專利名稱：Ccfl控制器的觸發(fā)和開路燈調整的制作方法
CCFL控制器的觸發(fā)和開路燈調整
要求優(yōu)先權
本申請基于35 U.S.C. § 119(e)要求2006年7月6日提交且題為"Striking and Open Lamp Regulation for CCFL Controller，,的美國臨時專利申請No. 60/806,714、 2006年10月4日提交且題為"Compensation for Supply Voltage Variations in a PWM"的美國臨時專利申請No. 60/849,211、以及2006年10 月4日提交且題為"PWMDuty Cycle Inverse Adjustment Circuit"的美國臨時 專利申請No. 60/849,254的優(yōu)先權，其中每一份申請的全部內容通過引用結 合于此。
背景技術：
發(fā)明領域
此發(fā)明涉及用于控制供給熒光燈功率的逆變控制器，更具體地涉及具 有可靠的燈啟輝和開路燈電壓調整(voltage regulation)的逆變控制器。
相關技術描述
需要光但用來產生光所需的功率有限的多種應用中都使用熒光燈。一 種特定類型的熒光燈是冷陰極熒光燈(CCFL) 。 CCFL用于通常用于筆記 本計算機、網絡瀏覽器、汽車和工業(yè)設備、以及娛樂系統(tǒng)中的液晶顯示器 (LCD)的背光或邊緣照明。這樣的熒光燈需要短時間段的高啟動電壓(數(shù) 量級為700-1,600伏左右)以使燈管里包含的氣體離子化以便啟輝。在CCFL 中的氣體離子化以及CCFL點亮之后，需要較低的電壓保持CCFL開啟。
CCFL管通常包含諸如氬氣、氙氣之類的氣體以及少量汞。在初始啟 輝階段和等離子體形成之后，電流流過燈管而導致紫外光的產生。紫外光
又照射涂敷在燈管內壁中的磷光材料，產生了可見光。
已知為逆變器的功率轉換電路一般用于驅動CCFL。逆變器接受直流
5(DC)輸入電壓并將交流(AC)輸出電壓提供給CCFL。通過控制流過 CCFL的電流(即燈電流)來控制CCFL的亮度(或光強)。例如，燈電流 可以是幅度調制或脈寬調制的，以控制CCFL的亮度。
一種類型的逆變器包括諧振電路。該逆變器包括使用功率金屬氧化物 半導體場效應晶體管(MOSFET)按照半橋式布局或全橋式布局的開關晶 體管來提供直流到交流的轉換。通過利用處于諧振頻率的驅動信號來開關 MOSFET以在逆變器輸出處提供最大功率。為了控制輸出電壓以及流過燈 的電流，逆變器可改變驅動信號的頻率使其向著諧振頻率或遠離諧振頻率。
發(fā)明內容
本發(fā)明的一個方面是逆變器，該逆變器具有順序地控制用于使燈啟輝 和調整開路燈電壓的至少 -個驅動信號的占空比掃描以及頻率掃描的閉環(huán) 反饋回路。在一個實施例中，閉環(huán)反饋回路包括檢測器電路、控制電壓發(fā) 生器以及兩個電壓轉換器。檢測器電路監(jiān)控逆變器的輸出電壓并指示逆變 器的輸出電壓何時大于預定閾值。當逆變器進入用來使燈啟輝的觸發(fā)模式 (strike mode)時控制電壓發(fā)生器產生能以預定速率從第一電平向第二電平 變化的控制電壓信號?？刂齐妷喊l(fā)生器耦合到檢測器電路的輸出，并且當 檢測器電路的輸出指示逆變器電壓大于預定閾值時，控制電壓信號停止以 預定速率變化。 一個電壓轉換器響應于控制電壓信號值的第一范圍產生第 一控制輸出，另一電壓轉換器響應于控制電壓信號值的第二范圍產生第二 控制輸出。在一個實施例中，控制電壓信號值的第一范圍與第二范圍不交 迭，以使在啟輝嘗試期間驅動信號的占空比掃描和頻率掃描不同時出現(xiàn)。 在另一實施例中，占空比掃描和頻率掃描部分地交迭。可終止占空比掃描 或頻率掃描以將逆變器的輸出電壓調整為期望開路燈電壓電平。另外，當 燈啟輝時(例如當燈傳導超過預定水平的電流時)或當在燈沒有啟輝的情 況下超時條件出現(xiàn)時，觸發(fā)模式終止。
