專利名稱：殘留邊帶信號接收器的通帶均衡器的制作方法
本申請要求1998年5月18日提出的美國臨時申請60/085,864的權(quán)益，在本申請中，美國臨時申請60/085,864作為參考資料。
本發(fā)明涉及殘留邊帶(VSB)信號接收器，更具體地說，本發(fā)明涉及供這種VSB信號接收器使用的通帶均衡電路。
背景技術(shù)：
在地面廣播信道中，由于信道頻率響應(yīng)特性會偏離理想的信道特性，即偏離等幅及線性相位(固定延遲)的響應(yīng)特性，因而，傳輸信號要遭受時間頻散。因此，為了最佳地解調(diào)地面廣播信號，接收機系統(tǒng)中需要一個均衡器，通過使用自適應(yīng)濾波技術(shù)來對非理想的信道特性進行補償。通過校正接收信號的幅度和相位，均衡器可將接收信號的符號間干擾(ISI)減小到最低限度，從而提高信號的檢測精度。
在使用8-VSB格式數(shù)據(jù)的傳統(tǒng)高清晰度電視(HDTV)接收機中，均衡過程是在基帶完成的，即“實際”均衡是在載波恢復(fù)和定時恢復(fù)進行之后完成的。為了幫助均衡過程的進行，數(shù)據(jù)中含有一個數(shù)據(jù)型場同步信號(DFS)，DFS信號每24.2毫秒在數(shù)據(jù)中重現(xiàn)。這個DFS信號含有一個已知的被用作訓(xùn)練(training)模式的偽隨機比特序列，以幫助均衡器在啟動期間及在信道改變之后獲得初調(diào)(initial set)的濾波抽頭設(shè)置。在系統(tǒng)利用訓(xùn)練數(shù)據(jù)啟動之后，位于數(shù)據(jù)“眼(eye)”圖內(nèi)的“眼”相當(dāng)開放，而且符號抽樣也非常精確。
一旦啟動過程完成，均衡器即轉(zhuǎn)換到判定指導(dǎo)模式，然后，該均衡器可以跟蹤在信道響應(yīng)特性方面的緩慢變化。實際上，信道響應(yīng)特性的突然改變(通常由用戶改變信道所致)能夠明顯改變所接收的VSB信號的特性，從而使正在判定指導(dǎo)模式下工作的均衡器失效。當(dāng)信道響應(yīng)特性突然改變時，因為均衡器并沒有對當(dāng)前的信道響應(yīng)進行補償，即均衡器的濾波抽頭設(shè)置還是針對此前所選擇的信道而確定的，因此，均衡器將使所接收的信號出現(xiàn)失真。這樣，接收器開始做出錯誤的符號判定，要求均衡器轉(zhuǎn)回到訓(xùn)練模式，以獲得正確同步。但是，要在訓(xùn)練模式下獲得正確同步，則均衡器必須等到獲得后面幾個DFS位組(bit set)，這是因為對于新選擇的信道而言，均衡器需要多個DFS來實現(xiàn)正確的均衡。即使在僅需要一個DFS位組來實現(xiàn)同步的最佳情況下，也要等待至少24.2毫秒。
因此，對于通帶均衡電路來說，存在著這樣一種要求，這就是不依靠DFS來進行初始均衡，以致于均衡器重新建立均衡的速度能夠明顯地提高。
發(fā)明概述本發(fā)明的通帶均衡器能夠克服現(xiàn)有技術(shù)的各種缺點，這種通帶均衡器在不使用訓(xùn)練序列的情況下對殘留邊帶(VSB)信號進行盲(blind)均衡。所述的通帶均衡器含有一個前饋均衡器(FFE)和一個判定反饋均衡器(DFE)。判定反饋均衡器使用一個針對I信號的濾波器和一個針對Q信號的濾波器來分別處理同相位(I)和正交相位(Q)的信號，而并沒有使用針對I信號和Q信號交叉分量的濾波器。這樣，判定反饋均衡器(DFE)所含有的乘法器和加法器的數(shù)量，大約是現(xiàn)有技術(shù)的判定反饋均衡器(DFE)中的一半。
