專利名稱：超聲波診斷裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種超聲波診斷裝置，特別是涉及使用調(diào)制連續(xù)波的超聲波診斷裝置。
背景技術(shù)：
連續(xù)波多普勒是已知的一種使用連續(xù)波的超聲波診斷裝置技術(shù)。在連續(xù)波多普勒技術(shù)中，數(shù)兆赫茲的正弦波形的發(fā)射波連續(xù)地輻射到活體中，然后從活體內(nèi)連續(xù)接收反射波。反射波包括活體內(nèi)的運動元素(例如血流)產(chǎn)生的多普勒頻移信息。因此，通過提取多普勒頻移信息并對其進行頻率分析，能夠形成例如反映運動元素的速度信息的多普勒波形。
為了快速獲得速度測量值，使用連續(xù)波的連續(xù)波多普勒技術(shù)通常優(yōu)于使用脈沖波的脈沖多普勒。在這種情況下，本申請的發(fā)明人進行了連續(xù)波多普勒技術(shù)的相關(guān)研究。在其中一個研究成果中，本申請的
發(fā)明人提出了公開在JP2005-253949A中的調(diào)頻連續(xù)波多普勒(FMCW多普勒)的相關(guān)技術(shù)。
但是，連續(xù)波的使用使得連續(xù)波多普勒技術(shù)較不適合位置測量。如此，典型的連續(xù)波多普勒設(shè)備(即不使用FMCW多普勒的設(shè)備)不能執(zhí)行位置測量。在這點上，本申請的發(fā)明人在JP2006-14916A中提出了一種技術(shù)，通過使用FMCW多普勒，這種技術(shù)不但能測量活體內(nèi)組織的速度，還能測量活體內(nèi)組織的位置。
上述公布所述的FMCW多普勒技術(shù)是使新形式的超聲波診斷成為可能的革新技術(shù)。本申請的發(fā)明人持續(xù)研究并改進這項里程碑式的技術(shù)。

發(fā)明內(nèi)容
考慮到上述情形，提出了本發(fā)明，其有利地提供了一種通過使用連續(xù)波提取目標位置的多普勒信息的改進技術(shù)。為了獲得上述優(yōu)點，根據(jù)本發(fā)明的一個方面，提供了一種超聲波診斷裝置，其包括發(fā)射信號處理單元，其輸出發(fā)射信號，所述發(fā)射信號為基于周期信號序列進行了數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波；發(fā)射/接收單元，其向活體發(fā)射與發(fā)射信號對應(yīng)的發(fā)射波，并從活體接收與發(fā)射波關(guān)聯(lián)的接收波，從而獲得接收信號；接收信號處理單元，其通過使用基于發(fā)射信號形成的參考信號，對接收信號進行解調(diào)處理，從而獲得解調(diào)信號；以及多普勒信息提取單元，其從解調(diào)信號中提取多普勒信息，
其中選擇性地提取活體內(nèi)目標位置的多普勒信息。
在以上方面中，通過調(diào)整從活體內(nèi)目標位置獲得的接收信號的周期信號序列與參考信號的周期信號序列之間的相關(guān)性，可以提取例如作為與參考信號的相關(guān)度較高的信號分量的來自目標位置的接收信號。另外，通過使用帶通濾波器或低通濾波器從接收信號中提取多普勒信息，可以實現(xiàn)例如對目標位置的多普勒信息的選擇性提取。此處，在以上方面中，相移鍵控、頻移鍵控、幅移鍵控等等可用作數(shù)字調(diào)制處理。此外，理想情況是，參考信號的波形和發(fā)射信號的波形完全相同。但是，參考信號和發(fā)射信號也可以是認為其波形基本相同的對應(yīng)關(guān)系。
根據(jù)本發(fā)明，可以通過使用數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波實現(xiàn)目標位置的多普勒信息的提取。


參照下圖，將詳細描述本發(fā)明的優(yōu)選^施例，其中圖1是圖解說明根據(jù)本發(fā)明的超聲波診斷裝置的整體結(jié)構(gòu)的功能框圖2是說明發(fā)射信號的圖，其中所述發(fā)射信號是通過PSK形成的連續(xù)波；
