專利名稱：Pcm傳輸數(shù)據(jù)信號的預(yù)編碼裝置及方法
本申請是美國專利申請，序列號No.08/747840(申請日1996年11月13日)的部分繼續(xù)申請，該專利申請作為參考整體包含于此。
本發(fā)明涉及脈碼調(diào)制(PCM)傳輸數(shù)據(jù)信號的預(yù)編碼裝置及方法。
常規(guī)的調(diào)制解調(diào)器，例如V.34調(diào)制解調(diào)器，把公用交換電話網(wǎng)絡(luò)(PSTN)看作純粹的模擬信道，即使在該網(wǎng)絡(luò)的絕大部分中，信號被數(shù)字化。相反，脈碼調(diào)制(PCM)調(diào)制解調(diào)器利用了網(wǎng)絡(luò)的絕大部分是數(shù)字的，并且通常中心位置調(diào)制解調(diào)器，例如因特網(wǎng)服務(wù)提供商和在線服務(wù)的那些調(diào)制解調(diào)器，通過數(shù)字連接(例如，在美國為T1，在歐洲為E1)與PSTN相連的事實。第一代PCM調(diào)制解調(diào)器只以PCM方式順流傳輸數(shù)據(jù)(即，從中心位置數(shù)字調(diào)制解調(diào)器傳向最終用戶模擬調(diào)制解調(diào)器)，并以模擬方式，例如V.34方式逆流傳輸數(shù)據(jù)(即，從最終用戶調(diào)制解調(diào)器傳向中心位置調(diào)制解調(diào)器)。未來的PCM調(diào)制解調(diào)器將也以PCM方式逆流傳輸數(shù)據(jù)。
在PCM順流傳輸?shù)那闆r下，中心位置調(diào)制解調(diào)器通過數(shù)字網(wǎng)絡(luò)傳輸對應(yīng)于不同的中心局編譯碼器輸出電平的8位數(shù)字字(八位字節(jié))。在最終用戶的中心局，八位字節(jié)被轉(zhuǎn)換為通過模擬回路傳輸?shù)哪M電平。隨后，最終用戶的調(diào)制解調(diào)器把看作脈碼調(diào)幅(PAM)信號的模擬電平轉(zhuǎn)換成相等的數(shù)字電平。相等的數(shù)字電平被理想地回映成最初傳輸?shù)陌宋蛔止?jié)及這些八位字節(jié)代表的數(shù)據(jù)。
在PCM逆流傳輸?shù)那闆r下，最終用戶PCM調(diào)制解調(diào)器通過模擬回路傳輸對應(yīng)于要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的模擬電平。模擬電平被模擬回路的信道特征改變，改變后的電平被量化，以便由最終用戶的中心局中的編譯碼器形成八位字節(jié)。編譯碼器通過數(shù)字網(wǎng)絡(luò)把八位字節(jié)傳輸給PCM中心位置調(diào)制解調(diào)器。PCM中心位置調(diào)制解調(diào)器根據(jù)八位字節(jié)確定傳輸?shù)碾娖?，并根?jù)電平，確定恢復(fù)最終用戶PCM調(diào)制解調(diào)器傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
逆流PCM傳輸存在的問題是最終用戶PCM調(diào)制解調(diào)器傳輸?shù)碾娖奖荒M回路改變。由于這些改變后的電平是被量化，從而由編譯碼器形成八位字節(jié)的電平，而不是實際傳輸?shù)碾娖剑虼酥行奈恢谜{(diào)制解調(diào)器難以根據(jù)八位字節(jié)，準(zhǔn)確地確定最終用戶PCM調(diào)制解調(diào)器傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。模擬回路中存在信道空值，由最終用戶的中心局中的八位字節(jié)引入的量化噪聲，以及順流PCM回波使該困難更加復(fù)雜，使得中心位置PCM調(diào)制解調(diào)器更難以準(zhǔn)確地恢復(fù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。
于是，需要一種PCM傳輸數(shù)據(jù)信號的預(yù)編碼裝置和方法，以便最終用戶PCM調(diào)制解調(diào)器傳輸?shù)哪M電平在最終用戶中心局中的編譯碼器的輸入端準(zhǔn)確地產(chǎn)生預(yù)定的模擬電平(構(gòu)像點)，該模擬電平(構(gòu)像點)對應(yīng)于由最終用戶PCM調(diào)制解調(diào)器傳輸?shù)臄?shù)據(jù)。此外，需要一種PCM傳輸數(shù)據(jù)信號的預(yù)編碼裝置，系統(tǒng)和方法，該預(yù)編碼裝置，系統(tǒng)和方法限制了傳輸功率，并且消除了由模擬回路引入的信道零訊號，及由最終用戶的中心局中的編譯碼器引入的量化噪聲。