判定反饋均衡器或前饋均衡器中所使用的均衡濾波器，既可以是T-間隔濾波器，也可以是2T-間隔濾波器，這里，T代表的是一個符號的持續(xù)時間。所有的濾波器并不需要是同一類型的濾波器。例如，T-間隔濾波器可以用于前饋均衡器，2T-間隔濾波器可以用于判定反饋均衡器，反之亦然。2T-間隔濾波器使用比T-間隔濾波器中數(shù)量要少一半的乘法器，即可進行適當(dāng)?shù)臑V波。出于大大提高適應(yīng)性方面的考慮，可以將濾波器配置為既可以選擇以T-間隔模式工作，又可以選擇以2T-間隔模式工作。這樣，單個濾波器就能夠可選擇地作為一個實數(shù)(real)T-間隔濾波器、一個復(fù)數(shù)(complex)2T-間隔濾波器或一個長度僅為實數(shù)T-間隔濾波器一半的復(fù)數(shù)T-間隔濾波器。
為了確定實現(xiàn)均衡濾波的抽頭加權(quán)，本發(fā)明使用了一種盲均衡算法，以便在不使用訓(xùn)練序列的情況下能夠?qū)崿F(xiàn)均衡。這種盲均衡算法采用著名的Sato算法，以使前饋均衡器及判定反饋均衡器中濾波器的系數(shù)(抽頭加權(quán))適于對接收信號進行恰當(dāng)?shù)臑V波。
本發(fā)明的通帶均衡器使用T-間隔濾波器、2T-間隔濾波器或兩種濾波器的組合，這種通帶均衡器可用于數(shù)字式電視信號接收機中，例如用于高清晰度電視(HDTV)接收機中。本發(fā)明的通帶均衡器進行均衡工作所需要的乘法器和加法器的數(shù)量大大減少。這樣，與使用傳統(tǒng)基帶均衡器的數(shù)字式電視接收機相比，大大降低了使用本發(fā)明的接收器的復(fù)雜性和成本。另外，本發(fā)明的通帶均衡器采用盲均衡，并且不依靠訓(xùn)練序列來確定濾波器的抽頭加權(quán)。
附圖的簡要說明下面結(jié)合附圖詳細說明本發(fā)明，從下面的說明中可以很容易地理解發(fā)明，附圖中

圖1是含有本發(fā)明的一種VSB接收器的高等級(high level)方框圖；圖2表示本發(fā)明的一種通帶均衡器；圖3是本發(fā)明的一種T/2T-間隔均衡濾波器的方框圖；
圖4是方框圖，表示一種構(gòu)成復(fù)數(shù)濾波器形式的T/2T-間隔均衡濾波器的濾波部分；圖5是方框圖，表示一種構(gòu)成實數(shù)濾波器形式的T/2T-間隔均衡濾波器的濾波部分；圖6表示VSB信號的頻譜以及圖3中2T-間隔均衡濾波器的通帶；圖7表示本發(fā)明的第二實施例的通帶均衡器。
為了便于閱讀理解，盡可能地用參考標號來表示各部分，所有附圖中，相同的部分用同樣的參考標號來表示。
詳細說明圖1是含有本發(fā)明的一種VSB接收器100的高等級(highlevel)方框圖，這種類型的殘留邊帶(VSB)信號接收機100用來接收高清晰度電視(HDTV)信號。VSB接收機100有一個輸入端口102，這個輸入端口102通常與天線和/或電纜系統(tǒng)相連，天線和/或電纜系統(tǒng)把一組VSB信號提供給接收機100。接收機100從可獲得的VSB信號中選擇一個VSB信號，解調(diào)所選擇的VSB信號，以獲得其中所包含的數(shù)據(jù)，處理這些數(shù)據(jù)，以恢復(fù)視頻及音頻信號，用來顯示給觀眾。