在一個實施例中， 一種使燈(例如熒光燈)啟輝的方法包括順序地控 制脈寬調制(PWM)控制器中的占空比掃描和頻率掃描以將增大的輸出電 壓提供給燈。例如，該方法以 -種新穎的方式控制燈啟輝和開路燈電壓調整的兩個參數(shù)(占空比和頻率)。該方法允許在PWM控制器的觸發(fā)模式 期間的啟輝以及開路燈電壓調整方案的不停頓操作。
該方法在具有寬工作范圍變量(例如電池電壓、變壓器參數(shù)、燈特性、 印刷電路板寄生效應等)的應用中有利地提供可靠的燈啟輝和開路燈電壓 調整。在一個實施例中，燈耦合到變壓器的次級繞組。當次級繞組上的電 壓(例如次級電壓或燈電壓)足夠高時，燈就觸發(fā)。在一個實施例中，次 級電壓取決于三個參數(shù)耦合到變壓器初級繞組的信號(例如開關信號) 的占空比，開關信號的頻率，以及施加到初級繞組的電池電壓。
該方法還提供對開路燈電壓的精確(或改善的)調整(例如，當燈在 觸發(fā)模式期間失效時)。在一個實施例中，啟輝方案連同開路燈電壓調整 方案一起工作。例如，如果在觸發(fā)模式期間燈沒有出現(xiàn)或有缺陷，那么PWM 控制器就調整次級電壓以防止損壞次級繞組。開路燈電壓調整方案有利地 將次級電壓控制(或限制)在足以使燈啟輝的次級電壓窗口 (或范圍)內 而不損壞次級繞組。開路燈電壓調整方案減少了次級電壓中的過沖，并在 寬變量范圍上調整了次級電壓。例如，在一個實施例中開路燈峰值電壓調 整指定在5%以內。
在一個實施例中，在占空比和頻率在針對燈啟輝和開路燈電壓調整的 寬范圍上變化的筆記本或膝上型計算機背光應用中使用本發(fā)明。本發(fā)明還 可應用于為可視顯示使用背光的電視、汽車以及其它應用。本發(fā)明有利地 在穩(wěn)定的閉環(huán)反饋回路中控制占空比和頻率(例如，其中次級電壓中的過 沖最小)。在具有不同的燈、變壓器、印刷電路板布局、電池電壓等的應 用中，占空比控制和頻率控制的組合提供了靈活性，以在不會超過次級繞 組的最大額定值的情況下產生足以觸發(fā)燈的次級電壓。例如，本發(fā)明確保 觸發(fā)頻率不會太低或太高，對于相對低的電池電壓，占空比不會太低，或 對于相對高的電池電壓，占空比不會太高，或開路燈電壓不會超過次級電 壓額定值。
在一個實施例中，冷陰極熒光燈(CCFL)控制器連接到變壓器的初級 繞組，以控制對耦合到變壓器次級繞組的CCFL的功率。CCFL控制器控制 一組開關(例如通過交替地開和關半導體開關)以在初級繞組中產生具有由CCFL控制器確定的頻率和占空比的交流(AC)信號。在一個實施例中，
選擇變壓器的初級對次級匝數(shù)比以增大次級繞組上的電壓。次級繞組是高
Q值諧振電路的一部分，所述諧振電路包括連同電阻、電容器的該次級繞 組的寄生電感以及耦合到該次級繞組的其它寄生效應。
次級峰值電壓是燈啟輝和開路燈電壓調整所關心的參數(shù)。使CCFL啟 輝的次級電壓是相對高(例如1.5千伏)的。次級電壓取決于所施加的電池 電壓、占空比和頻率。因為次級繞組是具有陡峭邊緣(steep skirt)的高Q值 諧振電路(或次級儲能電路)的一部分，所以次級電壓可響應于頻率迅速 變化或占空比可在諧振頻率附近變化。因為不同的燈特性和印刷電路板寄 生效應，諧振頻率可顯著地變化。
在一個實施例中，使用方波開關信號(或驅動信號)來在初級繞組中 產生交流信號。方波開關信號由具有該方波開關信號的占空比確定的幅值 比的奇次諧波頻率組成。方波開關信號的各個脈沖中的能量被分配到這些 諧波頻率中。窄脈沖的方波開關信號導致具有相對較窄的高壓峰值的次級 電壓。較寬脈沖的方波開關信號導致具有相對較低峰值的較寬的、更正弦 形狀的次級電壓。當方波開關伯'號的占空比(或脈寬)進一步增大時，次 級電壓峰值的增大會逐漸減小。