圖1是典型的電話公司中心局的簡化方框圖；圖2是圖1的μ規(guī)則-線性轉(zhuǎn)換器輸出的yk信號的頻譜和圖1的低通濾波器的波譜形狀的曲線圖；圖3是兩個頻譜的一部分的曲線圖，每個頻譜均在DC處具有空值，其中一個頻譜在DC處急劇降低為零，另一個頻譜較為平緩地下降；圖4表示了μ規(guī)則組的一部分；圖5是通過電話系統(tǒng)的調(diào)制解調(diào)器數(shù)據(jù)連接的方框圖，電話系統(tǒng)包括根據(jù)本發(fā)明的用于對信號進(jìn)行波譜整形的發(fā)射器；圖6是圖6的編碼器的方框圖，該編碼器特別用于在PSTN的模擬回路中，在所述模擬信號中產(chǎn)生DC空值；圖7是圖6的編碼器的方框圖，該編碼器一般可用于根據(jù)需要修改從模擬回路輸出給最終用戶的信號的頻譜；圖8是典型的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器-數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器通信系統(tǒng)的方框圖；圖9是描述根據(jù)本發(fā)明的PCM逆流傳輸?shù)母鼮樵敿?xì)的方框圖；圖10是圖9的方框圖的等效離散時間方框圖；圖11是在模擬調(diào)制解調(diào)器采樣速率為CO采樣速率的兩倍的情況下，圖9的方框圖的等效離散時間方框圖；圖12是根據(jù)本發(fā)明的具有等價類型的傳輸組的一個例子；圖13是圖10的根據(jù)本發(fā)明的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器發(fā)射器的更詳細(xì)的方框圖；圖14A是根據(jù)本發(fā)明的具有等價類型的傳輸組的另一例子；圖14B是根據(jù)本發(fā)明的具有等價類型的傳輸組的又一例子；圖15是典型的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器-模擬PCM調(diào)制解調(diào)器通信系統(tǒng)的方框圖；圖16是描述在圖15的PCM調(diào)制解調(diào)器通信系統(tǒng)的情況下的PCM傳輸?shù)母敿?xì)的方框圖；圖17是圖16的方框圖的等效離散時間方框圖。
下面首先說明數(shù)據(jù)信號的PCM順流頻譜整形或預(yù)編碼技術(shù)。接下來說明數(shù)據(jù)信號的PCM逆流傳輸?shù)念A(yù)編碼技術(shù)。最后，說明如何把根據(jù)本發(fā)明的PCM逆流預(yù)編碼技術(shù)推廣到供互連兩個模擬PCM調(diào)制解調(diào)器的PCM通信系統(tǒng)使用，與典型的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器和數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器互連相反。
圖1和2圖解說明了通過模擬回路傳輸給遠(yuǎn)程用戶的調(diào)制解調(diào)器的信號中DC附近能量的存在。圖1中顯示了PSTN上的典型電話中心局10的一部分，該電話中心局10在輸入端接收從直接與電流系統(tǒng)的數(shù)字部分相連的調(diào)制解調(diào)器(傳輸調(diào)制解調(diào)器，圖中未表示)，例如前述同時待審的申請中說明的直接把數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)編碼成用于傳輸?shù)陌宋蛔止?jié)的調(diào)制解調(diào)器傳輸來的μ規(guī)則八位字節(jié)12。這些八位字節(jié)由D/A轉(zhuǎn)換器，也稱為μ規(guī)則-線性轉(zhuǎn)換器14轉(zhuǎn)換成一系列電平y(tǒng)k，每個電平為255個μ規(guī)則電平中的一個。這些電平通過線路16被輸出給LPF18，LPF18通過模擬回路20，把濾波后的模擬信號s(t)輸出給遠(yuǎn)程調(diào)制解調(diào)器的接收器，模擬信號s(t)是電平的模擬表現(xiàn)。模擬信號由接收調(diào)制解調(diào)器解調(diào)并解碼，接收調(diào)制解調(diào)器輸出數(shù)字位流，該數(shù)字位流是最初傳輸?shù)臄?shù)據(jù)的估計值。
