利用具有4x內插器的可調數(shù)字濾波器的超聲波檢測測量系統(tǒng)的制作方法

文檔序號：1127204閱讀：319來源：國知局

專利名稱：利用具有4x內插器的可調數(shù)字濾波器的超聲波檢測測量系統(tǒng)的制作方法
利用具有4X內插器的可調數(shù)字濾波器的超聲波檢測測量系統(tǒng) 對相關申請的交叉引用
本申請要求享有于2005年10月14日提交的，名稱為ULTRASONIC FAULT DETECTION SYSTEM USING A HIGH DYNAMIC RANGE ANALOG TO DIGITAL CONVERSION SYSTEM的序列號為60/726， 798的美國臨時專利申請，和于2005年10月14日提交的，名稱為ULTRASONIC DETECTION MEASUREMENT SYSTEM USING A TUNABLE DIGITAL FILTER WITH 4X INTERPOLATOR的序列號為60/726,776的美國臨時專利申請，以及于 2005年10月14日提交的，名稱為DIGITAL TIME VARIABLE AMPLIFIER FOR誦-DETRUCTIVE TEST INSTRUMENT的序列號為60/726,575的美國臨時專利申請的利益和優(yōu)先權，在這里將它們的全部公開在此引入作為參考。
背景技術：
本發(fā)明涉及用于通過向目標物體發(fā)射超聲波脈沖，并分析探測到的來自該目標物體的回波信號，來探測物體或材料中，例如在如航班機翼的這種關鍵結構中的內部結構缺陷的超聲波探測和測量系統(tǒng)。本發(fā)明的系統(tǒng)和方法還總體涉及用于諸如腐蝕測量、厚度測量等應用的系統(tǒng)。更特殊地，本發(fā)明涉及具有4X內插器的可調數(shù)字濾波器，其已經適應用于這種系統(tǒng)。
現(xiàn)有技術中的超聲波探傷儀以諸如本直接受讓人的(instant assignee' s) Epoch 4 Plus產品的產品作為示例。可從通用電氣獲得的竟爭性產品稱為USM 35X、 USN 58L和USN 60探傷系統(tǒng)?？偟脕碚f，現(xiàn)有技術的超聲波探傷儀利用高度復雜的模擬前端，所述模擬前端包括很多部分，該部分在校準、可靠性、準備時間、結果的一致性和對特殊應用和設置的優(yōu)化等方面存在特別難以解決的問題。
通常的現(xiàn)有技術的超聲波探傷儀包括換能器，其相對于要被檢測的物體放置并且與大量模擬電路協(xié)同工作，所述模擬電路諸如增益校準器、前置放大器和衰減器、可變增益放大器，以及在很多不同頻帶上操作并需要仔細校準和維護的高通和低通模擬濾波器。
8結果，當前的探傷儀給這種設備的設計者和用戶帶來一大堆問題，由于它們復雜，這些問題影響了它們的故障查找和維修。這些問題包括諸如，將由變化的換能器看到的輸入阻抗與被切換到以及切換出信號路徑的不同增益放大器進行匹配的問題。這就對頻率響應造成不期望的影響，并引起各種增益非線性。這就造成當模擬電路被切換到和切換出信號路徑時的校準問題。
現(xiàn)有探傷儀的另一個問題可歸因于它們的后壁衰減性能，所述性能影響到對非?？拷谡跈z測的物體后壁的缺陷進行探測的能力。這一問題對時變增益函數(shù)來說造成特別的問題，所述時變增益函數(shù)在現(xiàn)有技術的裝置中具有有限的增益范圍和增益變化率。
另一現(xiàn)有技術的缺點由模擬電路被耦合的方式引起，這導致為了將信
號水平呈現(xiàn)給與轉換器的滿幅標度(full amplitude scale)匹配的轉換器，信號路徑中的每個放大器具有不同的DC偏移誤差，其中為了保持在模數(shù)轉換器中點的輸入信號被使用，所述DC偏移誤差必須歸零 (nulled)。因此，現(xiàn)有技術中的值差縮減(error nulling)過程是不可靠的，特別是在高增益時，由于噪聲導致DC基線測量不精確，使得該過程不可靠。
由于需要利用所用儀器的整個動態(tài)范圍，現(xiàn)有探傷儀前端的密集模擬實現(xiàn)造成進一步的問題，其產生各種增益線性校準的問題。
現(xiàn)有技術中的超聲波檢查設備在美國專利No. 5， 671， 154中有所描述，其提供了用于本發(fā)明設備和方法的背景信息。可調數(shù)字濾波器配置在US 專利6, 141， 672中有所描述。

發(fā)明內容
總得來說，本發(fā)明的目的是提供用于超聲波物體檢查和測量的設備和方法，其避免或改善現(xiàn)有技術中的前述缺點。
本發(fā)明進一步的目的是提供用更簡單的電路實現(xiàn)的超聲波檢查設備和方法。
本發(fā)明進一步的目的是提供在使用前需要較短和較簡單的校準和調整過程的超聲波檢查設備和方法。
本發(fā)明的另一目的是提供利用具有4X內插器的可調數(shù)字濾波器的超聲波檢查設備和方法。根據本發(fā)明的一個實施例，提供用于對將要檢測的物體進行掃描的超聲波探測系統(tǒng)，其中該系統(tǒng)包括發(fā)射和接收裝置，以生成檢測信號并接收響應的回波信號。提供換能器，將檢測信號轉換為超聲波信號，將超聲波信號施加到將要檢測的目標物體，接收超聲波回波信號并為發(fā)射和接收裝置產生回波信號。用于接收和處理回波信號的與發(fā)射和接收裝置相耦合的信號處理電路包括一個和更多數(shù)模轉換器，用于將回波信號的模擬版本轉換為以采樣時鐘速率的流數(shù)字數(shù)據形
式的數(shù)字回波信號。
提供存儲器，其中以第一數(shù)據速率存儲流數(shù)據，并且對于該存儲器其可以以不同的、更低的數(shù)據速率而被讀出。與存儲器相耦合的均值抽取
器(averaging decimator)被用于將低通濾波函數(shù)施加到數(shù)據，并且，均值抽取器的輸出被提供給無限脈沖響應(IIR)濾波器，所述濾波器從均值抽取器接收數(shù)據并將輸出數(shù)據提供給有限脈沖響應(FIR)濾波器，以便將帶通函數(shù)施加給數(shù)據。最后，矩形窗(box car)濾波器以這樣的一種方式對從FIR濾波器接收的數(shù)據進行內插，該方式將所感知的數(shù)據分辨率提高給定的因子，優(yōu)選地為因子4。
優(yōu)選地，F(xiàn)IR濾波器被認為提供頻率選擇性響應，其提供6dB低通濾波器點，所述低通濾波器點大約為施加到其上的濾波器時鐘的6%。時鐘速率可以被設置為任意水平，并且優(yōu)選地被設置為12. 5MS/s到100MS/s (百萬采樣每秒)的范圍或更多。該濾波器可被實現(xiàn)為MAC濾波器。
本發(fā)明的其它特征和優(yōu)點將會根據下面參照附圖對本發(fā)明進行的描述而變得明顯。

圖1是超聲波檢查設備基本配置的框圖。圖2是用于圖1所示裝置的基本波形圖。
圖3是根據本發(fā)明超聲波檢查設備的數(shù)字密集實現(xiàn)的整體電路圖。
圖4是可調數(shù)字濾波器的框圖。
圖4b是數(shù)字可調濾波器的另一實施例的框圖。
圖4c、、 4d、 4e、 4f、 4g和4h是可以用圖4b所示實施例實現(xiàn)的六種示例性濾波器模式的框圖。
圖5是在本發(fā)明的環(huán)境下，將采樣數(shù)據速率與重放數(shù)據速率相比較的圖示。
10圖6a是對于lOOMS/s的濾波器速率，比較在圖4電路中的不同點上獲得的波形。
圖6b'是對于圖6a系統(tǒng)的波形和數(shù)據圖。
圖7a是對于50MS/s的濾波器速率，比較在圖4電路中的不同點上獲得的波形。
圖7b是對于圖7a系統(tǒng)的波形和數(shù)據圖。
圖8a是對于25MS/s的濾波器速率，比較在圖4電路中的不同點上獲得的波形。
圖8b是對于圖8a系統(tǒng)的波形和數(shù)據圖。
圖9a是對于12. 5MS/s的濾波器速率，比較在圖4電路中的不同點上獲得的波形。
圖9b是對于圖9a系統(tǒng)的波形和數(shù)據圖。圖IO是可調數(shù)字濾波器另一實施例的框圖。圖11和12是可適用于圖10實施例的波形。圖13是圖4b的FIR濾波器組件的框圖。圖14是圖13的mult沖莫塊組件的框圖。圖15是圖13的sum才莫塊組件的框圖。
圖16示出了與圖13中所示FIR濾波器操作模式相關聯(lián)的時序圖。對本發(fā)明優(yōu)選實施例的詳細i兌明
開始先參照圖1和2,提供關于一般環(huán)境和本發(fā)明解決的各種問題的背景信息。
在圖1中，超聲波發(fā)射-接收單元10在預先確定的期間，直接地或通過諸如水或石英的延遲材料，向被耦合到諸如鋼材料的目標物體14 上的探針或換能器12發(fā)射超聲波脈沖信號10a。如圖2所示，探針12 將觸發(fā)脈沖信號12a轉換為通過目標物體14發(fā)射的超聲波脈沖10a。被施加到目標物體14上的超聲波脈沖10a隨后被目標物體14的底表面 14a反射，并被探針12接收。探針12將反射波轉換為電信號，所述電信號被作為電回波信號10b提供給超聲波發(fā)射-接收單元10。超聲波發(fā) 射-接收單元IO放大電信號10b,并將放大信號11作為回波信號11發(fā) 射到信號處理裝置16。