在本發(fā)明的一個實施例中，控制器在觸發(fā)模式的第一階段期間改變驅 動信號的占空比，并在用來使CCFL啟輝的觸發(fā)模式的第二階段期間改變 驅動信號的頻率。如同所需地，調節(jié)占空比(例如，從最小到最大占空比)， 接著調節(jié)頻率(例如，從較低頻率到較高頻率)具有許多優(yōu)點。首先，閉 環(huán)回路調整(例如，開路燈電壓調整)是更容易控制和補償?shù)?，因為在?變(或掃描)占空比的初始階段不會改變閉環(huán)回路增益。其次，通過使較 低頻率處的次級電壓最大化——這通過在對頻率進行掃描之前將占空比掃 描到最大占空比來實現(xiàn)——，增加了回路穩(wěn)定性。當頻率向諧振頻率增大 時，閉環(huán)回路增益迅速地改變。在離開諧振頻率的較低頻率處，閉環(huán)回路 增益不會急劇地變化。因此，使低頻率處的次級電壓最大化提供回路穩(wěn)定 性，其可導致更穩(wěn)定的開路燈電壓調整。第三，先對占空比進行掃描在具 有相對高的電池電壓的應用中是有幫助的，其中相對低的占空比足以觸發(fā)CCFL，而相對高的占空比會引起次級電壓超過最大開路燈電壓的額定值。 第四，通過從最小到最大占空比對占空比進行掃描能防止變壓器飽和(其 中初級繞組表現(xiàn)為短路)。這種占空比掃描方法允許在到達變壓器飽和之
前使CCFL在相對較低占空比時安全地啟輝。變壓器飽和取決于電池電壓 和驅動信號脈寬的乘積。
在本發(fā)明另一實施例中，控制器在觸發(fā)模式的第一階段期間改變驅動 信號的頻率，并在用來使CCFL啟輝的觸發(fā)模式的第二階段期間改變驅動 信號的占空比。先對頻率掃描再對占空比掃描的順序同樣具有優(yōu)點。例如， 變壓器能夠在相對較高頻率下傳遞更多能量。在使用未有足夠安全系數(shù)的 變壓器的一些應用中，當變壓器工作在相對低頻率和高占空比時會飽和。 因此， 一種觸發(fā)順序首先在相對低占空比下從相對低頻率到相對高頻率對 驅動信號進行掃描，接著如同所需地，在相對高頻率下從相對低占空比到 相對高占空比對驅動信號進行掃描。從低但固定的占空比的驅動信號開始， 并且首先對驅動信號頻率的掃描是防止變壓器飽和的一種更安全的方法， 因為更高頻率的工作減小了飽和的危險，尤其是在其中沒有將占空比限制 為電池電壓的函數(shù)的前饋電路的應用中。
為了概括本發(fā)明，本文已描述了本發(fā)明的某些方面、優(yōu)點和新穎特征。 應當理解，根據本發(fā)明的任一特定實施例不一定會獲得所有這些優(yōu)點。因 此，可按照實現(xiàn)或優(yōu)化本文所示教的 -種優(yōu)點或一組優(yōu)點而不一定實現(xiàn)本 文所示教或建議的其它優(yōu)點的方式來具體化或實現(xiàn)本發(fā)明。
附圖簡述
圖1是根據本發(fā)明一個實施例用于對熒光燈供電的逆變器的框圖。 圖2是圖1所示的電壓轉換器的一個實施例的電路圖。 圖3示出來自逆變器的電路仿真的多種波形。 圖4說明示出開路燈電壓調整的多種波形。 圖5提供圖4所示波形的展寬圖。
詳細描述
9下文將參考附圖描述本發(fā)明數(shù)個實施例的進一步描述。圖1示出用于 對燈(例如CCFL) 100供電的逆變器的一個實施例的電路框圖。該逆變器
包括不停頓地控制燈100的啟輝并在逆變器的觸發(fā)模式期間提供開路燈電
壓調整的閉環(huán)反饋回路。在一個實施例中，閉環(huán)反饋回路包括電壓檢測器
電路102、控制電壓發(fā)生器104、第一電壓轉換器106、以及第二電壓轉換 器108。