線路上來自μ規(guī)則-線性轉(zhuǎn)換器14的一系列電平y(tǒng)k具有如圖2所示的頻率響應(yīng)22。LPF18的波譜形狀含有在如在點26所示的DC(f＝0)附近的大量能量。由于該系列yk具有平直的頻率響應(yīng)，濾波器18輸出的信號s(t)的波譜具有和濾波器18相同的波譜形狀24，于是信號s(t)也含有在DC附近的大量能量。如上所示，DC附近的該能量會使系統(tǒng)上的變換器飽和，從而在傳輸給接收調(diào)制解調(diào)器的信號s(n)中產(chǎn)生不希望的非線性失真。
在一些應(yīng)用中，必須降低這種失真。這可通過降低傳輸信號中DC附近的信號能量來實現(xiàn)。圖3中描繪了這樣的DC空值。正如現(xiàn)有技術(shù)中已知的那樣，為了在傳輸?shù)男盘栔挟a(chǎn)生這樣的DC波譜空值，必須使傳輸電平y(tǒng)k的運行數(shù)字和(RDS)(即所有先前傳輸?shù)碾娖降拇鷶?shù)和)保持接近于零。DC空值28周圍的波譜的形狀可從斜度相當(dāng)?shù)偷牟ㄗV30變化到在DC處急劇下降的波譜32。空值的銳度取決于RDS的控制有多緊密。
于是，本發(fā)明以保持RDS接近于零的方式把被傳輸?shù)臄?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)編碼成μ規(guī)則八位字節(jié)，以便在DC處產(chǎn)生所需的波譜空值，從而降低由變換器飽和引起的非線性失真。
為了舉例說明產(chǎn)生波譜空值的方法，我們研究利用每個符號yk傳輸6個二進(jìn)制位的例子。對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，顯然本發(fā)明可用于傳輸任意其它數(shù)目的二進(jìn)制位/每個符號，或者當(dāng)傳輸?shù)拿總€符號的二進(jìn)制位因符號而異時。在沒有波譜空值的系統(tǒng)中，首先從可用的255個μ規(guī)則電平中選擇64個電平的子集，以使電平之間的距離dmin保持最小。在對于每個正電平均存在一個同樣幅值的負(fù)電平的意義上，這64個電平是對稱的。例如，對于低于為-12dBm0的管理限度的平均能量井來說，可獲得32的dmin。
圖4中表示了所有255個μ規(guī)則電平34(128個正電平和127個負(fù)電平)的一部分。這些電平遵循對數(shù)定律。最接近原點的64個電平在-63和63之間以為2的間距均勻隔開。下一正電平節(jié)段和負(fù)電平節(jié)段開始于+/-66處，并且均包含間距為4的16個點。該標(biāo)尺以16個點的節(jié)段延伸，每個節(jié)段具有2n形式的間距，與前一節(jié)段分離開.75*2n的間距。最后的節(jié)段在+/12112和+/-4032之間延伸，間距為128。集合35是從這些255個電平中選出的64個電平的集合，用于代表6個二進(jìn)制位的每個組合，即26＝64。
在發(fā)射器中，6個為一組地收集輸入的二進(jìn)制位，隨后將其映射為代表所需電平的μ規(guī)則八位字節(jié)。在中心局，μ規(guī)則八位字節(jié)被轉(zhuǎn)換成電平，隨后發(fā)送作為結(jié)果得到的電平。在接收器中，均衡器補償由LPF及局部回路引入的失真，隨后判定裝置通過選擇最接近接收點的電平，估計發(fā)送的電平。
為了在上述例子中實現(xiàn)波譜整形，還使用了輔助電平，但是電平之間的最小距離仍保持為32。例如，研究使用92個電平的情況。首先，把這些92個電平分成等價的類。這里說明一種特別有用的方法我們用整數(shù)0-91標(biāo)記這些電平，例如通過把標(biāo)記0分配給最小(最負(fù))的電平，標(biāo)記1分配給次小的電平等等。隨后，我們通過把其標(biāo)記剛好相差64的電平歸入一類，定義64個“等價類型”。這種分類導(dǎo)致只具有一個對應(yīng)于最小幅值的36個最內(nèi)層電平之一的36個等價類型，及28個具有其標(biāo)記相差64的兩個電平的等效類。也可使用產(chǎn)生等價類型的其它方法。隨后由等價類型代表要傳輸?shù)?個二進(jìn)制位的每種可能的組合。
