集成儀放U12的第四腳相連接，第三十九電容C39另一端與第二十九電阻R29的另一端、第二十四電容C24的另一端、第二十五電容C25的另一端、第三十九電容C39的另一端、第三十八電容C38的另一端共同與模擬地相連接。由此，AD627輸出電壓公式:VO＝(5+(200KΩ/R18))Vi，實現(xiàn)信號放大。參見圖11，所示為本發(fā)明有源帶通濾波器一種實施方式的電路原理圖，包括：第二十電阻R20、第三十電阻R30、第九電阻R9、第二十七電阻R27、第十六電阻R16、第十七電阻R17、第七電阻R7、第二十一電阻R21、第二十二電阻R22、第八電阻R8、第二十六電容C26、第二十六電容C26、第二十七電容C27、第三十二電容C32、第二十二電容C22、第三十五電容C35、第二十三電容C23、第電容C、第八集成運放U8、第十集成運放U10、第十一集成運放U11，其中，第二十六電容C26一端與第二十七電容C27的一端、第九電阻R9的一端相連接，第二十七電容C27的另一端與第八集成運放U8的第三腳、第二十電阻R20的一端相連接，第九電阻R9的另一端與第八集成運放U8的第一腳、第二十七電阻R27一端、第十六電阻R16的一端相連接，第二十七電阻R27的另一端與第八集成運放U8的第四腳、第三十電阻R30的一端相連接，第十六電阻R16的另一端與第三十二電容C32一端、第七電阻R7的一端、第十七電阻R17一端相連接、第十七電阻R17與第十集成運放U10的第四腳、第二十二電容C22的一端相連接，第七電阻R7的另一端與第二十二電容C22的另一端、第十集成運放U10的第一腳、第二十一電阻R21一端相連接，第二十一電阻R21的另一端與第三十五電容C35一端、第二十二電阻R22一端、第八電阻R8的一端相連接、第二十二電阻R22的另一端與第十一集成運放U11的第四腳、第二十三電容C23的一端相連接，第八電阻R8的另一端與第二十三電容C23的另一端、第十一集成運放U11的第一腳相連接，第二十電阻R20另一端與第三十電阻另一端、第三十二電容C32另一端、第三十五電容C35另一端共同與模擬地相連接。上述電路中，利用兩個二階多端反饋(MFB)低通濾波器級聯(lián)構(gòu)成四階低通濾波器。對于單個二階多端反饋(MFB)低通濾波器，根據(jù)基爾霍夫定理以及負(fù)反饋運放特性可得：Cωc2=1R7R17C22C32]]>Bωc=1C32(1R16+1R7+1R17)]]>K=R7R16---(5)]]>其中K為濾波器增益，ωc為濾波器截止頻率，B和C是歸一化系數(shù)。根據(jù)無限增益多路反饋電路拓?fù)浣Y(jié)構(gòu)可得歸一化系數(shù)B＝1.414，C＝1，由經(jīng)驗規(guī)則選定C32近似于10/fc，由設(shè)計指標(biāo)截止頻率fc＝10Hz，可得C32＝1uF，濾波器增益分別1和10，低通濾波電路器件參數(shù)如表1所示。仿真分析可得低通濾波器幅頻特性響應(yīng)，其3dB截頻為8.237Hz，滿足設(shè)計要求。具體涉及參數(shù)如下表所示。表1低通濾波電路元器件參數(shù)選型壓控電壓源高通濾波器電路設(shè)計原理為，利用RC濾波電路和同相比例放大電路組成二階壓控電壓源高通濾波器，該濾波器具有輸入阻抗高，輸出阻抗低的特點。巴特沃斯高通濾波器的傳遞函數(shù)如為H(s)=K1+(3-K)1sRC+(1sRC)2ωc=1RCK=1+R27R30---(6)]]>其中K為濾波器增益，ωc為濾波器截止頻率。根據(jù)設(shè)計指標(biāo)，截止頻率fc＝0.1Hz，濾波器增益K＝10，在f＝0.1fc時，要求幅度衰減大于30dB，令R9＝R20＝R，C26＝C27＝C，fc＝1/(2πRC)。高通濾波電路元器件參數(shù)如表2所示。仿真結(jié)果為壓控電壓源高通濾波器的幅頻響應(yīng)，其3dB截頻為0.099Hz，通帶特性滿足設(shè)計要求，具體電路器件參數(shù)如下表2所示。表2高通濾波電路元器件參數(shù)選型進(jìn)一步的，呼吸和心跳信號分離模塊包括電平搬移電路、模數(shù)轉(zhuǎn)換器和數(shù)字濾波器。