回波信號11包括對應于由底表面14a反射的波的底表面回波lla,和由物體14中的缺陷14b造成的缺陷回波llb。另外，超聲波回波脈沖 11的頻率由結合在探針12中的超聲波振蕩器的厚度或其它特性確定。用于才全查的超聲波脈沖10a的頻率^皮設置為幾十KHz到幾十MHz。因此，包括在回波信號11中的底表面回波lla和缺陷回波lib的信號波形頻率范圍覆蓋從OHz到幾十MHz的寬范圍。
信號處理裝置16對從超聲波發(fā)射-接收單元10接收的回波信號11 執(zhí)行各種信號處理，并且信號處理裝置16在顯示單元18上顯示表示缺陷存在/不存在的輸出結果。為了對回波信號11進行信號處理并顯示該回波信號，與脈沖信號10a同步的觸發(fā)信號S被從超聲波發(fā)射-接收單元1G提供到信號處理裝置16。
在如上所述安排的缺陷檢查設備中，除了底表面回波1 la和缺陷回波 llb之外，從超聲波發(fā)射-接收單元IO輸出的回波信號11還包括一定數(shù)量的噪聲。當包括在超聲波脈沖11中的噪聲數(shù)量很大時，檢查結果的可靠性被大大降低。噪聲被粗略分為電噪聲和材料噪聲。
電噪聲包括通過將電磁波混入探針12、超聲波發(fā)射-接收單元10、例如電纜13的連接電纜等而造成的外部噪聲，以及由結合在超聲波發(fā) 射-接收單元10中的放大器等生成的內部噪聲。
減少包括在回波信號11中的噪聲對于以高精確度執(zhí)行超聲檢查來說非常重要。通常，模擬濾波器用于減少包括在回波信號11中的噪聲分量。例如，BPF (帶通濾波器)用于通過相對于具有寬頻分量的電噪聲的超聲回波的頻率分量。而且，LPF (低通濾波器)或BPF用于材料噪聲，識別出缺陷回波lib (圖2)的頻率分布低于信號散射所產生的回波的頻率分布。以這種方式，當使用模擬濾波器時，包括在回波信號lib 中的噪聲分量可被減少到等于或低于預先確定水平的水平。
通常已知的是，缺陷回波信號的頻率分布基于目標物體14的超聲波衰減特血而變化。因此，當BPF要被用于由散射回波等表示的材料噪聲時，具有最優(yōu)特征的濾波器期望根據目標物體14而被使用。然而，由于模擬濾波器的頻率通過特征不能容易地改變，所以必須準備具有不同頻率通過特征的更多數(shù)目的濾波器，所述不同頻率通過特征對應于與目標物體14相關聯(lián)的各種材料的不同超聲波衰減特征。以這種方式，當不同濾波器根據目標物體14的材料特征而被使用時，在相對于整個系統(tǒng)的成本和復雜度而考慮可操作性或經濟上的優(yōu)點時，出現(xiàn)實際困難。
12在某些情況下，缺陷回波lib可以非常接近于目標物體14的前表面 14c,所述目標物體會將其放置在緊靠發(fā)射脈沖10a的下降沿上。為此，為了不干擾返回的缺陷回波llb，期望發(fā)射脈沖10a下降沿(在圖3中被放大為下降沿10at)末尾能夠盡可能快地下沉到零基線10ab。到達零基線7a的建立時間是探傷儀近表面分辨率的決定性因素。
考慮到超聲波發(fā)射-接收單元10的增益可被調整高到110dB(如歐洲標準EN 12668-1所要求的)，如果增益水平被設置太高的話，超聲波發(fā)射-接收單元10中增益放大階段之前的少量基線誤差將會導致在增益放大階段輸出處的大誤差。
在到信號處理裝置16的輸入處得到的基線誤差將可以
(a) 造成動態(tài)范圍減小，因為信號在屏幕上的最大垂直位移將會減少基線的偏移量，這將使儀器對于探測缺陷回波的靈敏度降低，或者
(b) 如果在幅度中足夠高，造成一個或多個增益放大階段飽和，由此完全阻止了回波信號祐:探測。
通常，上述基線誤差問題以兩種方式之一被解決。根據第一種方法，為了濾除發(fā)射脈沖10a下降沿10at的低頻內容，HPF被用在超聲波發(fā)射 -接收單元IO輸入的信號路徑中。發(fā)射脈沖10a的下降沿10at可以通過如鄰近虛線7c所示的HPT改善。
然而，HPF解決方案的有效性以幾種方式受到限制。首先，HPF截止頻率(f HPF-3dB)必須盡可能地高，以便最小化發(fā)射脈沖10a下降沿 10at的低頻內容。例如，如果探:針12的激發(fā)頻率是10MHz且f HPF-3dB 是5MHz,則對接收機基線的不期望的影響將會大大減少。
不幸的是，為探針12使用低至500kHz的激發(fā)頻率不是非同尋常的，這將要求f HPF-3dB在500kHz以下。HPF解決方案在該頻率范圍內丟失了其很多有效性，因為不期望的大量發(fā)射脈沖10a下降沿lOat低頻內容被允許通過HPF并帶來基線誤差。
第二點，為了防止對放大器電路的損害，被施加到超聲波發(fā)射-接收單元10第一放大器階段(未示出)的發(fā)射脈沖的最大幅度被限制(箝位)在兒伏特。在脈沖發(fā)生器每一次被點燃時將會導致放大器飽和的水平上操作超聲波發(fā)射-接收單元10的增益是^f艮普通的。如果濾波器未到達臨界阻尼，則走出飽和之后的濾波器響應將會使發(fā)射脈沖10a的下降沿變得比沒有使用濾波時更差。對于每個制造的儀器來說，具有大量凈皮調諧的濾波器以確保臨界阻尼是可能的；然而，當考慮濾波器組件的可制造性和長期溫度漂移時，出現(xiàn)實際困難。
還應該注意到，一旦放大器進入飽和，將花費大量時間使放大器返回到線性操作區(qū)域。這就造成為了使發(fā)射脈沖10a下降沿返回到零基線，比如果放大器輸入信號被保持在飽和水平以下(即在線性操作范圍之內)的情況要花費更多時間。
用于解決基線誤差問題的可選方法是將箝位的發(fā)射脈沖10a直接耦合到超聲波發(fā)射-接收單元10的輸入。該方法避免了其中一個上述問題，因為沒有使用HPF或BPF濾波器。
直接耦合解決方案的有效性受到兩方面的限制。首先，其對于減少發(fā) 射脈沖10a下降沿10at的低頻內容沒有用。其次，基線誤差的DC分量和超聲波發(fā)射-接收單元10的放大器偏移誤差通過信號路徑并被放大。這會導致進一步描述的各種動態(tài)范圍和飽和問題。
通常，探傷儀提供允許用戶為了為缺陷測量情況選擇最優(yōu)的設置，利用濾波器或通過直接耦合來操作儀器。
現(xiàn)在參照圖3，換能器12將其輸出13a直接提供給僅僅兩個前置放大器110和112,而后一放大器饋送到第三放大器122。這些放大器的信號被分別在頻率響應微調和濾波器模塊116、 118和120中處理，并接下來沿三個通道A、 B、 C^皮提供到差分放大器驅動器126、 128和130。沿三個通道的模擬信號然后被分別直接提供到A/D轉換器132、 134和 136,它們的數(shù)字輸出然后依次被提供給現(xiàn)場可編程門陣列140，其結合有控制和存儲模塊142、數(shù)字對數(shù)積分器時變增益146和測量門檢測和合成A掃描壓縮電路152。該FPGA 140與DSP 160協(xié)同工作，DSP 160 將其信號提供給顯示器18。
參照圖3的現(xiàn)場可編程門陣列140,現(xiàn)在將注意力轉向實現(xiàn)其一部分的圖4，包括其實時采樣數(shù)據控制和存儲、濾波功能和內插功能。
初步地，注意到，圖4的框圖有效提供了具有可適應的采樣速率的可調數(shù)字濾波器，所述采樣速率依賴于裝置的帶通設置。該裝置旨在用于超聲波和渦流工業(yè)檢測儀器。
下面術語的定義應用于本文獻中所述本發(fā)明的實施例。
采樣數(shù)據由模數(shù)轉換器系統(tǒng)產生的輸出數(shù)據
采樣速率采樣數(shù)據^皮模數(shù)轉換器釆樣的速率，用MS/s表示。采樣速率被認為是該數(shù)據的特性并且等于1/(被分配給每個釆樣值的時間期間)。
有效采樣速率由在^^莫數(shù)轉換器輸出處提供的采樣數(shù)據導出的數(shù)據采樣速率，用MS/s表示。該有效采樣速率被認為是該數(shù)據的特性并且等于1/ (被分配給每個采樣值的時間期間)。
采樣速率模數(shù)轉換器采樣其輸入信號的速率，用百萬周期每秒(MHz ) 來表示。
數(shù)據轉移速率、轉移速率或數(shù)據速率數(shù)據被從信號處理路徑的一個階^L移動到下一階"^殳的速率，用MHz表示。
數(shù)據處理速率或處理速率數(shù)據被在信號處理路徑中特定位置上處理的速率，用MHz表示。
本發(fā)明的內插器部分為低于耐奎斯特頻率(50MHz)的頻率生成 400MS/s的有效采樣速率，同時只使用100MS/s的A/D轉換器釆樣數(shù)據。
現(xiàn)有的探傷產品，諸如本直接受讓人的Epoch 4系列，具有交織功能，所述功能通過實施兩個連續(xù)的測量周期，有效增大A/D轉換器采樣時鐘分辨率。-
由于交織造成的不期望的影響發(fā)生在當換能器探針和被檢查的物體在相互運動中的時候。為了在交織期間獲得精確的測量結果，超聲波測量事件必須是可重復的。因此，換能器探針相對于正在被檢測的物體的位置在交織期間內必須盡可能地不^f皮改變。