圖3是圖解說明發(fā)射信號、接收信號以及解調(diào)信號的頻譜的圖；圖4是說明根據(jù)本實施例的位置選擇的圖5是說明乘法器的電壓輸出與參考信號的相位之間的關(guān)系的圖;圖6是圖解說明乘法器的電壓輸出與參考信號的相位之間的關(guān)系的圖；圖7是圖解說明模式發(fā)生器的具體示例的圖8是圖解說明PSK調(diào)制器的具體示例的圖9是說明延遲電路和接收混頻器的變化示例的圖IO是說明四相PSK方式的數(shù)字調(diào)制的圖11是說明二相(二進制相位)PSK與四相PSK之間的比較的 圖；以及
圖12是圖解說明四相PSK情況下的PSK調(diào)制器的具體示例的圖。
具體實施例方式
下面將參照附圖詳細描述本發(fā)明的優(yōu)選實施例。
圖1是圖解說明根據(jù)本發(fā)明優(yōu)選實施例的超聲波診斷裝置的整體 結(jié)構(gòu)的功能框圖。發(fā)射換能器10向活體內(nèi)連續(xù)發(fā)射發(fā)射波，接收換能 器12從活體內(nèi)連續(xù)接收反射波。因此，通過不同的換能器進行發(fā)射和 接收，從而實現(xiàn)了采用稱為連續(xù)波多普勒方法技術(shù)的發(fā)射/接收。本實 施例中采用的連續(xù)波是通過PSK調(diào)制器20形成的數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波。
通過基于模式發(fā)生器24提供的周期信號序列的相移鍵控(PSK) 的方式，PSK調(diào)制器20對RF (射頻)波振蕩器22提供的RF波進行 數(shù)字調(diào)制處理，從而產(chǎn)生連續(xù)波。將參考下文的技術(shù)原理說明來描述 通過相移鍵控(PSK)形成的連續(xù)波的波形。PSK調(diào)制器20向功率放 大器14輸出經(jīng)過數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波。
功率放大器14對數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波進行功率放大，然后將經(jīng)過功 率放大的數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波提供給發(fā)射換能器10。發(fā)射換能器10發(fā)射 與數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波對應(yīng)的發(fā)射波。之后，接收換能器12連續(xù)接收來 自活體內(nèi)的反射波。
前置放大器16對接收換能器12所提供的接收波信號進行接收處 理，例如低噪聲放大，從而產(chǎn)生接收RF信號，該接收RF信號被輸出 到接收混頻器30。接收混頻器30是用于對接收RF信號進行正交檢波 以產(chǎn)生復(fù)基帶信號的電路，其由兩個混頻器32和34組成。每個混頻 器均為將接收RF信號與預(yù)設(shè)的參考信號混頻的電路。
基于數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波(即發(fā)射信號)產(chǎn)生提供給接收混頻器30 的每個混頻器的參考信號。具體而言，從PSK調(diào)制器20輸出的連續(xù)波分別經(jīng)延遲電路261和延遲電路26Q延遲。將經(jīng)延遲電路261延遲的 連續(xù)波提供給混頻器32，將經(jīng)延遲電路26Q延遲的連續(xù)波提供給混頻 器34。
延遲電路261和延遲電路26Q根據(jù)目標位置的深度以分別的延遲 量對連續(xù)波進行延遲，從而輸出延遲的參考信號。延遲電路26I和延遲 電路26Q中的每一個均可由例如n級移位寄存器構(gòu)成。在這種情況下， 從移位寄存器的n級抽頭中選擇用于與目標位置的深度對應(yīng)的延遲量 的抽頭，并輸出根據(jù)目標位置的深度而定的參考信號(即延遲的連續(xù) 波)。
這里，延遲電路261和延遲電路26Q通過將各連續(xù)波的相位相對 于彼此移動7i/2來進行延遲處理。因此，混頻器32輸出同相信號分量
(I信號分量)，混頻器34輸出正交信號分量(Q信號分量)。之后， 通過設(shè)置在接收混頻器30下游的LPF (低通濾波器)36和低通濾波器 38分別去除同相信號分量和正交信號分量中的高頻分量，從而能夠提 取檢波后僅具有必要帶寬的解調(diào)信號。