接收機100含有調(diào)諧器104、模擬—數(shù)字轉(zhuǎn)換器106、振蕩器108、導(dǎo)頻(pilot)恢復(fù)電路110、定時恢復(fù)電路112、奈奎斯特(Nyquist)濾波器114、通帶均衡器116及解碼器118。調(diào)諧器104通常是一種模擬電路，該模擬電路從提供給輸入端口102的眾多信道中選擇一個信道(一個VSB信號)。所選擇的VSB信號輸入到模擬—數(shù)字轉(zhuǎn)換器106，利用自由振蕩器108以兩倍或更高倍的符號率(例如4倍的符號率)對所選擇的VSB信號進行抽樣。數(shù)字抽樣輸入到導(dǎo)頻恢復(fù)電路110，導(dǎo)頻恢復(fù)電路110將接收機100的頻率鎖定到VSB信號內(nèi)的導(dǎo)頻音(pilot tone)。頻率鎖定過程產(chǎn)生一個在DC位置具有導(dǎo)頻音的復(fù)數(shù)通帶信號。然后，頻率鎖定信號輸入到定時恢復(fù)電路112，定時恢復(fù)電路112利用接收信號內(nèi)的已知同步比特進行符號同步。來自模擬—數(shù)字轉(zhuǎn)換器106的數(shù)字信號被頻率鎖定且符號同步之后，輸入到奈奎斯特濾波器114，奈奎斯特濾波器114產(chǎn)生一個具有希望的奈奎斯特波譜形狀和最大信噪比的輸出信號。通常，奈奎斯特濾波器114含有一個重新定時電路，它以符號率(或以兩倍符號率，然后十中抽一)對濾波器輸入信號重新抽樣；以及一對濾波器，用來從重新抽樣的VSB信號中獲取同相位(I)信號和正交相位(Q)信號。例如，奈奎斯特濾波器114可以含有一個設(shè)計成以通帶頻率工作的復(fù)數(shù)橫向多抽頭(例如，64抽頭)有限沖擊響應(yīng)(FIR)濾波器。奈奎斯特濾波器114的輸出是一個含有I信號和Q信號的復(fù)數(shù)信號，每個I信號和Q信號均有與符號率相同的數(shù)據(jù)率。通帶均衡器116進行信號均衡、載波恢復(fù)及符號限幅(即均衡器部分含有一個載波恢復(fù)電路和符號限幅器)，以便均衡器116的輸出是從VSB信號中恢復(fù)的數(shù)據(jù)。這個數(shù)據(jù)輸入到解碼器118，以產(chǎn)生由VSB信號傳輸?shù)囊纛l及視頻信息。
圖2是具體方框圖，表示圖1中所示的通帶均衡器116的第一實施例。均衡器116含有的兩個主要部件是復(fù)數(shù)前饋均衡器(FFE)200和判定反饋均衡器(DFE)218。200和218通常都是“T-間隔”均衡器。間隔指的是在均衡濾波器中使用的濾波器的抽頭之間的間隔，T指的是符號周期，這樣，濾波器內(nèi)每個濾波抽頭的間隔，就是一個符號時間間隔(T)。判定反饋均衡器218、前饋均衡器200和混合器202在通帶工作，而限幅器208和載波恢復(fù)電路206則在基帶工作。
更具體地講，通帶均衡器116中含有前饋均衡器(FFE)200、混合器202、第一旋轉(zhuǎn)器204、載波恢復(fù)電路206、量化器208、減法器226、第二旋轉(zhuǎn)器210、復(fù)數(shù)共軛電路214、第三旋轉(zhuǎn)器212、復(fù)數(shù)信號到I和Q的轉(zhuǎn)換器216、判定反饋電路(DFE)218以及I和Q到復(fù)數(shù)的轉(zhuǎn)換器224。奈奎斯特濾波器的輸入信號(復(fù)數(shù)信號)輸入到前饋均衡器200。前饋均衡器200的輸出輸入到混合器202，與判定反饋均衡器218的輸出相加。混合器202的輸出輸入到第一旋轉(zhuǎn)器204，第一旋轉(zhuǎn)器204將通帶信號轉(zhuǎn)變?yōu)榛鶐盘?