例如，位組合000000可對應(yīng)于由兩個電平組成的第一等價類型，每個電平由不同的八位字節(jié)代表。注意并非必須使用D/A轉(zhuǎn)換器的全動態(tài)范圍。該技術(shù)可以處理任意數(shù)目的電平，只要使用64個以上的電平。當(dāng)然，使用的電平越多，所能獲得的所需波譜形狀就越好。我們的實驗指出為了產(chǎn)生具有相當(dāng)尖銳的凹槽的DC空值，幾乎不必考慮附加電平。
在上面的例子中，由于6個信息二進(jìn)制位的每個組合由一個等價類型代表，并且通常在一個等價類型中存在一個以上的電平，在發(fā)送代表該電平的八位字節(jié)之前，必須把信息二進(jìn)制位映射為選擇的等價類型中的電平之一。下面參考圖5-7說明這種功能。
圖5的發(fā)射器52從數(shù)字?jǐn)?shù)字源，例如計算機接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)的位流，并借助位收集器54把二進(jìn)制位分成，例如6個一組。每個6個二進(jìn)制位組被提供給編碼器56，編碼器56選擇等價類型，將從這些等價類型選出在DC處獲得波譜空值所需的電平。代表選擇的電平的八位字節(jié)從編碼器56被輸出，通過數(shù)字電路交換電話網(wǎng)絡(luò)58被發(fā)送，并到達(dá)遠(yuǎn)程用戶的中心局60。在中心局60，八位字節(jié)由μ規(guī)則-線性轉(zhuǎn)換器62轉(zhuǎn)換為電平y(tǒng)k，電平y(tǒng)k通過LPF64，并以在DC處具有波譜空值的信號s(t)的形式，通過局部模擬回路65被輸出。在接收器66中，采樣器68對信號s(t)采樣，均衡器70補償由LPF64和局部回路引入的失真，隨后判定裝置或解碼器72通過選擇最接近接收點的電平，估計傳輸?shù)碾娖?。根?jù)該電平，解碼器72確定等價類型，并且隨后通過執(zhí)行反映射功能，恢復(fù)該6個信息二進(jìn)制位。
和上面所指的同進(jìn)待審的申請中說明的接收機相比，接收機66的操作基本上沒有變化。唯一的不同在于接收機現(xiàn)在需要考慮較大的一組可能電平，以及反映射涉及等價類型的確定。均衡器70補償由LPF64和局部回路65引入的線性失真，如同進(jìn)待審的申請中所述。例如，當(dāng)使用線性均衡器時，均衡器的輸出可被表示為如下所示rk＝y(tǒng)k+nk(1)其中nk是均衡器的輸出中存在的總噪聲加上失真。解碼器72隨后選擇最接近rk的電平y(tǒng)k，確定其等價類型，并且隨后通過反映射恢復(fù)該6個信息二進(jìn)制位。
如果均衡器包括最大似然序列概算器(例如Viterbi均衡器)，則接收的信號可如下表示為rk＝∑yk-jfj+nk， (2)此時，解碼器利用Viterbi解碼器選擇最接近的序列{yk}。對于每個估計的符號yk，解碼器確定其等價類型，并且隨后經(jīng)過反映射查找6個信息二進(jìn)制位。
圖6的編碼器56包括MAP74，MAP74是為從位收集器54(圖5)接收的6個二進(jìn)制位一組的數(shù)據(jù)組的每個可能的組合，含有代表每個等價類型I的電平的查表，其中i是0-63之間的整數(shù)。每個電平，本例中為兩個電平，y(i，1)和y(i，2)均被提供給電平選擇器76，在電平選擇器76，作出關(guān)于哪一個電平y(tǒng)k將被傳輸?shù)臎Q定。
如下所述作出該決定。首先，編碼器56通過把電平選擇器76的輸出反饋給功能塊78，持續(xù)跟蹤傳輸電平y(tǒng)k的運行數(shù)字和(RDS)。根據(jù)先前傳輸?shù)碾娖統(tǒng)k，功能塊78計算加權(quán)RDS，zk＝-(1-b)RDS，其中0≤b＜1是加權(quán)因子。由于D/A的非線性，在編碼器56中，yk電平的確切值可能是未知的；但是，這應(yīng)該不具有顯著的影響。能夠確定誤差，并把該信息回送給編碼器56，以使這些計算更準(zhǔn)確。
假定要傳輸該組6個二進(jìn)制位，電平選擇器76從等價類型{y(i，1)，y(i，2)}選擇最接近加權(quán)RDS的電平作為電平y(tǒng)k。可看出當(dāng)RDS為正時，zk將為負(fù)，反之亦然。這使得編碼器能夠從每個等價類型選擇電平y(tǒng)k，以便當(dāng)其值被加入RDS時，和該等價類型中的其它電平相比，將使RDS更接近于零。在選擇電平y(tǒng)k之后，八位字節(jié)轉(zhuǎn)換器80確定代表該電平y(tǒng)k的八位字節(jié)，并通過數(shù)字網(wǎng)絡(luò)傳輸該信息八位字節(jié)。