如將在下面的本發(fā)明的技術(shù)原理說明中所詳述的，接收混頻器輸 出信號(即解調(diào)信號，該解調(diào)信號是RF信號與參考信號在每個混頻器 中進行混頻的結(jié)果)包括大量來自目標位置的接收信號分量。LPF36 和38提取來自目標位置的每個接收信號分量中所包含的直流信號分
FFT電路(快速傅立葉變換電路)40和42對每個解調(diào)信號(同相 信號分量和正交信號分量)執(zhí)行FFT操作。因此，解調(diào)信號在FFT電 路40和FFT電路42中變換為頻譜。這里，F(xiàn)FT電路40和42輸出的 頻譜是以頻譜數(shù)據(jù)的形式提供的，其頻率分辨率Sf取決于電路設(shè)置條
多普勒信息分析單元44從變換成頻譜的解調(diào)信號中提取多普勒信 息。這時，由于延遲電路26I和延遲電路26Q已根據(jù)活體內(nèi)目標位置 的深度調(diào)整了參考信號和接收信號之間的延遲關(guān)系，所以可以選擇性 地提取目標位置的多普勒信息。將參照本發(fā)明的原理說明來詳細描述 延遲調(diào)整與目標位置的多普勒信息的提取之間的關(guān)系。多普勒信息分 析單元44針對活體內(nèi)每個深度(每個位置)提取多普勒信息，從而對沿超聲波束(聲射線)的每個深度計算活體內(nèi)組織的速度，并實時輸 出結(jié)果。這里，通過掃描超聲波束，可以以二維或三維的方式計算在 活體內(nèi)每個位置的組織的速度。
顯示處理單元46基于每個深度(位置)的活體內(nèi)組織的速度建立 多普勒波形或曲線圖，該多普勒波形或曲線圖包括例如與深度速度有 關(guān)的信息，并令顯示單元48實時顯示以這種方式建立的多普勒波形和
曲線圖。這里，系統(tǒng)控制單元50控制圖l所示的超聲波診斷裝置中的 每個單元。具體而言，系統(tǒng)控制單元50執(zhí)行發(fā)射控制、接收控制、顯 示控制等等。
如上文所概述，根據(jù)本實施例，發(fā)射并接收與經(jīng)過數(shù)字調(diào)制的連 續(xù)波對應(yīng)的超聲波，以獲得接收信號，并根據(jù)活體內(nèi)目標位置的深度 調(diào)整參考信號與接收信號之間的延遲關(guān)系，之后執(zhí)行解調(diào)處理，來自 目標位置的接收信號與參考信號之間的相關(guān)度因此增加，從而可以選 擇性地提取目標位置的多普勒信息。這里，將詳細描述選擇性地提取 目標位置的多普勒信息的原理。
圖2說明的發(fā)射信號是通過相移鍵控(PSK)方式形成的連續(xù)波。 圖2 (A)圖解說明了從RF波振蕩器(圖1中用附圖標記22表示)輸 出的RF信號(RF波)的波形。RF信號是具有固定頻率(例如約5MHz) 的連續(xù)波。圖2 (B)圖解說明了從模式發(fā)生器(圖1中用附圖標記24 表示)輸出的周期信號序列的示例。模式發(fā)生器產(chǎn)生例如如圖2 (B) 所示的值隨機變化的二進制碼(偽隨機信號)。
圖2 (C)圖解說明了通過PSK調(diào)制器(圖1中用附圖標記20表 示)形成的調(diào)制連續(xù)波(發(fā)射信號)。基于圖2 (B)所示的二進制碼， PSK調(diào)制器通過相移鍵控(PSK)的方式對圖2 (A)所示的RF信號 進行調(diào)制處理。具體而言，PSK調(diào)制器在二進制碼為"1"的位周期中 保持RF信號的相位，在二進制碼為的位周期中使RF信號的相 位反相(即，使相位移動180度)，從而形成圖2 (C)所示的發(fā)射信 號。如此，從發(fā)射換能器(圖1中用附圖標記IO表示)輸出超聲波， 該超聲波為與例如圖2 (C)所示的發(fā)射信號對應(yīng)的連續(xù)波，并且可以 通過接收換能器(圖1中用附圖標記12表示)獲得來自活體的接收信 號。圖3圖解說明了發(fā)射信號、接收信號以及解調(diào)信號的頻譜。具體 而言，圖3 (A)圖解說明了在PSK調(diào)制器中形成的發(fā)射信號的頻譜；