例如，電壓檢測器電路102接收指示輸出電壓(或燈100上的電壓) 的第一反饋信號(VSNS)，并產生指示何時輸出電壓大于對應于第一基準 電壓(VREF1)的預定電壓電平的輸出?？刂齐妷喊l(fā)生器104產生能以第 一預定速率變化(例如從第一電平到第二電平)的控制電壓(VC)，直到 電壓檢測器電路102的輸出指示燈上的電壓大于預定電壓電平(例如當 VSNS大于VREF1時)。電壓檢測器電路102使控制電壓發(fā)生器104停止 以第一預定速率變化，并響應于第一反饋信號調節(jié)控制電壓以將逆變器的 輸出電壓調整到約預定電壓電平。例如，當?shù)谝环答佇盘柍^第一基準電 壓時，可通過按第二預定速率減小來調節(jié)控制電壓(例如電容器120通過 電阻144的部分放電)。因此，如果在觸發(fā)模式期間燈100沒有出現(xiàn)，那 么輸出電壓被調整為約預定電壓電平以防止損壞逆變器組件(例如高電壓 變壓器)。
向第一電壓轉換器106和第二電壓轉換器108提供控制電壓。第一電 壓轉換器106響應于控制電壓的第一范圍產生確定觸發(fā)模式期間的驅動信 號占空比的第一控制輸出。第V.電壓轉換器108響應于控制電壓的第二范 圍產生確定觸發(fā)模式期間的驅動信號頻率的第二控制輸出。例如，在觸發(fā) 模式期間選擇性地將第一控制輸出和第二控制輸出提供給PWM電路110 以產生用于控制供給燈100的功率的PWM信號。在一個實施例中，PWM 電路IIO實現(xiàn)于具有電壓檢測器電路102、控制電壓發(fā)生器104、第一電壓 轉換器106、以及第二電壓轉換器108的普通控制器集成電路154中。
在一個實施例中，將PWM信號提供給橋式驅動器112以產生用于控 制開關網絡114中相應的半導體開關的多個驅動信號。開關網絡114將交 流極性的電源電壓(例如基本直流源電壓或VBAT)耦合在變壓器116的初級繞組上以在變壓器116的次級繞組上產生基本交流電壓。燈100耦合 到變壓器116的次級繞組。
在圖1所示的實施例中，開關網絡114被示為包括四個晶體管Ml、 M2、 M3、 M5的全橋式開關網絡。其它開關網絡布局(例如半橋式，推挽 式等)也是可能的。在一個實施例中，變壓器116的次級繞組通過諧振電 感器150和直流阻擋電容152耦合到燈100。諧振電感器150可以是與次級 繞組伴生的漏電感而不是獨立組件。諧振電感器150是次級諧振電路的一 部分，該次級諧振電路還包括電阻、電容器、以及耦合到次級繞組以建立 諧振頻率的其它寄生效應(未示出)。
在一個應用中，控制電壓(VC)在觸發(fā)模式的開始具有零伏的初始狀 態(tài)，且以預定速率增大至預設值(例如，VDD或電源電壓)?？赏ㄟ^使用 不同的電路布局的許多方法產生控制電壓，而圖1示出一種產生控制電壓 的方法。例如，峰值檢測器晶體管(或NMOS晶體管MO) 118開始時截止， 而電容器(CO) 120通過上拉電阻(pull-up resistor)122充電以在電容器120 上以RC指數(shù)變化率產生控制電壓。
控制電壓被提供給第一和第二電壓轉換器106、 108的輸入端子(或輸 入端口)。在一個實施例中，電壓轉換器106、 108具有有限的和不交迭的 輸入范圍。例如，第一電壓轉換器(或電壓轉換器#1) 106具有第一有限輸 入范圍(例如0-l伏)，而第二電壓轉換器(或電壓轉換器#2) 108具有第 二有限輸入范圍(例如l-2伏)。當控制電壓在相應的有限輸入范圍內時， 各個電壓轉換器的輸出改變。
圖2是電壓轉換器-個實施例的示意圖。在第一電阻(Rl) 200上產 生基準電壓。例如，對于第一電壓轉換器106，基準電壓約為0.5伏?？蛇x 擇此基準電壓和第二電阻(R2) 202的值以確定(或限制)電壓轉換器的 輸入范圍。將來自圖1的控制電壓(VC)提供給輸入端口 (V輸入)。通 過各自的PMOS源跟隨器(M6和M7) 215、 212使基準電壓和控制電壓電 平移動。在第二電阻(R2) 202 l:可以看出輸入端口處的輸入電壓(V輸 入)與基準電壓之間的差分電壓(VDIFF)。將由第二電阻(R2) 202傳導 的電流增加到由晶體管M2 204傳導的電流中或從中減去。晶體管M2 204