以新穎的方式，本發(fā)明的方法實現(xiàn)在A/D轉換器釆樣速率之上的采樣速率有效的4X增加，而無需用于多個測量周期的交織。
進一步參照圖4, RAWRAM 205基本上對應于圖3中的元件142,并構成存儲來自模數(shù)轉換器，諸如圖3的轉換器132、 134、 136的數(shù)據的裝置。RAW RAM 205能夠以100MHz的數(shù)據轉換速率存儲并重放數(shù)據。例如以25MHz的時鐘速率操作，從RAW RAM 205讀出的數(shù)據祐:饋送到均值抽取器206,其接收使能信號201并根據均值抽取器206被禁用還是使能，將采樣或有效采樣數(shù)據分別提供給IIR (無限脈沖響應)濾波器207, 所述IIR濾波器207基于由存儲在IIR系數(shù)寄存器202中的操作者可設置值定義的濾波函數(shù)，對數(shù)據進行濾波。如圖4b所示，均值抽取器206 在RAW RAM 205之前在本發(fā)明的范圍內，并且，RAW和RAM 205將其輸出提供到IIR濾波器207。該無限脈沖響應型濾波器以濾波器時鐘212確定的速率來操作，所述濾波器時鐘212由濾波器時鐘使能211來使能，并將門控濾波器時鐘216提供給IIR濾波器207,如圖所示。
有限脈沖響應(FIR)濾波器208提供進一步的濾波函數(shù)，所述函數(shù) 由存儲在FIR系數(shù)寄存器203中的數(shù)據來成形和定義。FIR濾波器208 與1IR濾波器207同步運行。矩形窗濾波器209從FIR濾波器208接收采樣數(shù)據，并以數(shù)據215的形式提供其數(shù)據輸出。矩形窗濾波器209以濾波器時鐘212的速率操作，并進一步由如圖所示的矩形窗深度信號 213來控制。
因此，圖4所示的電路濾波數(shù)字信號，同時提供最優(yōu)的濾波器響應并同時需要最少的邏輯門、門陣列等等形式的數(shù)字硬件。數(shù)字硬件的最小化減小了 FPGA (現(xiàn)場可編程門陣列)所需的大小和成本，并減少了功率消耗。低功率消耗對在便攜式儀器中實現(xiàn)更長的電池壽命來說很重要。并且，本發(fā)明與模擬濾波器的實現(xiàn)方式相比，還大大減少了部分計算，并改善了帶通頻率控制。
本發(fā)明包括如下規(guī)定
a) 以100MS/s的A/D轉換器采樣速率的四分之一來"重放"來自RAW RAM 205的采樣數(shù)據204 (DATA-IN),得到25MHz的來自RAW RAM 205 的數(shù)據轉換速率。
b) 內,插進入矩形窗濾波器209的數(shù)據，以維持恒定的400MS/s有效采樣速率。
包舍在本發(fā)明中的內插器使得可以使用與常規(guī)數(shù)字濾波器的實現(xiàn)方式所需時鐘相比更低頻率的濾波器時鐘212 (100MHz)。因為功率消耗
直接與時鐘速度成比例，因此使用較低頻率的濾波器時鐘還減少了功率消耗。
根據本發(fā)明的一個方面，當-6dB頻率(f LPF-6dB)和濾波器時鐘頻率12 (FILTER-CLK)之間的關系如下時，用于FIR低通濾波器208的最優(yōu)頻率選擇性響應^皮實現(xiàn)
/，—6必<10%FILTER_CLK [方程1]
在方程1中表示的關系是基于本發(fā)明所述實施例中使用的FIR濾波器的拓樸，所述拓樸是具有32個系數(shù)的對稱32抽頭MAC濾波器。因為其僅僅利用16個數(shù)字硬件乘法器和中等的存儲器容量就提供了非常好的頻率選擇性響應，因此這是期望的拓樸。由于16個值的每一個在對稱FIR濾波器中都被使用兩次，因此32個系數(shù)僅僅需要16個數(shù)字硬件乘法器。
如上所述，100MS/s的諸如轉換器132、 134、 136 (圖3)中任意一個 A/D轉換器的數(shù)字輸出信號被連接到數(shù)字邏輯電路(未示出)，該數(shù)字邏輯電路以100MHz的速率將DATA IN 204傳送到RAW RAM 205。從RAW RAM 205到均值抽取器206的采樣數(shù)據的連續(xù)傳送由CLK 25M 210以 25MHz的處理速率同步控制。注意到lOOMS/s的A/D轉4灸器4又對每個測量周期的一部分(例如1ms中的200 ni秒)以觸發(fā)模式運行是很重要的。溢出。
圖5示出了 lOOMS/s的采樣數(shù)據220與以25MHz的數(shù)據轉移速率從RAW RAM 205重放的采樣數(shù)據222之間在時間尺度上的有效差別。圖5中被顯示為數(shù)據點220和222的采樣數(shù)據是相同的，除了它們被處理的速率不同。
這種數(shù)據重放概念為使用可變?yōu)V波器速率時鐘來盡可能接近前述方程l (為了方便在下面再次寫出)中所示的關系打下了基礎 6必<10% FILTER—CLK [方程1]
該概念僅僅利用lOOMS/s的A/D轉換器釆樣數(shù)據和lOOMHz的最大數(shù) 據處理速率就實現(xiàn)了 400MS/s的有效釆樣分辨率。
IIR濾波器207和FIR濾波器208的實施細節(jié)在下面進行描述。
正如所知道的，二階IIR濾波器利用如下方程工作
D。J"] = (A ["] MO) + (A [" -1] Ml) + (A [" - 2] M2) + ("。 f [" -1] *別)+ (化J" - 2] * ￡2) 其中，AO、 Al、 A2、 Bl和B2代表濾波器系數(shù)。
這五個系數(shù)值用軟件計算，并被加載到寄存器，以調節(jié)IIR濾波器207 來產生可變頻率的二階高通濾波器。以這種方式，IIR濾波器將是可調的，以使得終端用戶能夠建立(與FIR濾波器部分相呼應)用于各種應用的分散的濾波器特征范圍。
下面的公式可被用于生成這五個IIR濾波器系數(shù)
c =豐(3)*(申(2- 0.75) -0.5);
Fc^0.5-(一Fo/F力；
wo = tan(7T * Fc);
17<formula>formula see original document page 18</formula>其中，
c=3dB截止木之正因子
Fo="期望的"-3dB截止頻率
Fc="經校正的"-3dB截止頻率
A0、 Al、 A2、 Bl、 B2^IR濾波器系數(shù)
正如進一步所知，F(xiàn)IR通過將輸入數(shù)據與32個濾波器系數(shù)(16個輸入值的每一個在對稱FIR中被使用兩次)進行數(shù)字巻積來工作。這16 個濾波器系數(shù)值由軟件計算并被加載到寄存器，以指定低(帶)通濾波器的6dB滾降(roll off )點。以這種方式，F(xiàn)IR濾波器將會是可調的，以使得終端用戶能夠建立(與IIR濾波器部分相呼應)用于各種應用的分散的濾波器特征范圍。
根據所加載的16個系數(shù)值，F(xiàn)IR濾波器能夠用作帶通或低通濾波器。對于這些系數(shù)的計算在下面列出。
為了將FIR置于低通模式，下面的公式將會被用于生成系數(shù) ((32-1)/2):1:((32-1)/2); —,'附/ —msp[ w] = sin( 2 * ;r * _Fc / & * w) /(;r * w);
coe/[w]=力/敏—一 r邵* w/";
其中
Fc-期望的-6dB頻率，單位是MHz Fs-濾波器采樣頻率，單位是MHz win—又明窗系數(shù)
為了將FIR置于帶通模式，應該使用如下公式來生成系數(shù) w = -((32-l)/2):l:((32-l)/2);鄉(xiāng)—my; = (2*sin(;r*(Fff )/。*"));
coe/ = _一ms/ . * w'w ; /0=帆+尺)/2)/(/^/2);
coe/ =:o e//,exp(-"2Y(0:啤s-l)*(/0/2))*(coe/.')); 其中
Ff期望的高限截止(-6dB)頻率，單位是MHz F^期望的高限截止(-MB)頻率，單位是MHz Fs-濾波器采樣頻率，單位是MHz win—又明窗系數(shù)
對兩種情況(帶通和低通)來說，漢明窗系數(shù)應當^安照如下定義
win[O]=0.08win[l〗=:0.0調6win[2]=:0.11728
win[3]=0.16245win[4]=:0.22308win [5]=:0.29668
win [6] 二0.38024win[7=:0.47034win[8]=:0.5633
win[9]=0.6553win[10]-0.74258win[ll]=0.82157
win[12];=0.8柳3win[13〗=0.9422win[i4]=0.9789
win[15〕:=0.99764win[16]=0.99764win[17]=0.9789
win同:=0.9422win[19=0.,3win[20]=0,82157
win[21]=0.74258win [22〗=0.6553win[23]=0.5633
win [24]=0.47034win[25]=0,38024win[26=0.2鄉(xiāng)
win[27〗=0.22308win[28]=0.16245win[29]
