多路寬帶接收信號(hào)射頻采樣下的時(shí)延調(diào)整方法
【技術(shù)領(lǐng)域】
[0001]本發(fā)明涉及相控陣數(shù)字多波束形成與深空天線組陣系統(tǒng)中多路寬帶接收信號(hào)在射頻采樣下的時(shí)延調(diào)整方法。
【背景技術(shù)】
[0002]在通常的相控陣數(shù)字多波束形成系統(tǒng)中，天線陣元接收衛(wèi)星或飛行器所發(fā)射的信號(hào)為窄帶信號(hào)；系統(tǒng)中進(jìn)行接收波束形成時(shí)采用的天線陣元數(shù)量少，整個(gè)陣列分布的空間尺度也較小，接收信號(hào)到達(dá)各個(gè)陣元的時(shí)延差異不大。這種情況下，歸一化時(shí)延差(時(shí)延差除以基帶符號(hào)周期)較小，因此由時(shí)延差引起的各路窄帶信號(hào)中基帶波形差異可以忽略，各陣元接收信號(hào)的差異主要體現(xiàn)在載波相位上。所以大部分相控陣接收多波束形成算法可以只基于接收信號(hào)的載波相位進(jìn)行校正合成。但是在大規(guī)模寬帶數(shù)字相控陣多波束形成系統(tǒng)中，不僅合成信號(hào)的帶寬較大，而且整個(gè)陣列的空間尺度較大，陣元數(shù)目可以多達(dá)幾萬(wàn)個(gè)。衛(wèi)星或飛行器發(fā)射的寬帶信號(hào)到達(dá)陣元的時(shí)延差較大，不僅影響各給陣元接收信號(hào)載波相位差，而且由于歸一化時(shí)延差較大導(dǎo)致時(shí)延差對(duì)寬帶信號(hào)基帶波形影響不能忽略。此時(shí)如果僅對(duì)將接收信號(hào)的載波相位進(jìn)行校正而不對(duì)齊各路信號(hào)基帶波形是無(wú)法精確實(shí)現(xiàn)接收信號(hào)波束形成。此外從節(jié)約系統(tǒng)資源角度考慮，基帶信號(hào)部分的采樣率不會(huì)很高。如果只在基帶部分進(jìn)行時(shí)延調(diào)整，時(shí)間分辨率不夠，需要設(shè)計(jì)相應(yīng)的高精度基帶波形對(duì)齊方式。
[0003]在寬帶天線組陣系統(tǒng)中同樣存在多路寬帶信號(hào)基帶波形大范圍與高精度時(shí)延差調(diào)整問(wèn)題。寬帶天線組陣系統(tǒng)中各個(gè)天線獨(dú)立部署于不同的位置處，如平方公里陣就是多達(dá)幾十個(gè)拋物面天線獨(dú)立安裝在一平方公里的地面上，天線間距離多達(dá)千米以上。衛(wèi)星或飛行器信號(hào)到達(dá)各天線的時(shí)延差要比相控陣系統(tǒng)大得多。天線組陣信號(hào)處理技術(shù)需要實(shí)現(xiàn)多路基帶信號(hào)波形時(shí)間對(duì)齊，才能提高多天線接收的寬帶信號(hào)在合成后的信號(hào)信噪比。因此，大范圍與高精度時(shí)延調(diào)整是相控陣數(shù)字多波束形成系統(tǒng)和天線組陣系統(tǒng)要完成寬帶信號(hào)接收波形合成的關(guān)鍵技術(shù)手段。
[0004]目前針對(duì)相控陣數(shù)字多波束形成系統(tǒng)和寬帶天線組陣系統(tǒng)中的寬帶信號(hào)時(shí)延對(duì)齊問(wèn)題，一種途徑是使用分?jǐn)?shù)時(shí)延的Farrow濾器。分?jǐn)?shù)時(shí)延Farrow濾器是基于重采樣理論的內(nèi)插濾波器，需要在現(xiàn)場(chǎng)可編程陣列FPGA器件中使用若干個(gè)乘法器及一些邏輯單元來(lái)實(shí)現(xiàn)。在大規(guī)模相控陣系統(tǒng)和天線組陣系統(tǒng)中，由于陣元數(shù)目和天線數(shù)目的增多，使用Farrow內(nèi)插濾波器需要大量的FPGA乘法器資源。目前雖然隨著集成電路的工藝技術(shù)進(jìn)步，F(xiàn)PGA器件集成度越來(lái)越高，但乘法器資源也是有限的，而且乘法器在運(yùn)算中消耗功率也比較大。