，然后，基帶信號輸入到量化?08(也稱為限幅器)和載波恢復(fù)電路206的輸入端，也就是說，第一旋轉(zhuǎn)器204將數(shù)據(jù)調(diào)整到I信道。載波恢復(fù)電路206根據(jù)量化器208所做出的判定，跟蹤載波信號的相位。量化器誤差由減法器226產(chǎn)生，減法器226從量化的符號中減去輸入到量化器208的信號符號，產(chǎn)生一個誤差信號，該誤差信號經(jīng)第二旋轉(zhuǎn)器210進行再旋轉(zhuǎn)，即，再旋轉(zhuǎn)誤差與輸入信號具有相同的相位。再旋轉(zhuǎn)誤差信號(通帶誤差信號)用來控制前饋均衡器(FFE)和判定反饋電路(DFE)的濾波加權(quán)，以實現(xiàn)均衡功能。
均衡器以3種模式工作(1)盲均衡模式；(2)判定指導(dǎo)模式；以及(3)判定反饋模式。在盲均衡模式下，限幅器208僅用來計算由減法器226產(chǎn)生的誤差信號。載波恢復(fù)電路206設(shè)有旁路，以便混合器202的輸出端直接與復(fù)數(shù)信號到I和Q的轉(zhuǎn)換器216的輸入端相連接。均衡器利用Sato算法進行更新，以便對前饋均衡器200和判定反饋均衡器218的狀態(tài)進行初始化。
更具體地講，為了在盲均衡模式下產(chǎn)生誤差信號，多級VSB信號被分解為其級性信號和比例信號，以獲得參考信號。誤差信號的確定公式為ek＝ak-t*sgn(ak)ek是第k個符號誤差，ak是第k個接收到的VSB信號，t是由隨機輸入信號的第二矩量(moment)除以隨機輸入信號的第一矩量(moment)所得到的比例系數(shù)。然后，誤差信號用于最小均方算法(Sato)，以更新濾波器的抽頭加權(quán)系數(shù)。
在判定指導(dǎo)模式下，位于數(shù)據(jù)“眼”圖內(nèi)的“眼”部分打開，而且限幅器改變到8電平限幅器。載波恢復(fù)電路206依然設(shè)有旁路。均衡器現(xiàn)在利用由公式e[k]＝a[k]-Q(a[k])確定的誤差信號進行更新，其中，Q(*)代表限幅器輸出，其數(shù)值為8個電平中的一個，這由最近的輸入電平所選定。
在判定反饋模式下，“眼”是打開的，但有噪聲。載波恢復(fù)電路206和8電平限幅器啟動，以便復(fù)數(shù)信號到I和Q的轉(zhuǎn)換器216的輸入是限幅器208的判定輸出。判定反饋的作用將進一步優(yōu)化均衡器的系數(shù)，以減小符號間干擾(ISI)和構(gòu)象(constellation)中的噪聲。
一旦盲均衡完成，并且判定反饋均衡模式啟動，則利用載波恢復(fù)電路206產(chǎn)生的恢復(fù)載波對誤差信號進行再旋轉(zhuǎn)。恢復(fù)載波被供給旋轉(zhuǎn)器204、210和212。但是，在恢復(fù)載波供給旋轉(zhuǎn)器212和210之前，載波信號首先被輸入到復(fù)數(shù)共軛電路214，以產(chǎn)生共軛的載波信號。在均衡器116的輸出端產(chǎn)生量化的數(shù)據(jù)信號。
為了保證均衡，利用恢復(fù)載波在旋轉(zhuǎn)器212上對量化的輸出進行旋轉(zhuǎn)。所旋轉(zhuǎn)的信號在DC的中央具有導(dǎo)頻音，以便旋轉(zhuǎn)信號含有大部分正的信號分量和小部分殘留的負分量。然后，旋轉(zhuǎn)器212產(chǎn)生的旋轉(zhuǎn)信號供給復(fù)數(shù)信號到I和Q的轉(zhuǎn)換器216，復(fù)數(shù)信號到I和Q的轉(zhuǎn)換器216將復(fù)數(shù)信號轉(zhuǎn)換為一對信號，這對信號代表VSB信號的同相位(I)分量和正交相位(Q)分量。