即，經(jīng)PSK調(diào)制的連續(xù)波的頻譜。頻率fo是RF信號的頻率。以RF 信號的頻率fo為中心的邊帶頻譜的頻率間隔是偽隨機信號(即圖2 (B) 所示的二進制碼)的重復(fù)頻率fp。此外，存在所謂的"零點"，在RF 信號的頻率f。附近的邊帶頻譜在零點處的功率為0 (零)。從頻率fo到 零點的頻率間隔是l位(bit)偽隨機信號(即圖2 (B)所示的二進制 碼)的時間間隔T的倒數(shù)。
圖3 (B)圖解說明了接收信號的頻譜。如果忽略活體內(nèi)的衰減， 則接收信號具有與發(fā)射信號相同的波形。因此，圖3 (B)所示的接收 信號的頻譜與圖3 (A)所示的發(fā)射信號的頻譜基本上相同。但是，根 據(jù)超聲波在活體內(nèi)的傳播時間，發(fā)射信號與接收信號的相位有所不同。
根據(jù)本實施例，對通過PSK調(diào)制器(圖1中用附圖標記20表示) 形成的發(fā)射信號進行延遲處理，以形成參考信號，之后在接收混頻器 (圖1中用附圖標記30表示)中使用參考信號，從而執(zhí)行對接收信號 的混頻處理(即參考信號與接收信號相乘)。如下文所詳述，在該混頻 處理中，來自與經(jīng)過延遲處理的參考信號的相位對應(yīng)的深度(即來自 目標位置的深度)的接收信號與參考信號之間的相關(guān)性增加到最大， 而來自除目標位置深度以外的其他深度的接收信號與參考信號之間的 相關(guān)性大大減小。
圖3 (C)圖解說明了通過混頻處理得到的解調(diào)信號的頻譜。圖3 (C)所示的解調(diào)信號對應(yīng)于在最大相關(guān)性情況下參考信號與接收信號 相乘的結(jié)果。更具體而言，來自目標位置的接收信號與具有與目標位 置的深度相匹配的相位的參考信號相乘的結(jié)果是圖3 (C)所示的解調(diào)信號。
圖3 (C)所示的解調(diào)信號包含直流信號分量和頻率是RF信號的 頻率f。的兩倍的諧波分量。多普勒信號依附于這些分量出現(xiàn)。這里， 由于LPF (圖1中用附圖標記36和38表示)去除諧波分量，因此只 提取直流信號分量。只有圖3 (C)所示的直流信號分量的頻譜被發(fā)送 到FFT電路(圖1中用附圖標記40和42表示)。之后，在多普勒信息 分析單元(圖1中用附圖標記44表示)中，從圖3 (C)所示的直流信號分量的頻譜中提取多普勒信號，并根據(jù)多普勒頻移量等計算例如 目標位置存在的血液的流速。由于在接收混頻器(圖l中用附圖標記 30表示)中執(zhí)行正交檢波，所以還能夠確定流速的極性。此外，通過 從直流信號分量的頻譜提取雜波信號，可以得到例如目標位置存在的 血管壁的位置。
這里，將超聲波在活體內(nèi)傳播時的衰減特性稱作頻率相關(guān)衰減 (FDA)，已知其基本上與頻率以及在活體內(nèi)的軟組織中的傳播距離成
正比。FDA影響解調(diào)信號頻譜的形狀。更具體而言，與從身體表面附
近獲得的解調(diào)信號的頻譜相比，從較深的位置獲得的解調(diào)信號的頻譜
經(jīng)受較大的衰減。因此，可以對FFT電路(圖1中用附圖標記40和 42表示)輸出的頻譜進行針對活體內(nèi)的頻率相關(guān)衰減的補償處理。例 如，從較深的位置獲得的信號被較大程度地放大，從而抵消衰減量隨 位置(深度)的變化。還可以對接收混頻器(圖1中用附圖標記30表 示)的輸出進行針對頻率相關(guān)衰減的補償處理。
圖4是說明根據(jù)本實施例的位置選擇的圖。接收信號與參考信號 之間的相關(guān)性的銳度取決于通過模式發(fā)生器(圖1中用附圖標記24表 示)形成的周期信號序列。為了使相關(guān)性銳化，有利地是使用通過脈 沖壓縮等方式實現(xiàn)的碼序列，諸如PN (偽噪聲)序列、M序列或格雷 (Gorey)序列，作為是周期信號序列的偽隨機信號的碼序列。作為簡 單示例，將參照圖4描述當(dāng)使用n-3的PN碼時的位置選擇。
在11=3的情況下，PN碼的長度為7 (=23-1)位。由于這個序列不 斷地重復(fù)，這個偽隨機模式具有重復(fù)周期的倒數(shù)的線譜。如果使用該 信號對頻率為f。的載波進行0-7c的二相PSK調(diào)制，則如上所述，其時 間波形如圖2 (C)所示。
接收信號是將發(fā)射信號按照根據(jù)目標的深度而定的延遲時間進行 延遲而獲得、并被組織衰減的信號。如果忽略所述衰減，則得到例如 如圖4所示的接收信號的波形。這里，圖4圖解說明了當(dāng)通過對發(fā)射 信號進行延遲處理獲得的參考信號的相位從(Pi變化至96時，接收信號 與參考信號相乘的結(jié)果(即乘法器的輸出)。