由于放大電路采用雙電源運放，信號的擺幅變大，輸出信號也出現(xiàn)正負(fù)電平，不可避免的為后級ADC轉(zhuǎn)換器采樣帶來不便，所以需要通過電平搬移電路將信號電平搬移到ADC轉(zhuǎn)換器允許的信號輸入范圍。參見圖12，所示為電平搬移電路的電路原理圖，包括：第二十八電容C28、第三十電容C30、第十電阻R10、第十四電阻R14、第十二電阻R12、第二十三電阻R23、第二十八電阻R28、第十一電阻R11、第十五電阻R15、第六集成運放U6、第七集成運放U7、第三二極管D3、第四二極管D4，其中，第十電阻R10一端與第十四電阻R14的一端、第二十八電容C28的一端、第六集成運放U6的第三腳相連接，第六集成運放U6第四腳與第六集成運放U6第一腳、第十二電阻R12的一端相連接，第十二電阻R12的另一端與第十一電阻R11的一端、第七集成運放U7的第三腳相連接，第二十三電阻R23一端與第二十八電阻R28的一端、第七集成運放U7的第四腳相連接，第二十八電阻R28的另一端與第七集成運放U7的第一腳、第十五電阻R15的一端相連接，第十五電阻R15的另一端與第三十電容C30的一端、第三二極管D3的正端、第四二極管D4的負(fù)端相連接，第十四電阻R14的另一端與第二十八電容C28的另一端、第十一電阻R11的另一端、第三十電容C30的另一端、第四二極管D4的正端共同與模擬地相連接。上述電路中，經(jīng)過帶通濾波器濾波后的雷達(dá)信號采樣運放OPA188構(gòu)成差分運算電路，在運放的正向輸入端疊加恒定電壓源，構(gòu)成電平搬移電路，其中電壓源采用運放TLV2631構(gòu)成電壓跟隨器產(chǎn)生基準(zhǔn)2.5V電壓源。其中這樣通過電平搬移可將輸出負(fù)電平信號搬移到正電平。輸出信號加上D3、D4兩顆二極管，防止信號過大對運放造成損壞，也保證輸出信號在ADC轉(zhuǎn)換器輸入電壓范圍內(nèi)。模數(shù)轉(zhuǎn)換器用于將模擬量轉(zhuǎn)換成離散的數(shù)字量，本系統(tǒng)設(shè)計雷達(dá)信號輸出信號頻率遠(yuǎn)低于20Hz，采樣頻率設(shè)置為50Hz，轉(zhuǎn)換速度較低，可以使用普通轉(zhuǎn)換速率的AD轉(zhuǎn)換器。雷達(dá)信號放大輸出包含呼吸和心跳信號，為保證后續(xù)數(shù)字濾波處理能夠很好的分離呼吸和心跳信號，這就需要選擇較高分辨率以及多通道的AD轉(zhuǎn)換器。參見圖13，所示為模數(shù)轉(zhuǎn)換器的電路原理圖，包括：第四十三電容C43、第四十二電容C42、第四十四電容C44、第四十八電容C48、第四十九電容C49、第四十電容C40、第三十五電阻R35、第三十二電阻R32、第十三AD轉(zhuǎn)換芯片U13，其中，第四十三電容C43的一端與第四十二電容C42的一端、第十三AD轉(zhuǎn)換芯片U13的第九腳相連接，第四十四電容C44的一端與第十三AD轉(zhuǎn)換芯片U13的第十腳相連接，第四十八電容C48一端與第四十九電容C49的一端、第三十五電阻的一端、第十三AD轉(zhuǎn)換芯片U13的第十三腳相連接，第四十電容C40一端與第十三AD轉(zhuǎn)換芯片U13的第十六腳相連接，第三十二電阻R32的一端與第十三AD轉(zhuǎn)換芯片U13的第一腳相連接，第四十三電容C43的另一端與第四十二電容C42的另一端、第四十四電容的另一端、第十三AD轉(zhuǎn)換芯片U13的第十一腳、第十二腳、第四十八電容C48的另一端、第四十九電容的另一端共同與模擬地相連接。第四十電容C40的另一端與數(shù)字地相連接。其中，采用美信公司MAX1167模數(shù)轉(zhuǎn)換器，該芯片為低功耗、多通道、16位逐次逼近型模數(shù)轉(zhuǎn)換器(ADC)，在10kps時，電流僅185μA。具有內(nèi)部基準(zhǔn)以及外部基準(zhǔn)可供選擇并帶有一個高速SPI/QSPI/兼容的接口。