I和Q分量信號中的每一個信號分別輸入給有限沖擊響應(yīng)(FIR)實數(shù)濾波器220和222。需要注意的是，判定反饋均衡器僅使用了兩個實數(shù)濾波器。這種設(shè)置與現(xiàn)有技術(shù)不同，在現(xiàn)有技術(shù)中，通常將四個濾波器用于通帶判定反饋均衡電路。這樣，本發(fā)明大大減少了通帶判定反饋均衡電路中所使用的部件的數(shù)量。FIR濾波器通常有一系列抽頭和加權(quán)值，加權(quán)值是利用乘法器210的通帶控制信號來自適應(yīng)確定。濾波單元的間隔是一個符號持續(xù)時間，即間隔為T-間隔。濾波器220和222中的每一個濾波器的輸出被供給I和Q到復(fù)數(shù)的轉(zhuǎn)換器224，經(jīng)I和Q到復(fù)數(shù)的轉(zhuǎn)換器224再次產(chǎn)生代表各均衡信號的復(fù)數(shù)信號。這個復(fù)數(shù)信號輸入到混合器202。
雖然前面的描述將均衡濾波器220和222說作是傳統(tǒng)的T-間隔FIR濾波器，但是，最佳實施例則使用2T-間隔濾波器，至少在DFE 218中是如此，而且如果希望的話，在FFE 200中也能夠使用2T-間隔濾波器。圖3表示本發(fā)明的一種T/2T-間隔可選濾波器(例如濾波器220)的實施例。這種T/2T-間隔均衡濾波器220包括一組串聯(lián)的濾波單元3001、3002、…300n(總稱為元件300)，每個濾波單元都有一個加權(quán)輸出端與混合器302相連接。加權(quán)值Wn或是復(fù)數(shù)或是實數(shù)，這取決于所采用的濾波器結(jié)構(gòu)。加權(quán)值由抽頭加權(quán)控制器308響應(yīng)實數(shù)/復(fù)數(shù)選擇信號及旋轉(zhuǎn)器210的反饋信號來產(chǎn)生。混合器302的輸出構(gòu)成濾波器的輸出。選擇信號傳輸?shù)矫總€濾波單元，以使濾波器可以從下述三種工作模式中選擇一種工作模式(1)2T-間隔復(fù)數(shù)濾波器；(2)T-間隔實數(shù)濾波器；以及(3)T-間隔復(fù)數(shù)濾波器，但其長度為2T-間隔復(fù)數(shù)濾波器的一半。當(dāng)然，當(dāng)濾波器在復(fù)數(shù)模式下工作時，復(fù)數(shù)加權(quán)值由抽頭加權(quán)控制器308產(chǎn)生；當(dāng)濾波器在實數(shù)模式下工作時，產(chǎn)生的是實數(shù)加權(quán)值。
圖4是一個濾波單元(例如濾波單元3001)的方框圖，該濾波單元用于復(fù)數(shù)濾波器。為了構(gòu)成一個多抽頭的復(fù)數(shù)濾波器，濾波元件300中的每個濾波單元都采用相同的構(gòu)形。為了便于對濾波抽頭進行復(fù)數(shù)加權(quán)，使用四個乘法器404、406、408和410(這些乘法器合并構(gòu)成一個復(fù)數(shù)乘法器)來將復(fù)數(shù)輸入信號與I和Q(復(fù)數(shù))加權(quán)值(wl和wq)相乘，產(chǎn)生加權(quán)數(shù)據(jù)信號，這些加權(quán)數(shù)據(jù)信號在加法器412和414中進行相加(注意加法器414有一個反向輸入端(構(gòu)成一個減法器)，以便當(dāng)兩個虛數(shù)分量在乘法器410中彼此相乘時補償負值)。