變量b是控制波譜空值的銳度與傳輸?shù)男盘柕钠骄芰恐g的折衷的加權(quán)因子。我們的分析已顯示當(dāng)電平的數(shù)目顯著大于等價類型的數(shù)目時，序列yk將具有可由濾波器響應(yīng)h(D)＝(1-D)/(1-bD)近似的波譜。顯然，當(dāng)b＝0時，我們得到h(D)＝(1-D)，這是眾所周知的類I部分響應(yīng)(Class I Partial Response)，其波譜形狀為具有位于DC處的空值的正弦波譜形狀。另一方面，當(dāng)b接近1時，波譜在大多數(shù)波段內(nèi)變得平直，除了在DC處的非常明顯的波譜空值之外?？煽闯鰧τ赽＝0，yk的平均能量將為平直波譜形狀情況下的yk能量的兩倍。但是，當(dāng)b接近1時，平均能量增大將消失。在某些應(yīng)用中，保持借助電平數(shù)目與等價類型數(shù)目的比例測得的組擴展是所希望的。
對于本領(lǐng)域的技術(shù)人員來說，本發(fā)明顯然可和任意數(shù)目電平的組一起使用，并可和任意較小數(shù)目的等價類型一起使用。
當(dāng)需要時，本發(fā)明可更廣泛地用于對來自于中心局的μ規(guī)則-線性轉(zhuǎn)換器的模擬信號輸出進(jìn)行波譜整形。上面說明的例子是使用本發(fā)明降低DC周圍的傳輸信號的能量的特殊情況，但是該例中使用的本發(fā)明的原理可推廣到以各種形式對信號進(jìn)行波譜整形，例如，對信號進(jìn)行預(yù)均衡。
圖7中表示了本發(fā)明的編碼器的一般形式。這種一般情況和上面說明的波譜空值的特殊情況之間的唯一差別是序列或波譜函數(shù)zk是如何產(chǎn)生的。假定h(D)是提供所需波譜形狀的濾波器的首一，偶然脈沖響應(yīng)，其中D是延遲算符。假定我們利用D-變換表示法分別把序列{yk}和{zk}表示為y(D)和z(D)。則序列z(D)可如下表示為z(D)＝(1-1/h(D))y(D) (3)該等式的周密檢查顯示在給定時刻k，zk只取決于yk的過去值，于是可被遞歸確定。這樣，對于每個6個二進(jìn)制位組，編碼器56a根據(jù)相關(guān)的等價類型確定就值而言，哪一個電平最接近zk，并選擇該電平。隨后傳輸代表該電平的八位字節(jié)。同樣，我們的分析顯示對于足夠大量的電平，中心局60傳輸?shù)男蛄衶yk}將具有非常近似于具有響應(yīng)h(D)的濾波器的波譜。
這里說明的技術(shù)也可和把信息位映射為等價類型的更復(fù)雜方案一起使用。例如，它可和外殼映射(V.34高速調(diào)制解調(diào)器規(guī)范中使用的一種映射技術(shù))一起使用。
上面說明的例子是關(guān)于未編碼系統(tǒng)的。但是，該原理可容易地應(yīng)用于編碼系統(tǒng)，例如格式編碼系統(tǒng)。這種情況下的唯一差別在于等價類型被進(jìn)一步劃分成子集，這些子集被用于構(gòu)造格子碼。
例如，當(dāng)基于4路集合分區(qū)(4-way set partition)的一維格子碼和相同的64-電平信號組一起被用于發(fā)送每個符號5個二進(jìn)制位時，等價類型被劃分成如下子集a1，b1，c1，d1，a2，b2，c2，d2，…an，bn，cn，dn。在上面描述的例子中，64個等價類型應(yīng)被分成4個子集，每個子集含有16個等價類型。隨后，速率-1/2常規(guī)編碼器的輸出，例如一組6個二進(jìn)制位中的兩個二進(jìn)制位確定該子集，剩余的4個“未編碼”二進(jìn)制位選擇該子集內(nèi)的具體等價類型。如上所述從選擇的子集中的選定等價類型中選擇實際的電平。編碼器其它方面的操作沒有變化。
當(dāng)然，當(dāng)使用格式編碼時，接收器將使用解碼器來選擇最可能的序列。格式解碼器也可是均衡器，對格子碼解碼，并同時均衡符號間干擾。
還可使用本發(fā)明在接收器中實現(xiàn)幀同步的損失檢測。這可通過偶爾，但是周期性地違反選擇給定等價類型中的信號點的規(guī)則來實現(xiàn)，這里周期被選擇為所需幀同步的整數(shù)倍。通過監(jiān)測這樣的違規(guī)情況，可在接收機中檢測幀同步的損失。接收機還可重新獲得幀同步，或者簡單地向發(fā)射器請求同步模式(訓(xùn)練序列)。