[0005]射頻采樣是軟件無(wú)線電的一項(xiàng)核心技術(shù)。隨著模數(shù)轉(zhuǎn)換(ADC)器件的發(fā)展，作為ADC的主要指標(biāo)的采樣率越來(lái)越高。目前ADC器件的采樣率已經(jīng)可以達(dá)到每秒上千兆樣點(diǎn)(kMsps)甚至每秒幾十吉樣點(diǎn)(Gsps)。隨著ADC采樣率的提高，一方面可以適應(yīng)越來(lái)越的信號(hào)帶寬，另一方面使得射頻采樣得以實(shí)現(xiàn)。在射頻采樣技術(shù)出現(xiàn)以前，衛(wèi)星信號(hào)的接收通常需要經(jīng)過(guò)信道鏈路的多次變頻，將衛(wèi)星射頻信號(hào)變頻至合適的中頻，然后使用低采樣率的ADC進(jìn)行低通或帶通采樣。信道鏈路多次變頻需要使用復(fù)雜的模擬信號(hào)處理電路，如模擬混頻電路、模擬濾波電路、模擬增益補(bǔ)償電路等。這些模擬信號(hào)處理電路不僅在復(fù)雜性和穩(wěn)定性方面上對(duì)系統(tǒng)提出了較高要求，而且電路成本在系統(tǒng)成本中占大部分比重。

【發(fā)明內(nèi)容】

[0006]本發(fā)明目的是針對(duì)上述大規(guī)模寬帶數(shù)字相控陣多波束形成和大規(guī)模寬帶天線組陣系統(tǒng)存在不足之處，提供一種結(jié)構(gòu)簡(jiǎn)單，資源耗費(fèi)少，節(jié)約電路運(yùn)行功耗，無(wú)需使用FPGA中寶貴乘法器資源就可以解決大時(shí)延條件下寬帶信號(hào)基帶波形的高精度時(shí)間對(duì)齊問(wèn)題，基于射頻采樣的高精度和大范圍時(shí)延調(diào)整方法。
[0007]本發(fā)明的上述目的可以通過(guò)以下措施來(lái)達(dá)到，一種多路寬帶接收信號(hào)時(shí)延的調(diào)整方法，其特征在于包括如下步驟:在寬帶信號(hào)射頻采樣時(shí)延電路中，將來(lái)自天線的射頻輸入信號(hào)和射頻采樣時(shí)鐘的時(shí)延差分解為粗細(xì)兩級(jí)，分別對(duì)數(shù)字下變頻后的基帶信號(hào)與模數(shù)轉(zhuǎn)換AD采樣信號(hào)實(shí)施粗細(xì)時(shí)延差調(diào)整；先將來(lái)自天線或陣元1、陣元2的射頻輸入信號(hào)X1 (t) ,X2 (t)和射頻采樣時(shí)鐘Clk_R通過(guò)模數(shù)轉(zhuǎn)換器ADC進(jìn)行模數(shù)轉(zhuǎn)換，再把輸出的射頻采樣信號(hào)X1 (η) Nχ2(η)送入現(xiàn)場(chǎng)可編程陣列FPGA中的串并行轉(zhuǎn)換ISerdes模塊，兩個(gè)ISerdes模塊分別將射頻采樣率為&的高速率串行的射頻采樣信號(hào)X Jn)和X2(η)轉(zhuǎn)換成D路并行的基帶采樣率為fs= f r/D的低速率數(shù)字信號(hào)χ1ρ (η)、χ2ρ (η);設(shè)置在FPGA中的精時(shí)延調(diào)整模塊采用三級(jí)并行緩沖寄存器，使用基帶采樣率為fs的時(shí)鐘Clk_div依次對(duì)上述D路并行數(shù)字信號(hào)延遲，從三級(jí)并行緩沖寄存器中輸出按fR速率采樣得到的信號(hào)序列的3*D個(gè)數(shù)據(jù)；在兩路3*D個(gè)數(shù)據(jù)中分別選擇第MpM2A數(shù)據(jù)，按順序?qū)Φ退俾蕯?shù)字信號(hào)X 1ρ (η)、χ2ρ (η)進(jìn)行精時(shí)延，得到相對(duì)于Xip (η)、χ2ρ(η)分別延遲了 Mp M2個(gè)射頻采樣時(shí)鐘周期T R= 1/f R的D路并行數(shù)據(jù)ylp(n)、y2p(n);再用兩個(gè)多相下變頻濾波抽取模塊分別對(duì)輸入的D路并行數(shù)據(jù)ylp(n)、y2p(n)進(jìn)行多相濾波求和，將兩路并行數(shù)據(jù)變?yōu)榛鶐Р蓸勇蕿閒s的數(shù)字信號(hào)Z1OihZ2 (η);最后通過(guò)兩個(gè)粗時(shí)延調(diào)整模塊分別對(duì)Z1OihZ2 (η)延時(shí)NpN/h基帶采樣時(shí)鐘周期Ts，輸出第一、第二天線或陣元經(jīng)過(guò)延時(shí)調(diào)整后的信號(hào)S1 (η)和&(11);時(shí)延估計(jì)模塊對(duì)輸入的S1 (n) ,S2 (η)進(jìn)行信號(hào)相關(guān)，求出的天線或陣元I和2之間的時(shí)延差τ，經(jīng)時(shí)延分解模塊分解成控制兩個(gè)粗時(shí)延調(diào)整模塊調(diào)整粗時(shí)延周期Ts的個(gè)數(shù)N n N2,以及控制精時(shí)延調(diào)整模塊調(diào)整精時(shí)延周期Tr的個(gè)數(shù)M 1、M2，通過(guò)調(diào)整補(bǔ)償上述多個(gè)天線或陣元接收的寬帶信號(hào)的時(shí)延差，使多路寬帶接收信號(hào)基帶波形在時(shí)域?qū)R；經(jīng)過(guò)精時(shí)延、粗時(shí)延調(diào)整后的信號(hào)S1 (n)、S2 (η)送后繼信號(hào)處理模塊繼續(xù)處理，其中，D、M0M2, Nn N2為自然數(shù)。
[0008]本發(fā)明相比于現(xiàn)有技術(shù)具有如下有益效果。
[0009]本發(fā)明將來(lái)自天線的射頻輸入信號(hào)的時(shí)延差分解為粗細(xì)兩級(jí)，分別對(duì)數(shù)字下變頻后的基帶信號(hào)與AD采樣信號(hào)實(shí)施粗細(xì)時(shí)延差調(diào)整。無(wú)需使用FPGA中寶貴的乘法器資源就可以解決大時(shí)延條件下寬帶信號(hào)基帶波形的高精度時(shí)間對(duì)齊問(wèn)題，從而實(shí)現(xiàn)寬帶接收信號(hào)波束形成與合成。
[0010]本發(fā)明采用采樣率高達(dá)上Gsps的ADC器件射頻采樣，充分利用射頻采樣的高時(shí)間分辨率對(duì)模擬信號(hào)采樣的時(shí)間分辨率達(dá)納秒(ns)甚至更高量級(jí)，可以實(shí)現(xiàn)高精度的時(shí)延調(diào)整。
[0011]本發(fā)明將時(shí)延差分解為粗細(xì)兩級(jí)，分別對(duì)數(shù)字下變頻后的基帶信號(hào)與AD采樣信號(hào)實(shí)施粗細(xì)時(shí)延差調(diào)整，達(dá)到了納秒級(jí)時(shí)延調(diào)整精度及微秒級(jí)時(shí)延調(diào)整范圍。通過(guò)粗時(shí)延調(diào)整模塊和細(xì)時(shí)延調(diào)整模塊對(duì)多路寬帶接收信號(hào)時(shí)延進(jìn)行調(diào)整，補(bǔ)償多個(gè)接收相控陣陣元或天線上信號(hào)時(shí)延差，使多路寬帶接收信號(hào)基帶波形時(shí)域?qū)R，提高了多陣元與多天線寬帶信號(hào)合成后的信噪比。
[0012]本發(fā)明采用兩路ISerdes模塊分別將ADC輸入采樣率為fR的高速率串行數(shù)字信號(hào)轉(zhuǎn)換成D路并行采樣率為匕的低速率數(shù)字信號(hào)X lp(n) ,x2p (η);并行低速率數(shù)字信號(hào)仍然保留了高的時(shí)間分辨率，通過(guò)簡(jiǎn)單的并行信號(hào)緩沖和抽頭選擇，實(shí)現(xiàn)了射頻采樣周期量級(jí)的精時(shí)延調(diào)整，并結(jié)合在低采樣率下的緩沖時(shí)延實(shí)現(xiàn)信號(hào)的大時(shí)延調(diào)整。
[0013]本發(fā)明采用三級(jí)并行緩沖寄存器，使用基帶采樣率為fs時(shí)鐘依次將D路并行數(shù)字信號(hào)延遲，從三級(jí)輸出的3*D個(gè)數(shù)據(jù)中按fR速率采樣得到的信號(hào)序列；使用FPGA中的延時(shí)控制選擇模塊從三級(jí)輸出的3*D個(gè)數(shù)據(jù)中選擇D個(gè)數(shù)據(jù)對(duì)