MAX1167采用單+5V模擬電源工作，且具有獨立的數(shù)字電源，允許直接與+2.7V至+5.5V的數(shù)字邏輯接口。MAX1167外部參考電壓源為高精度ADR445，具有很高的穩(wěn)定度。MAX1167優(yōu)異的動態(tài)性能及低功耗，足以滿足當(dāng)前系統(tǒng)A/D轉(zhuǎn)換器的要求。數(shù)字濾波器采用數(shù)字濾波技術(shù)在頻域?qū)粑盘柡托奶盘栠M(jìn)行分離。在本發(fā)明一種優(yōu)選實施方式中，數(shù)字濾波器采用FIR濾波器、IIR濾波器或者零相位IIR濾波器中的任一種。下面分別詳述三種數(shù)字濾波器的設(shè)計原理。FIR(FiniteImpulseResponse)濾波器是有限長單位沖激響應(yīng)濾波器，它可以在保證任意幅頻特性的同時具有嚴(yán)格的線性相頻特性，同時其單位抽樣響應(yīng)是有限長的，因而濾波器是穩(wěn)定的系統(tǒng)。由于生理信號中的呼吸、心跳信號，能量主要集中在零頻附近，采用傳統(tǒng)的數(shù)字濾波器必須滿足以下要求：(1)呼吸、心跳信號的頻帶范圍主要集中在0.1Hz-4Hz，因此濾波器的帶寬必須非常窄，以檢測能量集中在低頻段的目標(biāo)信號；(2)為了濾除有用信號頻帶范圍之外的雜波干擾與噪聲，在頻域，濾波器的過渡帶降落速度要非常快，以獲得較陡的過渡帶，盡量減少濾波器的波尾。本發(fā)明中，生理信號濾波器的設(shè)計指標(biāo)如下表3所示。表3：生理信號濾波器設(shè)計指標(biāo)FIR濾波器的兩種直接設(shè)計方法是加窗傅里葉級數(shù)法和頻率抽樣法。在設(shè)計濾波器過程中，選定數(shù)字濾波器的類型后，接下來就要估計滿足給定濾波器指標(biāo)所需要的濾波器的階數(shù)。為了降低計算的復(fù)雜度，濾波器階數(shù)應(yīng)該選為大于或等于該估計值得最小整數(shù)。用窗函數(shù)法設(shè)計的濾波器性能取決于窗函數(shù)w(n)的類型及窗口長度N的取值。在濾波器設(shè)計過程中，選定數(shù)字濾波器的類型后，接下來就要估算滿足給定濾波器指標(biāo)所需要的濾波器階數(shù)。為降低計算的復(fù)雜度，濾波器階數(shù)應(yīng)該選為大于或者等于該估計值得最小整數(shù)。一些學(xué)者提出了從下面的數(shù)字濾波器的指標(biāo)直接估計濾波器階數(shù)為N的最小方程如Kaiser方程：設(shè)歸一化通帶邊界角頻率ωp，歸一化阻帶邊界角頻率ωs，峰值通帶波紋δp，以及峰值阻帶波紋δs。Kaiser方程：N≈-20lg(δpδs)-1314.6(ωs-ωp)/2π;]]>其中，頻率ωp和ωs分別稱為通帶邊界頻率和阻帶邊界頻率。δp和δs稱為通帶和阻帶的誤差容值即波紋峰值。而峰值通帶波紋值αp＝-20lg(1-δp)dB，最小阻帶衰減αs＝-20lg(δs)dB。設(shè)采樣頻率為ft，fp和fs為通帶和阻帶邊界頻率，則以弧度為單位的歸一化邊界角頻率可以表示為：ωp=2πfpft,ωs=2πfsft;]]>由此可以根據(jù)Kaiser估算出實際濾波器的窗口長度，然后可以按照過渡帶及阻帶衰減情況，選擇窗函數(shù)形式。窗函數(shù)的選取應(yīng)滿足：在保證阻帶衰減滿足要求的情況下，盡量選擇主瓣窄的窗函數(shù)以獲取較陡的過渡帶；盡量減少窗譜最大旁瓣的相對幅度以減小波紋峰值。表4為各種窗口函數(shù)的性能指標(biāo)。表4窗函數(shù)性能指標(biāo)根據(jù)Kaiser方程可以計算出呼吸和心跳信號窗函數(shù)長度N最小整數(shù)值分別為：227和302。依據(jù)阻帶最大增益可以滿足接近滿足的窗函數(shù)有漢寧窗和漢明窗，由于呼吸信號和心跳信號在頻域的譜峰離得非常近，因此需要選取一款頻率分辨率高的窗函數(shù)。漢寧窗和漢明窗都屬于升余弦窗，其特點是旁瓣泄露少。