win[30]=0.089416win[31]=0.08
以新穎的方式，本發(fā)明的方法在數(shù)據進入IIR濾波器207之前處理數(shù) 據，通過FILTER CLK 212調整濾波器速率，并在數(shù)據離開FIR濾波器 208之后，在矩形窗濾波器209中采用新穎的數(shù)據處理。
矩形窗濾波器209簡單地是在數(shù)據上產生可變深度的滑動平均 (rolling average)的裝置。其目的是對從FIR和IIR濾波器階段出來的數(shù)據進行上采樣(通過直線內插)，以提供400MS/秒的輸出采樣速
率，而不管濾波器速率如何。
深度方程采樣頻率Delta
1 cfcfto[w〗=c/ato[w] x 1
2 ^ato[w] = + -1]) / 2 x 2 4 dbto|>7] = (c/ato["] + abto[w —1]…+ dtoa[w —3])/4 x4 8= —to["] + -1]...+- 7]) / 8 x 8恰當?shù)纳疃葘贿x擇，以用于維持400MS/s的輸出采樣速率，而不考慮用于FIR和IIR濾波器的釆樣頻率如何。這將會實現(xiàn)4: 1的恒定內插速率,同時仍然提供最大范圍的可能截止頻率。
抽取器206將僅當12. 5MHz的濾波器速率被選擇時被使能。當DEC IN 201被使能時，每對數(shù)據點將會一起求平均并被保持兩個讀取周期。以 12. 5MS/s的速率工作的FIR和IIR濾波器207和208，然后將會讀出每個其它的數(shù)據點，有效地將數(shù)據釆樣速率減少了 2。該方法與傳統(tǒng)抽取相比，可改善對原始信號的保存。
下面描述了當DEC—IN 201 ;故使能時，兩點均值抽取器206的行為
cfoto[O]=血a[l] = ] +必,)/ 2
血to[2] = ttoto[3] = (c/ato[2] + cfato[3])/ 2
cfoto[4] = tfoto[5] = (cfato[4] + cfato[5])/ 2
等等
當DEC —IN 1 -故禁用時￡>a/a["] =
參照圖6a到圖9b,為了簡便，各個圖中所示的所有波形都是在濾波器的通帶中。因此，波形中沒有顯示帶外頻率。
下面是關于本發(fā)明如何在每個濾波器的處理速率設置上運行的描述。對于所有的濾波器速率設置，從RAW RAM 205到均值抽取器206的數(shù)據轉移速率是25MHz。矩形窗濾波器209輸出數(shù)據速率為lOOMHz。這些速率不隨著濾波器速率216的改變而改變。來自矩形窗濾波器209的過釆樣的400MS/s輸出data-out 215是有效采樣速率，因為其是由從沖莫數(shù) 轉換器提供的IOOMS采樣數(shù)據導出的。本發(fā)明人認識到，為了利用不同的濾波器性能參數(shù)來實現(xiàn)本優(yōu)選實施例，A/D轉換器采樣速率和RAW RAM 205的輸出數(shù)據轉移速率之間的比率可以是除了 4: 1之外的值。
在圖6a、 7a、 8a和9a中，為了清楚地顯示出在信號處理鏈的每個階段的數(shù)據處理影響，利用垂直排成行的采樣點來顯示波形。本發(fā)明的優(yōu) 選實施例可能實際上具有隨后波形之間的一個到幾個100MHz的時鐘延遲，由此使得當采樣數(shù)據通過信號處理鏈時，波形釆樣點;故移動到右邊 (未示出)。
在圖6b、 7b、 8b和9b中，連續(xù)數(shù)字信號之間的處理延遲^皮顯示在時序圖上。然而，延遲的幅度可能不與本發(fā)明優(yōu)選實施例的實際延遲相匹
20配。
圖6a到9b呈現(xiàn)了下面所述的四種情況(a)到(d)。(a )當濾波器速率216 -故設置為100MHz時有效的400MS/s采樣速率。
正如可從圖6a到6b看出的，均值抽取器206的輸出寄存器^^皮以25MHz的速率更新。當Filter—Rate 216 ^皮設置為lOOMHz時，IIR濾波器207對每個25MHz循環(huán)四次地從均值抽取器206的輸出寄存器讀出數(shù)據。因此，同一個A/D轉換器數(shù)據點被讀出四次，分別得到圖6a和6b中的信號232和206out。這就使得進入IIR濾波器207的采樣數(shù)據具有400MS/s的有效采樣速率。當圖6中所示的"步進式"形狀的波形232通過FIR濾波器208時，其凈皮平滑，得到DATA OUT輸出215。 FIR濾波器208的輸出沒有改變地通過矩形窗濾波器209,因為BOX CAR —DEPTH 213被設置為l(參照圖6b,用于矩形窗的方程215a)。
b) 當濾波器速率216祐二沒置為50MHz時有效的200MS/s采樣速率。正如可/人圖7a中的波形251和圖7b中的波形206out看出的，均值
抽取器206的輸出寄存器被以25MHz的速率更新。當濾波器速率216被設置為50MHz時，IIR濾波器207對每個25MHz循環(huán)兩次地從均值抽取器206的輸出寄存器讀出數(shù)據。因此，同一個A/D轉換器數(shù)據點被讀出兩次，分別得到圖7a中的波形252和圖7b波形206out。這就使得進入IIR濾波器207的采樣數(shù)據具有200MS/s的有效采樣速率。當圖7a所示的"步進式"形狀波形，波形252通過FIR濾波器208時，其被平滑。FIR濾波器208的輸出然后通過矩形窗濾波器209,以將DATA-OUT 215的有效采樣速率增大到400MS/s。 BOX CAR—DEPTH信號213祐沒置為2(如圖7b中的方程215b所示)。
c) 當濾波器速率216祐:設置為25MHz時有效的100MS/s釆樣速率。正如可從圖8a中的波形261和圖8b中的波形206out看出的，均值
抽取器206的輸出寄存器被以25MHz的速率更新。當濾波器速率216凈皮設置為25MHz時，IIR濾波器207對每個25MHz循環(huán)從均值抽取器206的輸出寄存器讀一次數(shù)據。因此，同一個A/D轉換器數(shù)據點被讀出一次得到圖8a中的波形262和圖8b波形206out。這就使得進入IIR濾波器207的采樣數(shù)據具有100MS/s的有效采樣速率，這可從圖8a的波形262看出。FIR濾波器208的輸出然后通過矩形窗濾波器209,以將DATA-OUT215的有效采樣速率增大到400MS/s,這可從圖8a的波形263看出。BOXCAR—DEPTH 213凈皮設置為4 (參照圖8b，用于矩形窗的方程215c )。d)當濾波器速率216被設置為12. 5MHz時有效的50MS/s釆樣速率。正如可從圖9a和圖9b看出的，均值抽取器206的輸出寄存器被以25MHz的速率更新。DEC-IN信號201 ^吏得均值抽取器206能夠對來自RAWRAM 205的每一對數(shù)據點取平均，并將結果在輸出寄存器中保存2個讀出循環(huán)。當濾波器速率216被設置為12. 5MHz時，1IR濾波器207對每個其它25MHz循環(huán)從均值抽取器206的輸出寄存器讀一次數(shù)據。因此，每一個其它A/D轉換器數(shù)據點的均值被讀出一次，得到圖9a中的波形272和圖9b波形206out。這就使得進入IIR濾波器207的采樣數(shù)據具有50MS/s的采樣速率，這可從圖9a的波形272看出。FIR濾波器208的輸出然后通過矩形窗濾波器209,以將DATA—OUT 215的有效采樣速率增大到400MS/s,這可從圖9a的波形273看出。BOX CAR—DEPTH 213凈皮設置為8 (如圖9b中所示用于矩形窗的方程215d)。
下面參照圖10中所示的框圖，對實現(xiàn)本發(fā)明前述優(yōu)點的可選實施例進行描述。本實施例與可選實施例之間的關區(qū)別為
a) 與利用抽取方法(該抽取方法將100MS/秒的采樣數(shù)據除以二進制
除數(shù))的先前實施例相比，該可選實施例能夠在寬得多的范圍內，利用非常精細的分辨率來改變有效采樣速率。
b) 本可選實施例不改變?yōu)V波器速率來控制IIR和FIR頻率響應。相反地，IIR和FIR濾波器速率由流控制邏輯322來控制，所述流控制邏輯根據需要將數(shù)據通過數(shù)據路徑移動，F(xiàn)IR頻率響應通過改變進入FIR濾波器的數(shù)據的有效采樣速率和IIR和FIR濾波器的系數(shù)來控制。
c) 本可選實施例包括第二速率調節(jié)器321,所述第二速率調節(jié)器321采用FIR濾波器320的輸出，并調節(jié)數(shù)據速率，以便僅僅提供生成各種顯示模式所需的數(shù)據，諸如矯正和門，并且填充所選的顯示范圍。
進一步參照圖10, RAM 302基本上對應于圖3中的元件142，并構成存儲來自模數(shù)轉換器，諸如圖3中轉換器132、 134、 136的采樣數(shù)據的裝置。為了簡便，圖10中的模數(shù)轉換器301代表圖3中的轉換器132、134、 136或未示出的其它轉換器。RAM 302能夠以100MHz的數(shù)據轉移速率存儲和重放數(shù)據。繼續(xù)參照圖10,乘法器303被用于縮放由模數(shù)轉換器301的輸出301a提供的數(shù)據，以匹配在IIR濾波器304的輸入303a處所需的采樣幅度分辨率，所述IIR濾波器304基于由在未示出的IIR系數(shù)寄存器中存儲的操作者可設置值定義的濾波函數(shù)，對采樣數(shù)據進行