11傳導從包括晶體管M4 214的帶隙電路得到的電流基準。包括晶體管M9、 M8、 M5以及M0的電流鏡像電路208對電流基準和由第二電阻(R2) 202 傳導的電流的總和取鏡像，以在輸出電阻(RO) 206上產生輸出電壓(V 輸出)。電流鏡像增益和輸出電阻(RO) 206可用來測量和偏移第一電阻 200上的輸入電壓和基準電壓之間的差分電壓。電壓轉換器的輸出部分的具 體細節(jié)取決于將耦合到輸出電壓的電路。
在圖1所示實施例中，在觸發(fā)模式期間選擇性地將來自第一電壓轉換 器106和第二電壓轉換器108的輸出提供給PWM電路110的第一和第二 輸入端子。在一個實施例中，PWM電路110包括振蕩器124、 PWM比較 器126以及可選的前饋電路128?？蛇x的前饋電路128——如果存在的 話——耦合在PWM電路110的第一輸入端子和PWM比較器126的第一輸 入端子之間。PWM電路110的第一輸入端子處的電壓確定PWM比較器126 的輸出端子——其也是PWM電路IIO的輸出端子——處PWM信號的脈寬
(或占空比)。振蕩器124為PWM比較器126的第二輸入端子產生鋸齒 波形。鋸齒波形的頻率由PWM電路110的第二輸入端子處的電壓確定。
在穩(wěn)定狀態(tài)工作期間(或運行模式期間)，選擇性地將基本固定的基 準電壓(VREF3)提供給PWM電路110的第二輸入端子以為逆變器建立 基本穩(wěn)恒的工作頻率。在運行模式期間，將PWM電路110的第一輸入端 子選擇性地耦合到包括誤差放大器130的電流反饋回路。例如，電流反饋 回路感測由燈100傳導的電流，并產生指示燈電流水平的電流反饋信號
(ISNS)。在一個實施例中，電流反饋信號是在與燈100串聯(lián)耦合的感測 電阻132上產生的電壓。電容器134可選地與感測電阻132并聯(lián)耦合而用 于濾波。將電流反饋信號提供給全波整流器136以為誤差放大器130的第 一輸入端子產生基本直流信號。將指示期望燈電流幅度的電壓(VREF2) 提供給誤差放大器130的第二輸入端子。在一個實施例中，誤差放大器130 是跨導放大器，而電容器(Cl) 138耦合到誤差放大器130的輸出端子以 在運行模式期間為PWM電路110的第一輸入端子產生誤差電壓。誤差電 壓用來調節(jié)PWM電路IIO的輸出處的PWM信號的脈寬(或占空比)以在 運行模式期間實現(xiàn)期望的燈電流幅度。在一個實施例中，第一電壓轉換器106被配置成將0-1伏輸入電壓轉
換成在由振蕩器124產生的鋸齒波形的谷值和峰值內的輸出電壓。例如， 鋸齒波形可具有3伏的峰一峰電壓以及1伏的谷值(或偏移)電壓。將第 一電壓轉換器106的輸出電壓作為基準電壓提供給PWM比較器126的第 一輸入端子。當PWM比較器126的第一輸入端子處的基準電壓改變時， PWM比較器126的輸出端子處的信號的占空比改變(例如沒有顯著不連續(xù) 性的掃描或改變)。在圖1所示實施例中，在第一電壓轉換器106的輸出 和PWM比較器126的第一輸入端子之間示出了可選的前饋電路128。如下 文進一步所描述地，可選的前饋電路128可響應于電源電壓變化對PWM比 較器126的輸出端子處的信號的占空比作出另外的調節(jié)。
在一個實施例中，第二電壓轉換器108被配置成將來自控制電壓(VC) 的1-2伏輸入電壓轉換成用來從起始頻率(例如，常規(guī)燈運行頻率)到數(shù) 倍(例如兩倍)于起始頻率對振蕩器124的頻率進行掃描的輸出電壓。其 它頻率掃描范圍也是可能的。因為控制電壓從零伏開始斜升(ramps)，而第 一電壓轉換器106的輸入范圍小f第二電壓轉換器108的輸入范圍，所以 第一電壓轉換器106的輸出電壓將在第二電壓轉換器108的輸出電壓之前 變化(或掃描)。