二者相比較而言，漢明窗的主瓣稍窄于漢寧窗，且漢明窗的第一旁瓣衰減速度快于漢寧窗，上述兩點都致使?jié)h明窗的頻率分辨率優(yōu)于漢寧窗，因此選用漢明窗作為濾波器窗函數(shù)。IIR數(shù)字濾波器稱之為遞歸濾波器，采用遞歸型結(jié)構(gòu)，即結(jié)構(gòu)上帶有反饋環(huán)路。IIR濾波器運算結(jié)構(gòu)通常由延時、乘以系數(shù)和相加等基本運算組成，可以組合成直接型、正準(zhǔn)型、級聯(lián)型、并聯(lián)型四種結(jié)構(gòu)形式，都具有反饋回路。對于IIR數(shù)字濾波器，最常用的設(shè)計手段是將數(shù)字濾波器的設(shè)計指標(biāo)轉(zhuǎn)化成模擬濾波器設(shè)計指標(biāo)，從而確定滿足這些指標(biāo)的模擬濾波器的傳遞函數(shù)，然后再講它轉(zhuǎn)換為所求的數(shù)字濾波器的傳遞函數(shù)。其優(yōu)勢是可以利用一些經(jīng)典的模擬濾波器形式快速完成設(shè)計。常用的模擬濾波器有巴特沃斯(Butterworth)濾波器、切比雪夫(Chebyshev)濾波器、橢圓(Ellipse)濾波器、貝塞爾(Bessel)濾波器等。數(shù)字濾波器和模擬濾波器有千絲萬縷的聯(lián)系，它們之間的轉(zhuǎn)換是s平面和z平面的轉(zhuǎn)換，轉(zhuǎn)換的基本方式就是沖激響應(yīng)不變法和雙線性變換法。橢圓濾波器，它是采用橢圓法設(shè)計出低通的模擬濾波器，然后采用變換的方法得到數(shù)字的高通、低通、帶通和帶阻的濾波器。在模擬濾波器的設(shè)計中，橢圓濾波器的設(shè)計是幾種濾波器設(shè)計方法中最為復(fù)雜的一種方法，但是它設(shè)計出的濾波器的階數(shù)最小，而且它的過渡帶比較窄。橢圓濾波器相比其他類型的濾波器，在階數(shù)相同的條件下有著最小的通帶和阻帶波動，在通帶和阻帶的波動相同。采用橢圓濾波器，可以得最小的階數(shù)，實現(xiàn)給定的濾波器技術(shù)指標(biāo)，橢圓濾波器需要的計算量最小?；贛atlab濾波器設(shè)計工具箱FDATOOL，濾波器參數(shù)同上一節(jié)設(shè)計參數(shù)一致的情況下，提取呼吸信號的橢圓濾波器階數(shù)最小僅需要8階，用于提取心跳信號的橢圓濾波器階數(shù)最小只需要14階，可以看出運算量遠(yuǎn)遠(yuǎn)小于FIR濾波器階數(shù)。參見圖14和圖15，所示為分別采用FIR濾波器和IIR濾波器進(jìn)行濾波分離呼吸信號時域和頻域?qū)Ρ葓D，從實驗結(jié)果來看，在時域和頻域的信號對比中，F(xiàn)IR濾波器和IIR濾波器都可以有效的分離出呼吸信號，F(xiàn)IR濾波后信號相頻特性好，易實現(xiàn)線性相位，但所需濾波器階數(shù)高，運算存儲單元多，信號延遲較大。IIR濾波器實現(xiàn)相同設(shè)計指標(biāo)參數(shù)，具有濾波器階數(shù)少，所需運算存儲單元少，運算量少等特點，但濾波后的信號存在嚴(yán)重相位失真。針對上述兩種濾波方法的優(yōu)缺點，本發(fā)明在IIR濾波方法基礎(chǔ)上進(jìn)行優(yōu)化并改進(jìn)后提出零相位IIR濾波器，從而達(dá)到完全消除信號相位失真。零相位IIR濾波器的基本原理如下：首先根據(jù)呼吸和心跳信號分別設(shè)計IIR濾波器，然后使信號序列正向通過濾波器得到第一次濾波的輸出，然后將第一次濾波的輸出序列進(jìn)行時域翻轉(zhuǎn)，將時域翻轉(zhuǎn)后的序列通過同樣的濾波器進(jìn)行二次濾波，二次濾波后的輸出再次進(jìn)行時域翻轉(zhuǎn)，這樣可以利用正向時間序列和翻轉(zhuǎn)時間序列通過濾波器時的相移相互抵消，從而實現(xiàn)濾波結(jié)果的零相移。