濾波。這種無限脈沖響應IIR型濾波器304以與由流控制邏輯322確定的來自RAM 302的數(shù)據轉移速率相同的速率操作。
可選實施例的新穎方面是釆樣速率調節(jié)器326,其根據被加載到速率寄存器324的被識別為輸出速率調節(jié)323的參數(shù)設置來產生有效采樣速率。由釆樣速率調節(jié)器326產生的采樣速率將會被稱作"有效"采樣速率，以將其與模數(shù)轉換器301的"實際"采樣速率進行區(qū)分。采樣速率調節(jié)器326對實際輸入采樣數(shù)據進行有效地再釆樣，以產生有效采樣數(shù)據，所述有效采樣數(shù)據的時間值落在輸入流的數(shù)據點之間。通過計算具有與輸入數(shù)據流不同的時間間隔的新數(shù)據，新數(shù)據速率被產生一一即有效的采樣速率。再采樣的數(shù)據速率由比率調節(jié)，所述比率在具有非常精細的有效采樣速率分辨率的寬范圍內可變。通過改變采樣速率，采樣速率調節(jié)器326的輸出數(shù)據流中點的總數(shù)也得到調節(jié)。
圖11示出了采樣速率調節(jié)器326的函數(shù)如何產生有效采樣速率。波形400上的點s0到s10代表由才莫數(shù)轉換器301產生的15MHz輸入信號的真實采樣點測量，其已經凈皮存儲在RAM 302中，在作為輸入提供給采樣速率調節(jié)器326之前，接下來被乘法器303處理，然后被IIR濾波器304處理。波形401包括有效采樣點m0到m12，它們是通過采樣速率調節(jié)器326而被產生，釆樣速率看起來高于其從中導出的真實采樣數(shù)據s0到s10。圖11中所示的示例性波形401由0. 8的釆樣速率調節(jié)值得到，所述采樣速率調節(jié)值被加載到圖IO的速率寄存器317中，使得以100MS/秒采樣的真實采樣速率數(shù)據被轉換為125MS/秒的有效采樣數(shù)據。100MS/秒和125MS/秒的數(shù)據分別對應于從sO到s10和從mO到m12的采樣。用于波形400和401的參考時間線增量對于100MS/秒和125MS/秒來說分別是10ns和8ns。
為了解釋有效采樣點幅度如何被確定，圖12示出了從圖11波形摘選的包括四個連續(xù)真實釆樣點s7、 s8、 s9和sl0的部分。連接s8和s9s線段的曲率必須被精確內插，以生成有用的有效采樣數(shù)據。被載入到速率寄存器317的值的小數(shù)部分確定了時間軸上將要為其計算幅度的真實采樣點s8和s9之間的特殊點。為此，采樣點s7、 s8、 s9和sl0分別用表才各319所提供的系數(shù)a、 b、 c和d相乘，然后用求和器315求和。來自表格319的系數(shù)a、 b、 c和d被分別提供給乘法器308、 310、 312
23和314。導出用于4階多項式的系數(shù)，以計算位于s8和s9之間波形l殳上的點的位置。4階多項式只是用作例子，因為本發(fā)明人認識到，根據內插所需的精確度，也可使用不同階數(shù)的多項式。
因此，輸入信號300在A/D301中被轉換為數(shù)字信號301a,并被提供給RAM 302。 RAM的輸出302a ^皮提供給乘法器303,所述乘法器303還接收另一個輸入327并將其本身的輸出303提供到IIR濾波器304,所述IIR濾波器304將其最初經過濾波的輸出304a輸送到采樣速率調節(jié) 器326。
采樣速率調節(jié)器326將其輸出315a提供給FIR濾波器320,其對應于前面在現(xiàn)有實施例中所述的FIR濾波器。正如已經注意到的，采樣速率調節(jié)器326改變原始數(shù)據中數(shù)據點的數(shù)目和位置。為了解決該最初的數(shù) 據調節(jié)，接收FIR濾波器輸出320a的輸出速率調節(jié)器321產生再次調節(jié)的數(shù)據輸出321a，這是基于通過輸入325a從累加器325提供的數(shù)據和流控制邏輯322提供的控制信息322c。
輸出322c是基于從累加器325提供到流控制邏輯322的信息325b, 以及從累加器318提供到流控制邏輯322的信息318b，其產生基于整數(shù) 的信息，所述信息是由以輸出317a的形式而被提供到速率寄存器317 的采樣速率調節(jié)參數(shù)316控制，進一步基于來自流控制邏輯322的輸入 322a。輸出速率調節(jié)設置323被提供給速率寄存器324。
由采樣速率調節(jié)器326提供的調節(jié)基于從表格319提供的系數(shù)數(shù)據 319a到d而被計算，所述表格319是基于從累加器318提供到采樣速率調節(jié)器326的小數(shù)數(shù)據信息318a。
采樣速率調節(jié)器接收輸入319a到d，并利用那些與寄存器305、 306 和307結合的系數(shù)，所述寄存器將各個輸出305a、 306a和307a提供給各個乘法器310、 312和314。乘法器308、 310、 312和314產生到求和器315的各個輸出308a、 310a、 312a和314a，所述求和器315產生前述輸出315a。
最后，包含整流器、門、壓縮器和A掃描RAM等等的電路模塊322產生用于前述顯示的輸出。
如上所述，圖4示出了數(shù)字可調濾波器的第一實施例，而圖10、 11 和12示出了第二實施例。如下所述，圖4b描述了如下面參照圖4c、 4d、 4e、 4f、 4g和4h的描述，可以以不同^t式操作的第三實施例。為了使它們容易被理解，旁路或被禁用的子模塊沒有出現(xiàn)在這些圖中。釆樣數(shù) 據速率和數(shù)據處理速率在沿信號處理路徑的每個節(jié)點上被示出，并分別
用單位MS/s和MHz表示。注意到，圖4b示出了所有旁路多路復用器 (麗X)、使能信號和相關聯(lián)的邏輯。
參照圖4b,第三實施例以如下方式區(qū)別于前面相對于圖4所述的第一實施例
a) 均值抽取器401被定位在RAM 402的輸入之前，由此當均值抽取器401被使能時增加了存儲器數(shù)據深度。均值抽取器提取每兩個連續(xù)采樣點，將它們加起來，然后再分為兩部分，得到從這兩部分導出的一個數(shù)據采樣。
b) Mux402、 405和407 ;陂分別用于控制均值抽取器401、 IIR濾波器 404和FIR濾波器408的使能。第一實施例利用不同方法來使能均值抽取器206、 IIR濾波器207和FIR濾波器208,其分別使用DEC—EN信號 201、 FILTER—RATE信號216和FILTER—RATE 4言號216。
c) 由于使用全球時鐘方案，因此未示出時鐘信號。時鐘信號的存在是暗含的，但是沒有明確示出。圖4的矩形窗濾波器209和矩形窗濾波器409的表示之間的差別是一個這樣的例子。
d) FIR濾波器408通過對被加載在共享乘法器集合上的系數(shù)進行時間復用，將其系數(shù)切換為"不工作(on the fly)"。
在圖4b中，均值抽取器401具有與第一實施例的圖4中的均值抽取器206相同的功能，除了其在信號路徑上的位置不同，如上所述。
釆樣DATA-IN 400 #皮提供給均值抽取器401的輸入，其中每對連續(xù)數(shù) 據采樣的均值被計算并被提供到其輸出。因此，均值抽取器401輸出的有效釆樣速率是DATA-IN 400的一半。例如，如果DATA-IN 400是 100MS/s，則均值抽取器401的輸出將會具有50MS/s的有效采樣速率。
MUX 402允許均值抽取器401的輸出401a或DATA — IN 400能夠凈皮選擇作為提供到RAM 403的輸入。MUX 402由AVG—DEC—EN信號410控制。RAM 403具有與第一實施例的圖4中的RAW RAM 205相同的功能。
IIR濾波器404的目的是提供不能在FIR濾波器408中實現(xiàn)的高通濾波功能。
IIR濾波器404可通過MUX 405而^1切換進以及切換出信號路徑，所述MUX 405由IIR—EN信號411控制。該切換能力提供如下兩種類型的帶通濾波方法
1) 窄帶通濾波器(NBPF):
如圖4d和4f的濾波器所示，IIR濾波器404是^^皮旁路的，并且FIR 濾波器408單獨被用于帶通濾波器函數(shù)。
2) 寬帶通濾波器(WBPF)和具有極低高通-3dB角f頻率的濾波器如圖4c、 4e、 4g和4h的濾波器所示，IIR濾波器404 #^用作高通濾
波器,而FIR濾波器408被用作低通濾波器。
這種IIR濾波器設計拓樸的主要優(yōu)點是最小化所需的處理速度和數(shù)字邏輯，包括乘法器，其在FIR濾波器408中也是所需的，以便實現(xiàn)可比較的濾波器性能。由于較小的FPGA (現(xiàn)場可編程門陣列)封裝大小，其優(yōu)點是較低的功率和使用較少PCB空間的可能性。這兩個優(yōu)點允許較小的尺寸和較低的材料成本。