在圖4中可見，在93的情況下，參考信號和接收信號的相位彼此 相同，乘法器輸出(即混頻器輸出)的直流分量最大。此外，在參考信號和接收信號的相位彼此一致的情況下所獲得的另一特征是只有載 波和其諧波分量是交流分量。該信號的頻譜如圖3 (C)所示。又如在 圖4中所示，當(dāng)相位是(P3以外的相位時，由于在乘法器輸出中正電壓 和負電壓是隨機產(chǎn)生的，其平均電壓非常小。
圖5是說明乘法器輸出的電壓與參考信號的相位之間的關(guān)系的圖
表。具體而言，圖5顯示了接收信號的PN模式、具有不同相位的多個 參考信號中的每一個(參考信號1至參考信號16)的PN模式、每個 參考信號與接收信號相乘的結(jié)果(輸出i至輸出16)、以及相乘結(jié)果的總和。
在圖5中，總和值在PN模式的每個重復(fù)周期出現(xiàn)峰值，電壓(總 和值)在峰值相位以外的相位處都非常小。在本示例中，PN模式的長 度是7位，右端列中的值表示約3個周期內(nèi)的求和結(jié)果。換言之，20 位的總和"20"是最大值。同時，在除峰值相位以外的相位處，總和 值是-2或-4，與"20"相比極小。
圖6是圖解說明乘法器輸出電壓與參考信號的相位之間的關(guān)系的 圖，并用曲線圖的形式圖解說明了圖5所示的總和值(乘法器輸出電 壓)與相位(參考信號的相位)之間的關(guān)系。圖6顯示，只有周期出 現(xiàn)的乘法器輸出的峰值具有極大的值。這些峰值與PN模式的長度成正 比地增加。另一方面，當(dāng)參考信號的相位是峰值相位以外的相位時， 由于在乘法器的相乘時間內(nèi)許多位互相抵消，因此即使當(dāng)PN模式的長 度增加時，乘法器的輸出也不增加。因此，PN模式的長度越長，峰值 與其他輸出值的比越大。這個效應(yīng)與脈沖壓縮的性質(zhì)完全相同。
從以上內(nèi)容可知，根據(jù)本實施例，通過調(diào)整參考信號的相位以便 對應(yīng)于目標的延遲時間，可以選擇性地檢測反射波功率以及僅與目標 深度相關(guān)的多普勒信息。此外，隨著偽隨機模式的長度的增加，這種 選擇性變得更加明顯。此外，當(dāng)模式長度增加時，該選擇性逼近于與 脈沖波多普勒(PW多普勒)的距離選通(range gate)類似的特性。 換言之，在保留連續(xù)波的優(yōu)點的同時，還可以獲得脈沖波的優(yōu)點。
圖7圖解說明了模式發(fā)生器(圖1中用附圖標記24表示)的具體 示例。在圖7所示的示例電路結(jié)構(gòu)中，將晶體振蕩器(OSC)輸出的 載波(RF信號)變換為矩形信號并且n分頻，將所得的信號(數(shù)據(jù))輸入到移位寄存器。此外，將從移位寄存器的中間級選取的輸出ITU至
n3和移位寄存器的最后一級的輸出進行異或(exclusive OR)，從而可 以得到PN模式。當(dāng)移位寄存器具有n級時，PN模式的長度為(2n-l) 位。例如，當(dāng)n40時，可以簡單地配置1023位的PN模式。在這種情 況下，接收信號和參考信號的相位彼此完全相同時得到的乘法器輸出 是1位時的1023倍，而其他位置的輸出最多是1位時的數(shù)倍。因此可 以顯著增強選擇性。圖7中的電路可以被配置為數(shù)字電路，在易于獲 得集成電路(IC)方面也是有利的。
圖8圖解說明了 PSK調(diào)制器(圖1中用附圖標記20表示)的具體 示例。圖8所示的電路根據(jù)PN模式的極性，選擇從晶體振蕩器(OSC) 輸出的載波(RF信號)和具有與所述載波相反的相位的反相載波這兩 種載波中的任一種。通過或(OR)電路將根據(jù)PN模式選擇的載波相 加(連接)，并作為PSK發(fā)射信號輸出。以這種方式，輸出具有例如圖 2 (C)所示的波形的發(fā)射信號。而圖8圖解說明了采用數(shù)字電路的示 例結(jié)構(gòu)，從而可以使用將雙平衡混頻器(DBM)用作PSK調(diào)制裝置的 方法。這里，圖8中的電路可被配置為數(shù)字電路，在易于獲得集成電 路方面也是有利的。