假設(shè)濾波函數(shù)為H(z)，輸入序列的z變化為X(z)，那么零相位濾波過程可以表示如下：Y1(ejω)＝X(ejω)H(ejω)；Y2(ejω)＝e-jω(N-1)Y1(e-jω)；Y3(ejω)＝Y(jié)2(ejω)H(ejω)；Y4(ejω)＝e-jω(N-1)Y3(e-jω)；有上式推導(dǎo)可得，最終輸入輸出可以表示為：Y(ejω)＝X(ejω)|H(ejω)|2由此可以實現(xiàn)零相移濾波，從公式可以看出x序列是和濾波函數(shù)的平方相乘，因此濾波器的階數(shù)會加倍，并且因為平方相乘，相比于其他濾波相比，信號的幅度會有所降低。參見圖16和16，所示為零相位濾波后呼吸信號和心跳信號時域圖，圖18為呼吸信號和心跳信號分離頻域圖，從圖中可以看出，零相位濾波一方面信號幅度比原始信號有部分衰減，另一方面濾波器的階數(shù)也會加倍，然而相對于FIR濾波計算階數(shù)的幾百階而言，階數(shù)還是很小的，計算量會顯著減小，再者由于濾波時對信號時域截斷，會導(dǎo)致信號邊界失真，對于呼吸信號而言使用8階濾波器后，再使用零相位濾波階數(shù)會增加到16階，信號兩邊信號失真，各損失16點數(shù)據(jù)。但總的來說幅度衰減不是很明顯，兩邊信號邊界損失對整個信號影響不是很大，對呼吸幅度頻率的提取沒有很大影響，能夠有效的提取信號特征。在一種優(yōu)選實施方式中，數(shù)字濾波器通過所述MCU模塊中的程序?qū)崿F(xiàn)。以上實施例的說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想。應(yīng)當(dāng)指出，對于本
技術(shù)領(lǐng)域：
的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以對本發(fā)明進(jìn)行若干改進(jìn)和修飾，這些改進(jìn)和修飾也落入本發(fā)明權(quán)利要求的保護(hù)范圍內(nèi)。對所公開的實施例的上述說明，使本領(lǐng)域?qū)I(yè)技術(shù)人員能夠?qū)崿F(xiàn)或使用本發(fā)明。對這些實施例的多種修改對本領(lǐng)域的專業(yè)技術(shù)人員來說將是顯而易見的，本文中所定義的一般原理可以在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下，在其它實施例中實現(xiàn)。因此，本發(fā)明將不會被限制于本文所示的這些實施例，而是要符合與本文所公開的原理和新穎特點相一致的最寬的范圍。在一種優(yōu)選實施方式中，還包括將所獲取的呼吸信號和心跳信號發(fā)送到服務(wù)器的步驟，通過無線通訊模塊以無線的方式將獲取人體呼吸信號和心跳信號發(fā)送到服務(wù)器。無線通訊模塊與所述MCU模塊相連接，用于將所述MCU模塊獲取人體呼吸信號和心跳信號發(fā)送到服務(wù)器，進(jìn)一步的，無線通訊模塊采用2.4G無線模塊NRF24L01。通過服務(wù)器存儲和處理患者呼吸和心跳變化的情況，借助服務(wù)器大數(shù)據(jù)處理和存儲的功能提高生理信號的檢測精度，并能夠?qū)崟r顯示，以便及時監(jiān)控患者的生理信號。以上實施例的說明只是用于幫助理解本發(fā)明的方法及其核心思想。應(yīng)當(dāng)指出，對于本
技術(shù)領(lǐng)域：
的普通技術(shù)人員來說，在不脫離本發(fā)明原理的前提下，還可以對本發(fā)明進(jìn)行若干改進(jìn)和修飾，這些改進(jìn)和修飾也落入本發(fā)明權(quán)利要求的保護(hù)范圍內(nèi)。對所公開的實施例的上述說明，使本領(lǐng)域?qū)I(yè)技術(shù)人員能夠?qū)崿F(xiàn)或使用本發(fā)明。對這些實施例的多種修改對本領(lǐng)域的專業(yè)技術(shù)人員來說將是顯而易見的，本文中所定義的一般原理可以在不脫離本發(fā)明的精神或范圍的情況下，在其它實施例中實現(xiàn)。因此，本發(fā)明將不會被限制于本文所示的這些實施例，而是要符合與本文所公開的原理和新穎特點相一致的最寬的范圍。當(dāng)前第1頁1 2 3