在上述實施例中，選擇電壓轉換器106、 108的輸入范圍以使PWM比 較器126的輸出首先在起始頻率處在占空比中掃描，接著在預定(或最大) 占空比處在頻率中掃描。優(yōu)選地，占空比和頻率掃描不相關且不會同時相 互影響。在一個實施例中，預定占空比受到將占空比與所施加的電池電壓 相聯(lián)系的前饋電路的限制。例如，前饋電路調節(jié)占空比以補償所施加電池 電壓的變化。在2006年10月4日提交且題為"Compensation for Supply Voltage Variations in a PWM"的共同擁有的美國臨時專利申請第60/849,211 號以及2006年10月4 H提交且題為"PWM Duty Cycle Inverse Adjustment Circuit"的美國臨時專利申請第60/849,254號中公開了 一些前饋電路的細 節(jié)，其中這些公開通過引用整體結合于此。
在其它實施例中，選擇(或限制)電壓轉換器106、 108的輸入范圍以 使頻率掃描出現(xiàn)在占空比掃描之前。例如，如上參考圖2所述，可改變電壓轉換器106、 108的輸入電壓范圍，且上面討論的輸入電壓范圍可在電壓 轉換器106、 108之間顛倒，以使頻率掃描首先出現(xiàn)。在利用相對低電池電 壓(例如約7伏)觸發(fā)燈100的情況中，頻率掃描更有效，而在利用相對 高電池電壓(例如約20伏)觸發(fā)燈100的情況中，占空比掃描更有效。在 又一實施例中，電壓轉換器106、 108的輸入電壓范圍交迭以在占空比掃描 與頻率掃描之間提供交迭。
圖3示出一仿真，其中示出在10伏電池電壓情況下的應用中，控制電 壓300、次級或燈電壓302以及開關信號304與時間的關系。例如，當控制 電壓300從約零伏斜升至約2伏時，燈電壓302和開關信號304的占空比 首先掃描，然后在最大占空比時對它們的頻率掃描。從占空比掃描到頻率 掃描的改變用線狀注釋"A"來標記。在標準應用中，當燈電壓302高到足以 觸發(fā)燈或超過對應于圖1中的VREF1的預定開路燈電壓時，控制電壓300 停止斜升而且掃描停止。在圖3中所示的仿真中，允許控制電壓繼續(xù)斜升 以示出連續(xù)掃描如何影響燈電壓302。例如，由于開關信號304的占空比增 大，燈電壓302開始隨時間增大直到由線A標記的時間。之后，因為開關 信號304的頻率增大，燈電壓302繼續(xù)隨時間增大直到頻率超過與次級諧 振儲能電路伴生的諧振頻率。當頻率增大到超過諧振頻率時，燈電壓302 開始減小，因為當頻率離開諧振頻率移動時，次級諧振儲能電路的電壓增 益減小。
參考圖1，在觸發(fā)模式期間用來調整開路燈電壓的電壓檢測器電路102 的一個實施例包括全波整流器140、比較器142、晶體管MO (例如NMOS) 118以及電阻RO 144。包括電容器C6 146和電容器C11 "8的電容器分壓 器電路用來監(jiān)控變壓器次級電壓，并產生要提供給全波整流器140的輸入 端子的感測電壓(例如第一反饋信號或VSNS)。比較器142將全波整流器 140的輸出與基準VREF1進行比較。如果全波整流器140的輸出(例如輸 出峰值電壓)超過基準VREF1 (諸如在開路燈情況期間)，則比較器將使 晶體管MO 118導通以調節(jié)控制電壓以使變壓器次級電壓保持(或被調整) 在預定開路燈電壓電平(或幅度)。因此，晶體管M0 118、電容器C0 120、 電阻RO 144以及上拉電阻122構成峰值檢測器電路。在一個實施例中，選擇電阻器R0 144和上拉電阻122之比以使電容器C0 120具有較快的放電 速率和較慢的充電速率。