圖9是說明延遲電路(圖1中用附圖標記26I和26Q表示)和接 收混頻器(圖1中用附圖標記30表示)的變化示例的圖。在圖9所示 的電路中，通過n級移位寄存器對參考信號進行延遲，從移位寄存器 的各抽頭 至nn同時輸出延遲時間互不相等的多個延遲參考信號。之 后，在與移位寄存器的各抽頭至nn對應(yīng)的n個混頻器中的每一個中， 將接收信號與每個延遲參考信號相乘，從而同時(并行)輸出與多個 延遲參考信號對應(yīng)的多個相乘結(jié)果。通過預(yù)先將在活體內(nèi)沿深度方向 排列的多個目標位置與移位寄存器的各抽頭rn至nn關(guān)聯(lián)，可以同時獲 得多個目標位置的多普勒信息。例如，可以配置成可同時檢測超聲波 束上所有位置的組織信息。
圖2和圖4已描述了使用二相碼0-7e的二相PSK方式的數(shù)字調(diào)制， 而在本實施例中，也可以使用諸如四相、八相、十六相等等的多相PSK。
圖IO是說明四相PSK方式的數(shù)字調(diào)制的圖。圖IO圖解說明了使 用四相碼0、兀/2、 ti、 3兀/2的示例。四相碼是從模式發(fā)生器(圖1中用附圖標記24表示)輸出的周期信號序列。PSK調(diào)制器(圖1中用附圖
標記20表示)通過對RF信號進行基于四相碼的相移鍵控(PSK)來 執(zhí)行調(diào)制處理。因此形成與圖IO所示的超聲波接收信號波形相同的發(fā) 射信號。圖10圖解說明了通過將發(fā)射信號延遲獲得的參考信號與接收
信號相乘的結(jié)果(乘法器輸出)，其中參考信號的相位從化變化到cp3。 在圖IO所示的相位中，在(P3情況下，顯示了把延遲時間，即相位，
調(diào)整為目標深度時得到的結(jié)果。由此可見，在這種情況下，接收信號 和參考信號在任意時間范圍內(nèi)彼此一致。通過根據(jù)參考信號的極性切
換接收信號的方式得到乘法器輸出，其頻譜包括直流分量和載波(RF 信號)兩倍的諧波分量，與圖3所示的二相PSK的情況相同。這些頻 譜經(jīng)過多普勒頻移，多普勒信號通常為小功率，并依附于所述直流信 號分量而出現(xiàn)。
在圖10所示的相位中，當(dāng)參考信號的相位為化和cp2時，相位與 延遲時間不一致。在這種情況下，當(dāng)接收信號與參考信號之間的相位 差為兀/2時，乘法器輸出的直流分量為"0"。當(dāng)接收信號與參考信號之 間的相位差為7i時，乘法器輸出的直流分量為"-l"。此外，當(dāng)接收信 號與參考信號之間的相位差為0或2兀時，乘法器輸出的直流分量為 "+l"。因此，時間平均的乘法器輸出在q^化的情況下為-2，在9=92 的情況下為+3。同時，在9=93的情況下，時間平均的乘法器輸出為
"+9"，與『qn及q^q)2的情況相比，顯然，"+9"是較大的相關(guān)值。 圖11是說明二相PSK與四相PSK之間的比較的圖。在圖11中，
上半部分所示的頻譜和自相關(guān)函數(shù)對應(yīng)于使用二相碼0-7T的PSK，而 下半部分所示的頻譜和自相關(guān)函數(shù)對應(yīng)于使用四相碼O-Ti的PSK。圖 11的下半部分所示的四相PSK相關(guān)的四相碼序列為"0、 7i/2、兀、3ti/2、 2兀、2兀、5兀/2、 5兀/之、3兀、3兀、3兀、3兀、3兀"。
圖11的上半部分與下半部分中的示例相比，四相PSK的自相關(guān)函 數(shù)的峰的寬度稍寬一些，而四相PSK的頻譜的頻帶寬度大約為二相 PSK的一半。由此可知，通過使用四相PSK，即使在超聲波信號的頻 帶寬度大致減半的時候，也能獲得與使用0-Ti的二相PSK基本相等的 位置選擇。
從下列原因可得到四相PSK的上述特性。首先，關(guān)于頻帶，在二相(二進制)PSK中，對于每1位，在1/2頻率處將載波的相位反轉(zhuǎn)
180° ，因此頻帶是寬的。另一方面，在四相PSK序列中，如同從上述
示例序列所知，對于每一位，相位只前移7T/2或根本不前移。因此，由
于在四相PSK中不發(fā)生突然的相位旋轉(zhuǎn)，所以頻帶是窄的。換言之， 在四相PSK中，以自相關(guān)函數(shù)的銳度微小下降為代價，將占用頻帶減
小到大約一半。
此外，還可以認為，在PSK方式的超聲波CW (連續(xù)波)多普勒 測量方法中，代替雷達或超聲波診斷裝置中所采用的用于脈沖壓縮的 二相PSK，可以充分使用不發(fā)生明顯相位變化的四相PSK。這里，相 數(shù)不限于4，也可以是8、 16等等。