PCM逆流預(yù)編碼圖8中表示了典型的PCM通信系統(tǒng)100。系統(tǒng)100包括通過局部模擬回路或信道103與電話公司中心局(CO)相連的模擬PCM調(diào)制解制器102，還包括與CO104，并與數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器108互連的數(shù)字網(wǎng)絡(luò)106。借助該系統(tǒng)，既可順流(即，從數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器108到模擬PCM調(diào)制解調(diào)器102)傳輸PCM數(shù)據(jù)，又可逆流(即，從模擬PCM調(diào)制解調(diào)器102到數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器108)傳輸PCM數(shù)據(jù)。美國專利申請，序列號No.08/724491，“Hybrid Digital/AnalogCommunication Device”中描述了這種類型的雙向PCM通信系統(tǒng)，該專利申請被轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人，并作為參考整體包含于此。
在前面的章節(jié)中說明了數(shù)據(jù)信號的PCM順流波譜整形或預(yù)編碼技術(shù)。在本章節(jié)中將說明數(shù)據(jù)信號的PCM逆流預(yù)編碼的預(yù)編碼技術(shù)。
圖9中是表示根據(jù)本發(fā)明的PCM逆流傳輸?shù)睦拥姆娇驁D110。在方框圖110中，包括與模擬信道113互連的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器112。模擬PCM調(diào)制解調(diào)器112包括具有預(yù)編碼器122，前置濾波器124和數(shù)-模轉(zhuǎn)換器(D/A)126的發(fā)射器120。預(yù)編碼器122接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)u(n)，并輸出預(yù)編碼的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)x(n)。預(yù)編碼數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)信號由前置濾波器124濾波，以產(chǎn)生被提供給D/A126的信號z(n)。D/A126把濾波信號z(n)轉(zhuǎn)換為模擬信號形式，并通過具有信道特征c(t)的模擬信道113傳輸模擬信號z(t)。
模擬信道修改傳輸?shù)男盘杬(t)，形成信號y(t)。隨后信號y(t)遇到順流PCM回波echo(t)128，順流PCM回波echo(t)128被加入y(t)，產(chǎn)生信號r(t)。信號r(t)由中心局(CO)114中的μ規(guī)則(μ-law)(美國之外的其它一些國家中的規(guī)則)量化器130接收，并按照μ規(guī)則被量化。參見International Telecommunications Union，Recommendation G.711，Pulse Code Modulation(PCM)of VoiceFrequencies，1972。
量化后的八位字節(jié)(數(shù)字值)q(n)在數(shù)字網(wǎng)絡(luò)116上以8kHz的頻率被傳輸，在數(shù)字網(wǎng)絡(luò)116，如下所述，量化后的八位字節(jié)q(n)可能受到各種數(shù)字減損的影響?？赡苁艿接绊懙陌宋蛔止?jié)v(n)由數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器118接收，數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器118完美地把八位字節(jié)v(n)解碼成它們相應(yīng)的構(gòu)像點y(t)，根據(jù)這些構(gòu)像點y(t)，可恢復(fù)最初的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)u(n)。在同時待審的申請“System，Device andMethod for PCM Upstream Transmission Utilizing an OptimizedTransmit Constellation”CX097028中說明了v(n)的解碼，該申請被轉(zhuǎn)讓給本發(fā)明的受讓人，并作為參考整體包含于此。