因為電壓檢測器電路102的輸出耦合到調整啟輝的控制電壓，所以形 成了閉環(huán)反饋回路。閉環(huán)反饋回路通過調節(jié)控制電壓來調整變壓器次級電 壓，直到全波整流器140的輸出約等于基準電壓VREF1。圖4示出示為波 形502的作為時間函數(shù)的變壓器次級電壓(或開路燈電壓，例如變壓器116 的次級繞組上的電壓)，與示為波形504的作為時間函數(shù)的控制電壓，以 及示為波形500的作為時間函數(shù)的對幵關網絡114中的半導體開關所施加 的驅動信號之一之間的關系的一個示例。圖5更具體地示出確認開路燈電 壓的優(yōu)異調整的圖4的一部分。例如，在約時間T1時，變壓器次級電壓達 到預定電平而控制電壓電平關閉(或停止增大)以將變壓器次級電壓約保 持在預定電平。
在一個實施例中，兩個單刀雙擲(SPDT)開關用來在圖1的觸發(fā)模式 和運行模式之間切換(或選擇)。例如，可檢測燈100的啟輝來從觸發(fā)模 式切換到運行模式。在一個實施例中，通過監(jiān)控何時電流反饋信號(ISNS) 超過閾值確定啟輝。在圖1所示實施例中，可將全波整流器136的輸出與 閾值電壓VREF2或獨立電壓基準比較以確定燈IOO的啟輝。當認為燈100 點亮時，SPDT開關切換并閉鎖至運行模式位置。在運行模式位置中，振蕩 器124耦合到將振蕩器頻率設置為運行模式頻率(例如，初始或最低觸發(fā) 模式頻率)的基準電壓VREF3?？蛇x的前饋電路128的輸入耦合到一旦當 燈IOO點亮時調整燈電流幅度的誤差放大器130的輸出。
雖然已經描述了本發(fā)明的某些實施例，但這些實施例僅作為示例給出， 而不是為了限制本發(fā)明的范圍。實際上，本文所描述的新穎方法和系統(tǒng)可 具體化為多種其它形式，而且可在本文所描述的方法和系統(tǒng)的形式中作出 多種省略、替換以及改變而不背離本發(fā)明的精神。所附權利要求及其等價 物旨在覆蓋作為落入本發(fā)明范圍和精神的這些形式或修改。
權利要求
1. 一種用于使燈啟輝的逆變器，包括配置成在所述逆變器的觸發(fā)模式期間產生以第一預定速率從第一電平向第二電平變化的控制電壓信號的控制電壓發(fā)生器，配置成接收所述控制電壓信號和響應于所述控制電壓信號值的第一范圍產生第一控制輸出的第一電壓轉換器，其中所述第一控制輸出控制所述逆變器驅動信號的占空比；以及配置成接收所述控制電壓信號和響應于所述控制電壓信號值的第二范圍產生第二控制輸出的第二電壓轉換器，其中所述第二控制輸出控制所述逆變器的驅動信號頻率，而且所述控制電壓信號值的第二范圍的至少一部分與所述控制電壓信號值的第一范圍不交迭，從而有順序地控制所述逆變器驅動信號的占空比掃描和頻率掃描。
2. 如權利要求1所述的逆變器，其特征在于，還包括配置成監(jiān)控所述逆 變器的輸出電壓以及產生指示何時所述逆變器的輸出電壓大于預定閾值的輸 出的檢測器電路，其中當所述檢測器電路的輸出指示所述逆變器的輸出電壓大 于所述預定閾值時，所述控制電壓信號停止以所述第一預定速率變化。
3. 如權利要求2所述的逆變器，其特征在于，當所述燈在所述逆變器的 輸出電壓到達所述預定閾值之前沒有啟輝時，所述檢測器電路調節(jié)所述控制電 壓信號以保持所述逆變器的輸出電壓約為預定閾值。
4. 如權利要求2所述的逆變器，其特征在于，所述控制電壓發(fā)生器包括 在電壓源上串聯(lián)耦合的電阻器和電容器，在所述電容器上產生所述控制電壓信 號，而且當所述逆變器的輸出電壓大于所述預定閾值時，所述檢測器電路以第 二預定速率使所述電容器放電。
5. 如權利要求1所述的逆變器，其特征在于，所述驅動信號在第一啟輝 階段期間從相對低占空比向相對高占空比掃描，而在第二啟輝階段期間從相對 低頻率向相對高頻率掃描，所述第二啟輝階段緊隨所述第一啟輝階段。
6. 如權利要求1所述的逆變器，其特征在于，所述驅動信號在第一啟輝 階段期間從相對低頻率向相對高頻率掃描，而在第二啟輝階段期間從相對低占空比向相對高占空比掃描，所述第二啟輝階段緊隨所述第一啟輝階段。