此外，在圖11中，在四相PSK的頻譜(下半部分所示)中，對于 l位，在時間間隔T的倒數(shù)1/T的頻帶內(nèi)，產(chǎn)生兩個最大值。這是因為， 在四相中，兩個相同相位連續(xù)出現(xiàn)的頻率很高。上述優(yōu)點與脈沖壓縮 中的情況完全相同。
圖12圖解說明了四相PSK情況下使用的PSK調(diào)制器的具體示例。 在圖12所示的電路中，晶體振蕩器(X'talOsc.)的輸出在通過變換器 (軸交叉檢波器，Axis Cross Detector)變換成邏輯電平后輸入到鎖相 環(huán)(PLL)，鎖相環(huán)產(chǎn)生與晶體振蕩器的頻率同步的四個信號。這四個 信號從相位合成器輸出，作為保持0、兀/2、兀以及3兀/2的相位關(guān)系的 載波。
序列發(fā)生器基于從序列存儲器獲得的數(shù)據(jù)設(shè)定四相序列，并根據(jù) 四相序列選擇四個與(AND)電路之一。結(jié)果，從相位合成器輸出的 四相載波根據(jù)設(shè)定序列發(fā)生器產(chǎn)生的四相序列的數(shù)字信號被選擇性地 使用，并最終通過或(OR)電路相加(連接)，并作為四相PSK發(fā)射 信號輸出。因此，輸出例如與圖IO所示的超聲波接收信號波形相同的 發(fā)射信號。
當(dāng)然，雖然圖12圖解說明了通過數(shù)字電路產(chǎn)生四相PSK發(fā)射信號 的方式，但也可以用使用例如多個雙平衡混頻器(DBM)的方法作為 四相PSK調(diào)制的方式。這里，圖12所示的可通過數(shù)字電路配置的電路 適用于集成電路。
這里，作為銳化四相碼序列的相關(guān)性的模式示例，在13位情況下，可以使用"0、兀/2、 Ti、 3兀/2、 2兀、2tt、 5兀/2、 5兀/2、 3兀、3兀、3兀、3兀、 3兀"、"0、 0、 0、 0、 0、兀/2、兀/2、兀、兀、3兀/2、 2te、 5兀/2、 3兀"等等， 在19{立十青卩兄下，可以^f吏用"0、 0、 0、 0、 0、兀/2、兀/2、兀/2、兀、兀、3兀/2、 3兀/3、 2tt、 5兀/2、 5兀/2、 3兀、7兀/2、 4兀、9兀/2"等等。
雖然已對本發(fā)明的優(yōu)選實施例及一些變化示例進行了描述，但它 們僅僅是各方面的例證性示例，因而并不限制本發(fā)明的范圍。
例如，雖然在上述實施例中，使用相移鍵控(PSK)對連續(xù)波進行 數(shù)字調(diào)制，但是也可以使用本領(lǐng)域普通技術(shù)人員顯然可將其用作數(shù)字 調(diào)制方法的頻移鍵控(FSK)、幅移鍵控(ASK)等等來代替PSK。這 里，也可以將數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波的數(shù)據(jù)存儲在存儲器等等中，并基于 從存儲器讀取的數(shù)據(jù)來產(chǎn)生連續(xù)波。
權(quán)利要求
1、一種超聲波診斷裝置，包括發(fā)射信號處理單元，其輸出發(fā)射信號，所述發(fā)射信號為基于周期信號序列進行了數(shù)字調(diào)制的連續(xù)波；發(fā)射/接收單元，其向活體發(fā)射與發(fā)射信號對應(yīng)的發(fā)射波，并從活體接收與發(fā)射波關(guān)聯(lián)的接收波，從而獲得接收信號；接收信號處理單元，其通過使用基于發(fā)射信號形成的參考信號，對接收信號進行解調(diào)處理，從而獲得解調(diào)信號；以及多普勒信息提取單元，其從解調(diào)信號中提取多普勒信息，其中選擇性地提取活體內(nèi)目標位置的多普勒信息。
2、 如權(quán)利要求1所述的超聲波診斷裝置，其中發(fā)射信號處理單元輸出的發(fā)射信號是通過相移鍵控形成的連續(xù)波。
3、 如權(quán)利要求2所述的超聲波診斷裝置，其中發(fā)射信號處理單元輸出的發(fā)射信號是通過基于周期信號序列的相移鍵控的方式改變載波信號的相位而形成的連續(xù)波。
4、 如權(quán)利要求1所述的超聲波診斷裝置，其中接收信號處理單元通過使用與發(fā)射信號波形相同的參考信號對接收信號進行解調(diào)處理。