另外，濾波元件300還含有一對符號周期(T)時間延遲單元400A和402A，位于I數(shù)據(jù)通道之中；以及一對相同的延遲單元400B和402B，位于Q數(shù)據(jù)通道中。延遲單元400A和402A(400B和402B)串聯(lián)連接，其中一個單元設(shè)有一個通過開關(guān)416A(416B)的旁路。這樣，延遲單元400A(400B)中的一個就能夠被旁路，從而將濾波器從2T-間隔模式轉(zhuǎn)變到T-間隔模式。這樣的旁路將濾波器縮短了一半。濾波器輸出信號yl和yq傳輸?shù)綀D3所示的混合器302，而延遲數(shù)據(jù)信號dl’和dq’傳輸?shù)较乱粋€濾波元件300。
圖5為濾波元件300的方框圖，其構(gòu)成為T-間隔實數(shù)濾波器，四個乘法器404、406、408和410成對設(shè)置。第一對乘法器404和408連接到第一延遲單元400A和400B的輸出端，而第二對乘法器406和410則連接到第二延遲單元402A和402B。每個乘法器將延遲數(shù)據(jù)值與實數(shù)加權(quán)值(w)相乘，以便濾波元件300構(gòu)成一對T-間隔實數(shù)濾波元件。乘法器404和406的輸出在加法器414中進行相加。相似的是，乘法器408和410的輸出在加法器412中進行相加。輸出信號yl和yq傳輸?shù)交旌掀?02，而延遲數(shù)據(jù)信號dl’和dq’傳輸?shù)较乱粋€濾波元件300。
圖6表示一種512抽頭2T-間隔實數(shù)濾波器的通帶頻譜以及通帶VSB信號的頻譜成分，其抽樣是以符號率1/T進行的，并且在DC位置有導(dǎo)頻音。這種2T-間隔實數(shù)濾波器具有頻率周期響應(yīng)特性，周期為1/2T，而且關(guān)于DC對稱。因為這種濾波器的響應(yīng)是1/2T周期性的，因此，均衡器能夠?qū)ο迬?bandlimited)到1/2T的任何信號進行良好的補償。由于濾波器的滾降(rolloff)，因而，通帶VSB信號的帶寬稍稍大于1/2T。因為VSB信號的能量幾乎限定(constrained)到1/2T帶寬上，因此，相對于T-間隔均衡器，2T-間隔均衡器實際上能夠提供非常好的補償。
2T-間隔均衡器的其它實施例，涉及使用2T-間隔復(fù)數(shù)均衡器和/或相對于DC有著不同中心的VSB通帶頻譜。
濾波器的長度可以選擇，提高了均衡器工作和使用的適用性。例如，在許多情況下，T-間隔濾波器的濾波性能優(yōu)于2T-間隔濾波器。但是，寄生和回波的消除需要較長的時間跨度(即較長的濾波器)來對信號進行精確的濾波。這樣，就這些情況而言，2T-間隔濾波器的性能要優(yōu)于T-間隔濾波器。為了使均衡器能夠處理各種信號狀態(tài)，應(yīng)當(dāng)優(yōu)先選擇T/2T-間隔可變換型濾波器。在另一個實施例中，通過在濾波單元內(nèi)設(shè)置乘法器的連接來構(gòu)成T間隔或2T間隔濾波器。
圖7是詳細的方框圖，表示本發(fā)明的第二實施例的通帶均衡器700。在這個實施例中，DFE 702被進一步改進，以便僅對I通道數(shù)據(jù)進行均衡，從而降低了DFE 702中濾波器704和706的復(fù)雜性。第二實施例中的許多元件與前面第一實施例中的元件基本上是類似的，從而，同樣的元件使用了圖2中所用的相同的參考標號，而且在這里，也就不再對這些同樣的元件進行說明。