在可逆流傳輸數(shù)據(jù)之前，必須使模擬PCM調(diào)制解調(diào)器112中的D/A126的時鐘(f1)與CO 114的時鐘(f2)同步?？赏ㄟ^從順流PCM信號(圖中未表示)獲得CO 24的時鐘，并利用美國專利No.5199046“First and Second Digital Rate Converter Synchronization Deviceand Method”中提出的技術(shù)使時鐘同步來實現(xiàn)這一點，該專利作為參考整體包含于此。一旦時鐘被同步，圖9中的PCM逆流傳輸方框圖110可表示為圖10中的等效離散時間方框圖110′，相同的組件由帶有小撇號(′)的相同附圖標(biāo)記表示。在方框圖110′中，假定f1＝f2；但是，必須注意f1并非必須等于f2，只要這兩個時鐘同步即可。當(dāng)f1等于f2時，n是8kHz樣本的時間索引，因為CO24的時鐘(f2)被固定在該頻率。
圖11中描述了f1不等于f2的例子。圖11的等效離散時間方框圖110′a與圖10的等效離散時間方框圖110′相同，除了考慮到f1＝2f2，在發(fā)射器120a′中存在2X個上行樣本123a′，以及2X個下行樣本129a′之外。變量“m”和“n”分別是16kHz和8kHz樣本的時間索引。
根據(jù)本發(fā)明，預(yù)編碼器122′和前置濾波器124′被設(shè)計成通過模擬信道113傳輸信號z(n)，以便在μ規(guī)則量化器130′的輸入端產(chǎn)生對應(yīng)于數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)u(n)的預(yù)定構(gòu)像點y(n)(結(jié)合回波分量，echo(n)，如果存在的話)。換句話說，在存在echo(n)的情況下，μ規(guī)則量化器130′的輸入為y(n)+e(n)，在沒有echo(n)的情況下，僅為y(n)。
使用下面說明的PCM逆流預(yù)編碼技術(shù)，或者另一預(yù)編碼技術(shù)，在沒有正確設(shè)計的點y(n)的傳輸組的情況下，難以在存在回波，量化和數(shù)字減損的條件下準(zhǔn)確地從v(n)解碼得到u(n)。在同時待審的申請CX097028中說明了如何為y(n)設(shè)計傳輸組，以便在最小化的錯誤概率的情況下，在存在回波，量化和數(shù)字減損的情況下，使y(n)可被解碼(并且最終根據(jù)v(n)得到u(n))。
如同同時待審的申請CX097028中說明的那樣，對于給定連接，根據(jù)線路條件，為每個奪取位信令(RBS)時隙選擇一個傳輸組。例如，圖12中描述了傳輸組140。該傳輸組包括10個構(gòu)像點y0-y9，其值從-39到39。應(yīng)注意構(gòu)像點y(n)并非必須是G.711μ規(guī)則電平。
構(gòu)像點y(n)對應(yīng)于要傳輸?shù)臄?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)u(n)。換句話說，每個構(gòu)像點代表一組數(shù)據(jù)位，并且由每個構(gòu)像點代表的數(shù)據(jù)位的數(shù)目取決于組中的點的數(shù)目(及下面將說明的等價類型的數(shù)目)。組中的點越多，可代表的數(shù)據(jù)位越多。如圖12中所示，例如，數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)u(n)被分成對應(yīng)于00，01，10和11的4組二進(jìn)制位0，1，2和3。這樣，在本例中，傳輸?shù)拿總€構(gòu)像點對代表兩個二進(jìn)制位，并且由于構(gòu)像點以8k/sec的速率被傳輸，因此數(shù)據(jù)速率為16kbps。必須明白這是一個簡化例子，并且可利用可把二進(jìn)制位映射為等價類型的任何映射方案，例如外殼映射(shell mapping)或者模數(shù)變換，把數(shù)據(jù)映射為u(n)。
根據(jù)本發(fā)明，構(gòu)像點被分為等價類型。一個等價類型一般是一組代表同組的二進(jìn)制位或者要傳輸?shù)臄?shù)字?jǐn)?shù)據(jù)u(n)的兩個或更多個構(gòu)像點。就組140來說，構(gòu)像點y0(-60)，y4(-6)和y8(45)構(gòu)成u(n)＝0的等價類型。構(gòu)像點y1(-45)，y5(6)和y9(60)構(gòu)成u(n)＝1的等價類型，y2(-31)和y6(18)構(gòu)成u(n)＝2的等價類型。最后，y3(-18)和y7(31)構(gòu)成u(n)＝3的等價類型。