5、 如權(quán)利要求1所述的超聲波診斷裝置，其中發(fā)射信號處理單元輸出的發(fā)射信號是通過基于周期信號序列的相移鍵控的方式改變載波信號的相位而形成的連續(xù)波，以及接收信號處理單元通過使用與發(fā)射信號波形相同的參考信號對接收信號進行解調(diào)處理。
6、 如權(quán)利要求l所述的超聲波診斷裝置，其中通過對從活體內(nèi)目標位置獲得的接收信號的周期信號序列與參考信號的周期信號序列之間的相關(guān)性進行調(diào)整的解調(diào)處理，選擇性地提取目標位置的多普勒信息。
7、 如權(quán)利要求6所述的超聲波診斷裝置，其中根據(jù)活體內(nèi)目標位置的深度進行延遲處理以調(diào)整接收信號與參考信號之間的延遲關(guān)系，從而調(diào)整相關(guān)性。
8、 如權(quán)利要求7所述的超聲波診斷裝置，其中通過延遲處理，增強接收信號的周期信號序列與參考信號的周期信號序列之間的相關(guān)性。
9、 如權(quán)利要求8所述的超聲波診斷裝置，其中通過將參考信號以根據(jù)目標位置的深度而定的延遲量進行延遲，使從目標位置獲得的接收信號的信號序列模式與參考信號的信號序列模式相互匹配。
10、 如權(quán)利要求5所述的超聲波診斷裝置，其中通過對從活體內(nèi)目標位置獲得的接收信號的周期信信號的周期信號序列之間的相關(guān)性進行調(diào)整的解調(diào)處理取目標位置的多普勒信息。
11、 如權(quán)利要求10所述的超聲波診斷裝置，其中通過將參考信號以根據(jù)目標位置的深度所定的延遲量進行延遲，使從目標位置獲得的接收信號的信號序列模式與參考信號的信號序列模式相互匹配。
12、 如權(quán)利要求1所述的超聲波診斷裝置，其中多普勒信息提取單元提取與解調(diào)信號中所包含的直流信號分量對應(yīng)的多普勒信號分量，作為多普勒信息。號序列與參考，選擇性地提
13、 如權(quán)利要求1所述的超聲波診斷裝置，其中發(fā)射信號處理單元輸出的發(fā)射信號是通過基于周期信號序列的相移鍵控的方式改變載波信號的相位而形成的連續(xù)波，接收信號處理單元通過使用與發(fā)射信號波形相同的參考信號對接收信號進行解調(diào)處理，以及多普勒信息提取單元提取與解調(diào)信號中所包含的直流信號分量對應(yīng)的多普勒信號分量，作為多普勒信息。
14、 如權(quán)利要求13所述的超聲波診斷裝置，其中通過對從活體內(nèi)目標位置獲得的接收信號的周期信號序列與參考信號的周期信號序列之間的相關(guān)性進行調(diào)整的解調(diào)處理，選擇性地提取目標位置的多普勒信息。
15、 如權(quán)利要求1所述的超聲波診斷裝置，進一步包括延遲處理單元基于多個不同的延遲量對參考信號進行延遲，從而形成與多個目標位置對應(yīng)的多個延遲參考信號；3巾接收信號處理單元通過使用多個參考信號對接收信號進行解調(diào)處理，從而形成與多個目標位置對應(yīng)的多個解調(diào)信號；多普勒信息提取單元基于多個解調(diào)信號提取在活體內(nèi)沿深度方向排列的多個目標位置的多普勒信息。
全文摘要
本發(fā)明公開了一種超聲波診斷裝置。PSK調(diào)制器20通過基于模式發(fā)生器24所提供的周期信號序列的相移鍵控(PSK)的方式，對RF波振蕩器22所提供的RF波進行數(shù)字調(diào)制處理，從而產(chǎn)生連續(xù)波。從PSK調(diào)制器20輸出的連續(xù)波在延遲電路26I和延遲電路26Q中被延遲，然后作為參考信號提供給接收混頻器30的每個混頻器。延遲電路26I和延遲電路26Q中的每一個以根據(jù)目標位置的深度而定的延遲量對連續(xù)波進行延遲，并輸出延遲的參考信號。因此，在增加來自目標位置的接收信號與參考信號之間相關(guān)性的情況下執(zhí)行解調(diào)處理，并通過多普勒信息分析單元44選擇性地提取目標位置的多普勒信息。
文檔編號A61B8/08GK101596115SQ20091014378
公開日2009年12月9日 申請日期2009年5月26日 優(yōu)先權(quán)日2008年6月3日
發(fā)明者國田正德 申請人:阿洛卡株式會社