第二實施例中的DFE 702含有一對自適應(yīng)濾波器704和706，它們與復(fù)數(shù)信號到I和Q的轉(zhuǎn)換器216的I和Q端口相連接。復(fù)數(shù)信號到I和Q的轉(zhuǎn)換器216所產(chǎn)生的Q信息并不被自適應(yīng)濾波來產(chǎn)生濾波Q信號。為了補償通過濾波器704和706的延遲，延遲單元710的延遲長度與通過濾波器704和706的延遲長度相同，而且在Q數(shù)據(jù)通道中使用了混合器708。延遲的Q分量和自適應(yīng)濾波的I分量分別傳輸給I和Q到復(fù)數(shù)的轉(zhuǎn)換器224的I和Q輸入端子，以產(chǎn)生用來傳輸給混合器202的自適應(yīng)濾波復(fù)數(shù)信號。同前面所述的一樣，濾波器704和706既能夠是T-間隔濾波器也能夠是2T-間隔濾波器。
在本實施例中，同前面所描述過的本實施例一樣，并沒有使用在正交通帶均衡器中常見的兩個交叉連接的對于Q信道的濾波器，因此，本發(fā)明簡化了均衡器的結(jié)構(gòu)，使其在硬件方面更易于實現(xiàn)，即僅用兩個濾波器取代了四個濾波器。另外，交叉連接的I信道濾波器也可以用作前面所述的T間隔濾波器或2T間隔濾波器。
雖然這里詳細展示和描述了實現(xiàn)本發(fā)明的各種實施例，但是，本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員根據(jù)這些教導(dǎo)，能夠容易地設(shè)計出其它各種不同的實施例。
權(quán)利要求
1.一種通帶均衡器(116)，含有判定反饋均衡器(218)，它分別提供復(fù)數(shù)信號的同相位分量和正交相位分量，所述的判定反饋均衡器(218)含有用來濾波同相位(I)分量的第一自適應(yīng)濾波器(220)和用來濾波正交相位(Q)分量的第二自適應(yīng)濾波器(222)，并且不對復(fù)數(shù)信號的交叉分量進行濾波。
2.權(quán)利要求1所述的通帶均衡器(116)，其中，第一或第二自適應(yīng)濾波器(220、222)為復(fù)數(shù)2T間隔濾波器。
3.權(quán)利要求2所述的通帶均衡器(116)，其中，復(fù)數(shù)2T間隔濾波器(220、222)進一步包括一組復(fù)數(shù)乘法器(404、406、408、410)，每個復(fù)數(shù)乘法器靠延遲長度為2T的時間延遲單元(400、402)彼此分開，其中，T為復(fù)數(shù)信號內(nèi)符號的符號周期，每個復(fù)數(shù)乘法器將延遲輸入信號與加權(quán)值相乘，以產(chǎn)生加權(quán)信號；以及混合器(302)，用于將加權(quán)值相加，以產(chǎn)生均衡信號。
4.權(quán)利要求3所述的通帶均衡器(116)，其中，時間延遲單元(400、402)含有第一延遲單元(400)和第二延遲單元(402)，而且2T間隔復(fù)數(shù)均衡器(218)還含有開關(guān)(416)，用來通過旁路接通第一延遲單元(400)，以將2T間隔復(fù)數(shù)濾波器變?yōu)門間隔復(fù)數(shù)濾波器。
5.權(quán)利要求3所述的通帶均衡器(116)，其中，加權(quán)值通過盲均衡算法而產(chǎn)生的。