1IR濾波器404基于2階濾波器，所述2階濾波器利用數(shù)字濾波器設計領域的技術人員公知的直接形式I實現(xiàn)。相對于該標準實現(xiàn)的唯一重要差別是，分子乘法器(numerator multiplier )中的三個用移位寄存器代替，以接近所需系數(shù)。移位寄存器與乘法器功能相比需要少得多的門邏輯來實施，因此它們在功率消耗、小型化和低材料成本方面是優(yōu)選使用的。
由于HR濾波器404只用于高通濾波的事實，分子系數(shù)僅僅被需要用于歸一化通過濾波器的增益。與使用前述移位寄存器方法相關聯(lián)的增益誤差可利用充分的精確性來計算；因此，期望的整個系統(tǒng)增益轉移函數(shù) 可通過為FIR濾波器408選擇適當?shù)南禂?shù)來保持，以便對此進行補償。
MUX 405允許IIR濾波器404的輸出404a或RAM 403的輸出403a 選擇作為提供給DEC FIR濾波器406的輸入。MUX 405由IIR-EN信號 411控制。
DEC FIR濾波器406的目的是將其輸入數(shù)據的采樣速率降低因子2, 同時衰減高于其輸出采樣速率的耐奎斯特頻率的頻率。DEC FIR濾波器 406的輸出僅僅當需要低頻窄帶通濾波器時使用。
DEC FIR濾波器406的主要優(yōu)點是，當其被配置作為低頻窄帶通濾波器時，可以對FIR濾波器408中的FPGA門資源最小化。
DEC FIR濾波器406使用例如具有系數(shù)1、 0. 25和0. 0625的6抽頭二進制FIR濾波器。二進制系數(shù)使得移位寄存器能夠代替乘法器而使用。由于較小的FPGA (現(xiàn)場可編程門陣列)封裝尺寸，這樣的優(yōu)點是較低的功率和使用較少PCB空間的可能性。這兩個優(yōu)點允許較小的尺寸和較低的材料成本。
DEC FIR濾波器406低通濾波其輸入數(shù)據，然后在將每個其它采樣點提供到麗X 407的輸入之前對其進行抽取(即2x下采樣)
正如IIR濾波器404的情況，存在與用移位寄存器代替乘法器相關聯(lián) 的增益誤差。有益地，該誤差可以用充分的精確度計算，并依次通過為 FIR濾波器408選擇適當?shù)南禂?shù)而被補償。
在操作中，數(shù)據405a被提供到防混疊濾波器(未示出)的輸入，所述防混疊濾波器被包含在DEC FIR濾波器406中。防混疊濾波器的輸出然后通過沿每個其它采樣點到達DEC FIR濾波器406的輸出而被抽取。防混疊濾波器被需要用于防止新耐奎斯特頻率之上的頻率外差到濾波器的通帶中。
例如，如果到DEC FIR濾波器406的輸入數(shù)據405a是50MS/s,則其耐奎斯特頻率將為25MHz。去除每個其它數(shù)據點將會產生DEC FIR濾波器406的25MS/s的有效輸出采樣速率，由此得到12. 5MHz的新耐奎斯特頻率。位于DEC FIR濾波器406笫一階段中的防混疊濾波器衰減高于 12. 5MHz耐奎斯特頻率的頻率，防止前面所述的外差影響。
MUX 407允許DEC FIR濾波器406的輸出406a或MUX 405的輸出405a 被選擇作為提供給FIR濾波器408的輸入。MUX 407由FIR—MODE—SEL [1: 0] 信號413控制。
FIR濾波器408的目的是提供低通濾波，以及在某些操作^t式下的帶通濾波。
與傳統(tǒng)的FIR濾波器不同，F(xiàn)IR濾波器408從FPGA內一組專用寄存器中接受其系數(shù)"不工作"。這可以實現(xiàn)對于用戶可選濾波器的更大靈活性。
與FIR濾波器408相關聯(lián)的一項創(chuàng)新是其調節(jié)其數(shù)據有效釆樣速率的能力。在本實施例中，F(xiàn)IR濾波器408總是由100MHz系統(tǒng)時鐘驅動，但利用能夠確定其數(shù)據上采樣和處理速率的系統(tǒng)而被控制。調節(jié)被提供給 FIR濾波器408輸入的數(shù)據的采樣速率對于為任意給定濾波器最優(yōu)化 Fc/Fs比率(即濾波器截止頻率比濾波器采樣速率)來說是必要的。該比率是確定FIR濾波器408的穩(wěn)定性和有效性的關鍵因素。這個比率的實際限度將會根據用于生成FIR濾波器408系數(shù)的方法和算法而變化。
與這個設計一起使用的另一創(chuàng)新是對在FIR濾波器408中使用的乘法器的時間復用。利用使能系統(tǒng)(未示出)，F(xiàn)IR濾波器408能夠在FIR延遲線中利用每個乘法器兩次，因為其以兩倍于進入其的數(shù)據處理速率的處理速率工作。這樣使得一個乘法器能夠被用于兩個系數(shù)而不是一個系數(shù)，由此使濾波器階數(shù)翻倍。以這種方式，F(xiàn)IR濾波器408將作為65抽頭濾波器工作，但是總共只使用17個乘法器(標準的對稱FIR應該使用33個)。這是對FPGA資源的十分有效的利用，其需要FIR濾波器408具有最少的上采樣速率2。并且，輸入數(shù)據407a必須以期望的輸出采樣速率一半的采樣速率而被提供給FIR濾波器408。
矩形窗濾波器409具有與實施例1的圖4中的矩形窗濾波器209相同的功能。特殊地，矩形窗濾波器409以這樣的一種方式對從FIR濾波器接收到數(shù)據進行內插，該方式將有效采樣數(shù)據的感知分辨率增加了給定因子，優(yōu)選地是因子4。
圖4c到4h表示了圖4b中所示的系統(tǒng)，但是乘法器和未使用的子才莫塊被去除的版本。這些圖旨在簡化下面對典型操作模式的解釋。應當注意到，每個子模塊的內部工作在前面描述過，下面不需要再一次描述。
1. 超低頻窄帶模式[O. 2到1. 2MHz]
參照圖4c, DATA-IN 400是lOOMS/s的采樣數(shù)據，其被以100MHz的速率提供給均值抽取器401的輸入。均值抽取器401將其輸入數(shù)據的有效采樣速率減小到50MS/s，并以50MHz的速率將其提供給RAM 403的輸入用于存儲。RAM 403的輸出以12. 5MHz的速率而^皮提供給IIR濾波器404的輸入，用于高通濾波。IIR濾波器404的50MS/s的輸出數(shù)據以12. 5MHz的速率而被提供給DEC FIR濾波器406的輸入，用于在將其輸出數(shù)據的有效采樣速率降低到25MS/s之前進行防混疊濾波(未示出)。DEC FIR濾波器406的輸出以6. 25MHz的速率而被提供給FIR濾波器408的輸入，用于低通濾波，并接下來在被以12. 5MHz的速率提供給矩形窗濾波器409的輸入之前上采樣到50MS/s。矩形窗濾波器409纟皮設置為8的深度，將其輸入轉換為具有400MS/s的有效釆樣速率和100MHz的數(shù)據轉移速率的輸出。
2. 超低頻窄帶才莫式[1. 7到2. 6MHz, 2. 8到4MHz, 4. 4到6. 6MHz]參照圖4d, DATA—IN 400是lOOMS/s的釆樣數(shù)據，其^皮以100MHz的
28速率提供給均值抽取器401的輸入。均值抽取器401將其輸入數(shù)據的有效采樣速率減小到50MS/s,并以50MHz的速率將其提供給RAM 403的輸入用于存儲。RAM 403的輸出以12. 5MHz的速率而^皮提供給DEC FIR濾波器406的輸入，用于在將其輸出數(shù)據的有效采樣速率降低到25MS/s之前進行防混疊濾波(未示出)。DEC FIR濾波器406的輸出以6. 25MHz的速率而被提供給FIR濾波器408的輸入，用于低通濾波和高通濾波，并接下來在被以12. 5MHz的速率提供給矩形窗濾波器409的輸入之前上采樣到50MS/s。矩形窗濾波器409被設置為8的深度，將其輸入轉換為具有400MS/s的有效采樣速率和100MHz的數(shù)據轉移速率的輸出。
3. 低頻窄帶模式
參照圖4e， DATA—IN 400是100MS/s的采樣數(shù)據，其凈皮以100MHz的速率提供給均值抽取器401的輸入。均值抽取器401將其輸入數(shù)據的有效采樣速率減小到50MS/s，并以50MHz的速率將其提供給RAM 403的輸入用于存儲。RAM 403的輸出以25MHz的速率而凈皮提供給IIR濾波器404的輸入，用于高通濾波。IIR濾波器404的50MS/s的輸出數(shù)據以12. 5MHz的速率而被提供給FIR濾波器408的輸入，用于低通濾波，并接下來在被以25MHz的速率提供給矩形窗濾波器409的輸入之前上采樣到100MS/s。矩形窗濾波器409被設置為4的深度，將其輸入轉換為具有400MS/s的有效采樣速率和100MHz的數(shù)據轉移速率的輸出。
4. 低頻窄帶模式[DC到4MHz、 8到12MHz]