7. 如權利要求1所述的逆變器，其特征在于，還包括具有第一輸入和第二輸入的脈寬調制電路，其中所述第一控制輸出在所述 逆變器的觸發(fā)模式期間選擇性地耦合到所述第一輸入，而所述脈寬調制電路的 輸出用來產生所述驅動信號；以及配置成產生第二輸入的斜坡信號的振蕩器電路，其中所述第二控制輸出在 所述逆變器的觸發(fā)模式期間選擇性地耦合到所述振蕩器電路的輸入。
8. 如權利要求7所述的逆變器，其特征在于，還包括耦合在所述第一控 制輸出和所述脈寬調制電路的第 -輸入之間的前饋電路，其中所述前饋電路改 變所述脈寬調制電路的第一輸入處的電壓以補償電源電壓變動。
9. 如權利要求7所述的逆變器，其特征在于，還包括監(jiān)控燈電流的誤差 放大器，其中將所述誤差放大器的輸出選擇性地提供到所述脈寬調制電路的第 一輸入，而在所述逆變器的運行模式期間將基本固定的電壓選擇性地提供到所 述振蕩器電路的輸入。
10. 如權利要求9所述的逆變器，其特征在于，由所述燈電流確定在所述逆變器的觸發(fā)模式和運行模式之間的選擇。
11. 一種用于使燈啟輝的方法，包括產生控制電壓，其中所述控制電壓具有用于控制驅動信號占空比的第一值 范圍和用于控制所述驅動信號頻率的第二值范圍，其中所述驅動信號控制供給 所述燈的功率；以及使所述控制電壓從第一電平向第二電平變化以順序地控制所述驅動信號 的占空比掃描和頻率掃描以將增大的輸出電壓提供給所述燈。
12. 如權利要求11所述的方法，其特征在于，還包括當電流反饋信號指示所述燈已啟輝時或當所述燈上的輸出電壓到達預定 閾值時，終止所述占空比掃描或所述頻率掃描；以及利用指示所述燈上的輸出電壓的電壓反饋信號調節(jié)所述控制電壓，以在所 述燈上的輸出電壓已到達所述預定閾值之后，將所述燈上的輸出電壓保持成約 為所述預定閾值。
13. 如權利要求11所述的方法，其特征在于，所述控制電壓的第一值范3圍與第二值范圍不交迭。
14. 如權利要求11所述的方法，其特征在于，在所述驅動信號的頻率掃 描之前出現(xiàn)所述占空比掃描。
15. 如權利要求11所述的方法，其特征在于，在所述驅動信號的占空比 掃描之前出現(xiàn)所述頻率掃描。
16. 如權利要求11所述的方法，其特征在于，所述驅動信號的占空比在 初始啟輝階段期間從相對低水平向相對高水平變化，而所述驅動信號的頻率在 隨后的啟輝階段期間從相對低頻率向相對高頻率變化。
17. —種逆變器電路，包括用于產生從第一電平向第二電平變化的控制信號的裝置； 用于使用所述控制信號來順序地進行驅動信號的占空比掃描和頻率掃描以將增大的輸出電壓提供給負載的裝置；以及用于當所述輸出電壓的反饋信號大于第一閾值時或當所述負載傳導高于第二閾值的電流時終止所述占空比掃描或所述頻率掃描的裝置。
18. 如權利要求17所述的逆變器電路，其特征在于，還包括用于當所述 輸出電壓反饋信號大于所述第一閾值時響應于所述輸出電壓反饋信號調節(jié)所 述控制信號以調整對所述負載的輸出電壓的裝置。
19. 如權利要求17所述的逆變器電路，其特征在于，所述占空比掃描在 所述頻率掃描之前。
20. 如權利要求17所述的逆變器電路，其特征在于，所述頻率掃描在所 述占空比掃描之前。
全文摘要
用于在逆變器的觸發(fā)模式期間使燈啟輝的一種裝置和方法包括順序地控制逆變器中驅動信號的占空比掃描和頻率掃描以將增大的輸出電壓提供給燈。一個實施例有優(yōu)勢地包括用來實現(xiàn)占空比掃描和頻率掃描的閉環(huán)反饋回路以使在觸發(fā)模式期間可靠地調整開路燈電壓。例如，當對燈的輸出電壓達到預定閾值時閉環(huán)反饋回路使占空比掃描或頻率掃描停止，并且如果燈未啟輝則按需調節(jié)驅動信號的占空比或頻率以將輸出電壓保持成約為預定閾值。
文檔編號H05B41/392GK101502184SQ200780029404
公開日2009年8月5日 申請日期2007年7月5日 優(yōu)先權日2006年7月6日
發(fā)明者D·K·蘭柯比, G·C·亨利 申請人:美高森美公司