6.一種自適應(yīng)濾波器(220)，用于對符號持續(xù)時間為T的殘留邊帶(VSB)信號進行濾波，該濾波器含有一組復(fù)數(shù)乘法器(404、406、408、410)，每個復(fù)數(shù)乘法器靠延遲長度為2T的時間延遲單元(400、402)彼此分開，其中，T為復(fù)數(shù)信號內(nèi)符號的符號周期，每個復(fù)數(shù)乘法器將延遲輸入信號與加權(quán)值相乘，以產(chǎn)生加權(quán)信號；以及混合器(302)，用于加入加權(quán)值，以產(chǎn)生均衡信號。
7.權(quán)利要求6所述的自適應(yīng)濾波器(220)，其中，時間延遲單元(400、402)含有第一延遲單元(400)和第二延遲單元(402)，而且自適應(yīng)濾波器(220)還包括開關(guān)(416)，用來通過旁路接通第一延遲單元(400)，以便將2T間隔濾波器變?yōu)門間隔濾波器。
8.權(quán)利要求6所述的自適應(yīng)濾波器(220)，其中，每個復(fù)數(shù)乘法器含有四個實數(shù)乘法器(404、406、408、410)，這些乘法器有選擇地設(shè)置，通過將第一對實數(shù)乘法器(404、408)和第一時間延遲單元(400)相連、將第二對實數(shù)乘法器(406、408)和第二時間延遲單元(402)相連，而構(gòu)成一個T間隔實數(shù)濾波器。
9.數(shù)字式電視接收機(100)，含有調(diào)諧器(104)，用于從眾多可獲得的數(shù)字電視信號中選擇數(shù)字電視信號；模擬—數(shù)字轉(zhuǎn)換器(106)，用于使所選擇的數(shù)字電視信號數(shù)字化，以產(chǎn)生數(shù)字信號；導(dǎo)頻恢復(fù)電路(110)，用于從數(shù)字信號中恢復(fù)導(dǎo)頻音；定時恢復(fù)電路(112)，用于從數(shù)字信號中獲取符號定時；奈奎斯特濾波器(114)，用于從數(shù)字信號中獲取復(fù)數(shù)信號；通帶均衡器(116)，用于對復(fù)數(shù)信號進行自適應(yīng)濾波，其中，所述的通帶均衡器(116)含有前饋均衡器(200)；以及判定反饋均衡器(702)，它分別提供復(fù)數(shù)信號的同相位分量和正交相位分量，所述的判定反饋均衡器(218)含有第一自適應(yīng)濾波器(704)，用來濾波同相位(I)的分量；第二自適應(yīng)濾波器(706)，用來濾波正交相位(Q)的分量；混合器(708)，用于將濾波器的Q分量和濾波過的I分量組合起來；以及延遲單元(710)，用于將Q分量延遲，使其延遲長度與通過濾波器(704、706)和混合器(708)的延遲長度相同。
10.權(quán)利要求9所述的數(shù)字電視接收機，其中，第一或第二自適應(yīng)濾波器(704、708)為2T-間隔的濾波器。
全文摘要
一種通帶均衡器,它不使用訓(xùn)練序列即可對復(fù)數(shù)信號(例如,VSB殘留邊帶信號)進行盲均衡。這種通帶均衡器含有一個判定反饋均衡器(DFE),該判定反饋均衡器使用一個針對I信號的濾波器和一個針對Q信號的濾波器來分別處理同相位(I)信號和正交相位(Q)信號,而并沒有使用針對I信號及Q信號交叉分量的濾波器。這樣,這種判定反饋均衡器所含有的乘法器和加法器的數(shù)量,大約是現(xiàn)有技術(shù)的判定反饋均衡器中的一半。
文檔編號H04L7/027GK1333974SQ99806307
公開日2002年1月30日 申請日期1999年5月18日 優(yōu)先權(quán)日1998年5月18日
發(fā)明者穆罕默德·V·泰齊貝, 蘭德爾·B·珀洛 申請人:薩爾諾夫公司, 摩托羅拉公司