參照圖4f， DATA—IN 400是100MS/s的采樣數(shù)據，其^皮以100MHz的速率提供給均值抽取器401的輸入。均值抽取器401將其輸入數(shù)據的有效采樣數(shù)據速率減小到50MS/s,并以50MHz的速率將其提供給RAM 403的輸入用于存儲。RAM 403的輸出以12. 5MHz的速率而被提供給FIR濾波器408的輸入，用于低通濾波和高通濾波，并接下來在被以25MHz的速率提供給矩形窗濾波器409的輸入之前上采樣到10GMS/s。矩形窗濾波器409被設置為4的深度，將其輸入轉換為具有400MS/s的有效采樣速率和100MHz的數(shù)據轉移速率的輸出。
5. 中等頻帶模式[l. 5到8. 5MHz]
參照圖4g， DATA-IN 400是lOOMS/s的采樣數(shù)據，其^皮以100MHz的速率提供給RAM 403的輸入用于存儲。RAM 403的輸出以25MHz的速率而4皮提無給IIR濾波器404的輸入，用于高通濾波。1IR濾波器404的
29輸出以25MHz的速率而被提供給FIR濾波器408的輸入用于低通濾波，并接下來在被以50MHz的速率提供給矩形窗濾波器409的輸入之前上采樣到200MS/s。矩形窗濾波器409被設置為2的深度，將其輸入轉換為具有400MS/s的有效采樣速率和lOOMHz的數(shù)據轉移速率的輸出。
6.高頻寬帶才莫式[O. 2至)j 20MHz、 2至ij 21. 5MHz、 2至)j 26MHz、 8至)j 25MHz]
參照圖4h, DATA—IN 400是100MS/s的采樣數(shù)據，其^支以lOOMHz的速率提供給RAM 403的輸入用于存儲。RAM 403的輸出以25MHz的速率而被提供給IIR濾波器404的輸入，用于高通濾波。1IR濾波器404的輸出以25MHz的速率而被提供給FIR濾波器408的輸入用于低通濾波，并接下來在被以lOOMHz的速率提供給矩形窗濾波器409的輸入之前上采樣到400MS/s。矩形窗濾波器409被設置為1的深度，將其輸入轉換為具有400MS/s的有效采樣速率和lOOMHz的數(shù)據轉移速率的輸出。
參照圖13到16,現(xiàn)在對"不工作"的系數(shù)交換進行描述。該創(chuàng)新是關于在FIR濾波器408 (圖4b)中使用的乘法器進行時間復用。通過利用在使能模塊1301 (圖13)中生成，并通過圖16中的波形圖示出的使能和選擇系統(tǒng)，F(xiàn)IR濾波器408能夠在FIR延遲線中利用每個乘法器1403(圖14)兩次，因為其以兩倍于進入其的采樣數(shù)據的處理速率來操作。
包含在FIR濾波器408中的乘法器部分如圖13所示。除了 MULT—BLOCK1306,還分別將奇數(shù)和偶數(shù)系數(shù)提供到每個MULT-BLOCK的COEF—A和COEF_B輸入。在MULT—BLOCK 1306的情況下，偶系數(shù)b32被提供給COEF一A輸入，并且到COEF—B的輸入纟皮永久i殳置為全零。COEF—A和COEF-B通過COEF—EN 1402c而^皮動態(tài)選擇。無論何時MULT—EN是高并且出現(xiàn)SYSTEM-CLK 1404c上升沿，每個MULT—BLOCK的MULT_OUT信號利用最新相乘數(shù)據的乘積來更新。
當FIR濾波器408具有12.5MHz、 25MHz和50MHz (分別示為圖16中的1604、 1603和1602 )的輸出數(shù)據速率時，最新相乘的數(shù)據的乘積分別以SYSTEM-CLK 1404c速率的1/8、 1/4和1/2的速率而^皮提供到MULT—OUT。在當FIR濾波器408具有l(wèi)OOMHz (圖16的1601 )的輸出數(shù)據速率時的情況下，由于MULT-EN總是高的，最新相乘的數(shù)據以與SYSTEM-CLK 1404c相同的速率而^皮提供給MULT —OUT。
在FIR濾波器408的所有輸出數(shù)據速率的情況下，可將可選系數(shù)用于每個乘法器周期，使得一個乘法器1403能夠被用于兩個系數(shù)而不是一個系數(shù)，由此使濾波器的階數(shù)翻倍。定制的求和才莫塊1307 (圖15中示出其細節(jié))然后^f皮用于對每個輸出數(shù)據點的這些移相二等分進行正確組合。
以這種方式，F(xiàn)IR濾波器408將作為65抽頭濾波器工作，但是總共只使用17個乘法器(標準的對稱FIR應當使用33個)。這是對FPGA資源的十分有效的利用，其需要FIR濾波器408具有最少的上采樣速率2。并且，輸入數(shù)據407a必須以期望的輸出采樣速率一半的采樣速率而被提供給FIR濾波器408。
在整個說明書和權利要求中，引用了 "回波力信號。正如本領域技術人員將會意識到的，在某些環(huán)境或應用中，換能器12的發(fā)射機和接收機組件在物理上分離，接收機被定位在正在祐_檢測的物體的相對側。因此，這里所使用的術語"回波"還適合并包括所謂的回波信號通過正在 ;f皮才企測的物體的實施例。
在前面的描述中，本發(fā)明已經關于實施例進行了專門描述，其中，探傷是利用專門運行在回波原理之下和/或參照處理通過材料的超聲波的發(fā)射機/接收機對的單個換能器元件運行。然而，應當注意到，本發(fā)明等同地適用于利用換能器元件陣列，諸如超聲波相控陣列探針的探傷儀器。正如利用單個元件超聲波換能器的情況下，對于用于接收的相控陣列超聲敘探針的每個換能器元件的響應信號都被提供給接收機通道的輸入，用于由模數(shù)轉換器進行調節(jié)和接下來的數(shù)字化。換句話說，權利要求中對"換能器，，的引用(單數(shù)形式的)被認為也屬于探針的超聲波相控陣列類型。這種換能器陣列被認為是相同的，或者至少等同于單個元件換能器。這種超聲波相控陣列裝置的結構被描述或引用在US專利 No. 4， 497， 210和6， 789, 427中，這些專利的內容在此引用作為參考。
盡管本發(fā)明已經關于其特定實施例進行了描述，然而，很多其它的變
選地,'本發(fā)明不受這里特殊公開"限制、，而是只由后附權利要求來限制:
權利要求
1、一種用于掃描要被檢測的物體的超聲波探測系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括發(fā)射和接收裝置，用于生成檢測信號并接收響應的回波信號；換能器，其將檢測信號轉換為超聲波信號，將超聲波信號施加到要被檢測的目標物體，接收超聲波回波信號，并產生用于發(fā)射和接收裝置的回波信號；信號處理電路，其與發(fā)射和接收裝置耦合以用于接收和處理回波信號，該信號處理電路包括至少一個數(shù)模轉換器，用于將回波信號的模擬版本轉換為包括流數(shù)字數(shù)據的數(shù)字回波信號，所述流數(shù)字數(shù)據被以第一采樣速率獲得并與第一數(shù)據速率相關聯(lián)；和數(shù)字調節(jié)器電路，包括第一電路部分，其被構建為接收流數(shù)字數(shù)據；第二電路部分，其與第一電路部分耦合并被構建為以低于第一數(shù)據速率的第二數(shù)據速率來處理流數(shù)字數(shù)據，并被進一步構建為從流數(shù)字數(shù)據產生中間的具有第二采樣速率的流數(shù)據；和第三電路部分，其響應于第二電路部分而產生最終的流數(shù)字數(shù)據，所述最終的流數(shù)字數(shù)據表示回波信號并且其特征在于具有以第三數(shù)據速率輸出的第三采樣速率，其中第三數(shù)據速率高于第一數(shù)據速率。
2、根據權利要求1所述的系統(tǒng)，其中第二采樣速率低于第一采樣速率。
3、根據權利要求1所述的系統(tǒng)，其中第三數(shù)據速率基本上等于第一數(shù)據速率。
4、根據權利要求1所述的系統(tǒng)，其中第一電路部分包括存儲器，流數(shù)字數(shù)據能夠以第一數(shù)據速率而凈皮存儲在該存儲器中，其中第二電路部分包括無限脈沖響應(IIR)濾波器，所述IIR濾波器處理來自存儲器的數(shù)據并將輸出數(shù)據提供到有限脈沖響應(FIR)濾波器，以便將頻率濾波函數(shù)施加給數(shù)據，并且其中，第三電路部分包括矩形窗濾波器，所述矩形窗濾波器以這樣的一種方式處理從FIR濾波器接收的數(shù)據，該方式將感知的數(shù)據分辨率增大預先確定的因子。
5、根據權利要求l所述的系統(tǒng)，其中第一電路部分包括均值抽取器，其接收流數(shù)字數(shù)據并且從該流數(shù)字數(shù)據以低于第一釆樣速率的采樣速率提供中間的流數(shù)字數(shù)據。
6、根據權利要求5所述的系統(tǒng)，其中第二電路部分包括有限脈沖響應(FIR)濾波器。
7、根據權利要求5所述的系統(tǒng)，其中第二電路部分進一步包括無限脈沖響應(IIR)濾波器，用于將頻率濾波函數(shù)施加到流數(shù)字數(shù)據。
8、根據權利要求5所述的系統(tǒng)，進一步包括抽取FIR濾波器。
9、根據權利要求1所述的系統(tǒng)，包括均值抽取器和存儲器，并且其中第一電路部分可被選擇性地配置為均值抽取器或存儲器。
10、根據權利要求9所述的系統(tǒng)，其中第二電路部分包括FIR濾波器、可選地包括可選IIR濾波器，以及可選地包括可選抽取FIR濾波器。
11、根據權利要求10所述的系統(tǒng)，其中第三電路部分包括矩形窗濾波器，所述矩形窗濾波器以這樣的一種方式處理從第二電路部分接收的數(shù)據，該方式將感知的數(shù)據分辨率增大預先確定的因子。
12、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，其中預先確定的因子等于4。
13、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，進一步包括被耦合到存儲器的均值抽取器，用于減少被提供給IIR濾波器的數(shù)據釆樣的數(shù)目。
14、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，其中第二數(shù)據速率是第一數(shù)據速率的四分之一。
15、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，其中FIR濾波器被設置為提供頻率選擇性響應，所述頻率選擇性響應提供-6dB低通濾波點并確定第三數(shù)據速率，其中所述低通濾波點比施加到其上的濾波器時鐘低10%。
16、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，包括輸入電路，所述輸入電路使用戶能夠通過提供操作者可設置值來為FIR濾波器設置帶通響應。
17、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，其中FIR濾波器和IIR濾波器同時操作。
18、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，包括用于以其原始數(shù)據速率的四分之一來重放來自存儲器的采樣數(shù)據，并處理已經;波存儲在存儲器中的數(shù)據，以實現(xiàn)為原始數(shù)據速率四倍之高數(shù)據速率的裝置。
19、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，其中FIR濾波器是具有32個系數(shù)的對稱32抽頭MAC濾波器，其僅僅基于與不多于16個數(shù)字硬件乘法器一起使用的16個值。
20、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，包括使操作者能夠從大量fLPF-6dB點中選擇的裝置。
21、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，其中IIR濾波器利用五個IIR濾波器系數(shù)，所述濾波器系數(shù)至少部分地參照-3dB截止校正因子、期望的-3dB截止頻率和經校正的-3dB截止頻率來計算。
22、根據權利要求21所述的系統(tǒng)，其中FIR濾波器可以由用戶編程，為每個低通或帶通濾波器函數(shù)指定-6dB滾降點。
23、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，其中矩形窗濾波器被構建為產生由矩形窗濾波器接收的數(shù)據可變深度的滑動平均。
24、根據權利要求4所述的系統(tǒng)，其中用于FIR濾波器的-6dB設置是在從大約.1到大約25MHz范圍內可選擇的。
25、根據權利要求1所述的系統(tǒng)，
26、根據權利要求1所述的系統(tǒng),
27、根據權利要求1所述的系統(tǒng)，發(fā)模式接收。其中系統(tǒng)包括超聲波檢測儀器。其中系統(tǒng)包括渦流檢測儀器。其中第一電路部分中的數(shù)據被以觸
28、根據權利要求27所述的系統(tǒng)，其中觸發(fā)模式是周期性的，并且持續(xù)每個周期期間的大約20%。
29、根據權利要求1所述的系統(tǒng)，第一電路部分包括均值抽取器，其被耦合在數(shù)字調節(jié)器電路的至少一個數(shù)模轉換器和存儲器之間，用于在其存儲在存儲器中之前處理流數(shù)字數(shù)據。
30、根據權利要求29所述的系統(tǒng)，進一步包括第一選擇電路，所述第一選擇電路位于均值抽取器和存儲器之間，用于能夠選擇性地將從至少一個數(shù)模轉換器提供的流數(shù)字數(shù)據或均值抽取器的輸出提供給該存儲器。
31、根據權利要求29所述的系統(tǒng)，進一步包括第二選擇電路，所述第二選擇電路被耦合在存儲器和FIR濾波器之間，用于能夠選擇性地旁路IIR濾波器。
32、根據權利要求31所述的系統(tǒng)，進一步包括抽取FIR濾波器，所述抽取FIR濾波器被耦合在第一選擇電路和FIR濾波器之間。
33、根據權利要求32所述的系統(tǒng)，進一步包括第三選擇電路，所迷第三選擇電路被耦合在抽取FIR濾波器和FIR濾波器之間。
34、根據權利要求29所述的系統(tǒng)，其中FIR濾波器被構建為動態(tài)切換其系數(shù)。
35、根據權利要求33所述的系統(tǒng)，其中數(shù)字調節(jié)器電路在多種可選操作^t式下可操作。
36、根據權利要求35所述的系統(tǒng)，其中可選操作模式包括a. 0. 2到1. 2MHz的超低頻窄帶模式；b. 1. 7到2. 6MHz、 2. 8到4MHz和4. 4到6. 6MHz的超低頻窄帶模式;c. 0. 5到4MHz的低頻窄帶模式；d. 0到4MHz和8到12MHz的低頻窄帶模式;e. 1. 5到8. 5MHz的中頻帶才莫式；和f. 0. 2到20MHz、 2到21. 5MHz、 2到26MHz和8到25MHz的高頻寬帶模式。
37、一種用于掃描要被檢測的物體的超聲波探測系統(tǒng)，該系統(tǒng)包括發(fā)射和接收裝置，用于生成檢測信號并接收響應的回波信號；換能器，其將檢測信號轉換為超聲波信號，將超聲波信號施加到要被檢測的目標物體，接收超聲波回波信號，并產生用于發(fā)射和接收裝置的回波信號；信號處理電路，其與發(fā)射和接收裝置耦合以用于接收和處理回波信號，該信號處理電路包括至少一個數(shù)模轉換器，用于以采樣時鐘速率將回波信號的模擬版本轉換為包括流數(shù)字數(shù)據的數(shù)字回波信號；和數(shù)字調節(jié)器電路，包括存儲器，在其中流數(shù)據^皮接收；無限脈沖響應(IIR)濾波器，所述IIR濾波器處理來源于存儲器的數(shù)據，和有限脈沖響應(FIR)濾波器，所述FIR濾波器接收來源于IIR 濾波器的輸出并將帶通函數(shù)施加到接收的數(shù)據；和采樣速率調節(jié)器，其被插入在IIR濾波器和FIR濾波器之間，其調節(jié) 用于FIR濾波器的采樣速率。
38、根據權利要求37所述的系統(tǒng)，進一步包括輸出速率調節(jié)器，用于處理由FIR濾波器輸出的數(shù)據。
39、根據權利要求38所述的系統(tǒng)，進一步包括通過累加器和數(shù)據表操作的采樣速率調節(jié)參數(shù)，用于為采樣速率調節(jié)器產生相乘系數(shù)。
40、根據權利要求38所述的系統(tǒng)，其中釆樣速率調節(jié)器包括多個將從IIR濾波器獲得的數(shù)據相乘的乘法器，和接收乘法器輸出的求和器。
41、根據權利要求40所述的系統(tǒng)，其中乘法器包括第一、第二、第三和第四乘法器。
42、根據權利要求38所述的系統(tǒng)，進一步包括流控制邏輯，所述流控制邏輯協(xié)同采樣速率調節(jié)器工作并為采樣速率調節(jié)器指定流處理。
43、根據權利要求37所述的系統(tǒng)，其中正在FIR濾波器中處理的數(shù) 據點的數(shù)目超出從IIR濾波器獲得的數(shù)據點的數(shù)目預先確定的因子。
全文摘要
超聲波檢查系統(tǒng)利用具有4X內插的可調數(shù)字濾波器。系統(tǒng)被用于掃描要被檢測的物體，并包括發(fā)射/接收裝置，以生成檢測信號并接收回波信號。信號處理電路利用一個或更多數(shù)模轉換器來處理回波信號，以將回波信號的模擬版本轉換為被存儲在存儲器中的流數(shù)字數(shù)據形式的數(shù)字回波信號。數(shù)據被以第一數(shù)據速率存儲，并被以較慢的第二數(shù)據速率讀出。均值抽取器接收并處理來自存儲器的數(shù)據，并將其提供給IIR濾波器，并接下來提供給FIR濾波器，最終提供給矩形窗濾波器以對其影響處理，將感知的數(shù)據分辨率提高給定的因子，優(yōu)選地為因子4。
文檔編號A61B8/12GK101495043SQ200680047442
公開日2009年7月29日申請日期2006年9月22日優(yōu)先權日2005年10月14日
發(fā)明者A·托馬斯, J·圖米, S·貝斯塞申請人:奧林巴斯Ndt公司

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