通常如下所述完成等價類型的選擇。具有M個點的組按照升序(或降序)被索引為y0，y1，…yM-1。假定u(n)具有U個值，例如在上面的例子中U＝4，則u(n)＝u的等價類型含有所有的yk，其中k模U為u。例如，在圖11中，u(n)＝0的等價類型是y0，yU，y2U，這里U＝4。注意每個等價類型并不需要具有相同數(shù)目的構(gòu)像點。
u(n)的支持?jǐn)?shù)據(jù)電平的數(shù)目應(yīng)被選擇成滿足下述兩個條件1)擴展比例，擴展比例被定義為y(n)的構(gòu)像點數(shù)目和u(n)的支持?jǐn)?shù)據(jù)電平數(shù)目之間的比值，即M/U；2)TX功率限制(powerconstraint)。
擴展比例應(yīng)大到足以確保穩(wěn)定的操作。擴展比例的大小取決于信道特征。就在音頻調(diào)制解調(diào)器應(yīng)用而言，在f＝0的情況下，存在至少一個波譜空值。于是，為了使系統(tǒng)穩(wěn)定，我們應(yīng)具有M/U≥2的擴展比例。實際上，為了確保穩(wěn)定性，根據(jù)信道響應(yīng)c(n)確定信道質(zhì)量，并據(jù)此設(shè)定最小擴展比例。例如，我們可使用C(f＝4kHz)，4kHz下的信道頻率響應(yīng)(相對于其它頻率，例如2kHz)，作為信道質(zhì)量，并根據(jù)該質(zhì)量，設(shè)定最小擴展比例。如果C(f＝4kHz)≈C(f＝2kHz)，則我們設(shè)定M/U≥2.0。當(dāng)C(f＝4kHz)變得越來越小時，必須增大擴展比例。
如下所述，預(yù)編碼器122′從要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)u(n)的等價類型中選擇適當(dāng)?shù)臉?gòu)像點yk，并確定將在μ規(guī)則量化器130′的輸入端產(chǎn)生選擇的構(gòu)像點的x(n)的值。
下面如下說明預(yù)編碼方案，即預(yù)編碼器122′和前置濾波器124′。根據(jù)如同時待審的申請“Device and Method for Detecting PCMUpstream Digital Impairments in a Communication Network”，CX097029中說明的由數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器118′確定的模擬信道113′的特征，c(n)，n＝0，1，…NC-1，確定如圖10中所示的最佳的目標(biāo)響應(yīng)p(n)，n＝0，1，…Np-1，以及相應(yīng)的前置濾波器g(n)，n＝-Δ，-Δ+1，…，-Δ+Ng-1(這里是判定延遲)。該問題類似于確定判定反饋均衡器(DFE)的最佳前饋和反饋濾波器。前置濾波器相應(yīng)于DFE的前饋濾波器，目標(biāo)響應(yīng)相應(yīng)于DFE的反饋濾波器。參見N.Al-Dhahir等的“Efficient Computation of the Delay Optimized Finite LengthMMSE-DFE”，IEEE Transactions On Signal Processing，vol.44，no.5，1996年5月，pp.1288-1292。目標(biāo)響應(yīng)p(n)和濾波器g(n)最好在模擬調(diào)制解調(diào)器中確定，不過也可在數(shù)字調(diào)制解調(diào)器中確定，并被傳輸給模擬調(diào)制解調(diào)器。
通過如下所述使代價函數(shù)(cost function)ζ達(dá)到最小，給定c(n)，可導(dǎo)出前置濾波器g(n)，n＝-Δ，-Δ+1，…，-Δ+Ng-1和目標(biāo)響應(yīng)，p(n)，n＝0，1，…Np-1ζ＝||g(n)*c(n)-p(n)||2+α||g(n)||2(4)第一項確保較小的符號間干擾(ISI)，即數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器118′的接收器接收預(yù)編碼器122′試圖編碼的內(nèi)容，第二項迫使傳輸(TX)功率保持有限和較小。項α是應(yīng)根據(jù)應(yīng)用選擇的常數(shù)項。α越大，在犧牲ISI的情況下，TX功率將越小。α越小，在犧牲TX功率的情況下，ISI將越小。于是，應(yīng)根據(jù)對于給定應(yīng)用所需的ISI和TX功率，選擇較小的α。例如，α可被選擇為系統(tǒng)的信號噪聲比(SNR)，即σn2/E(x2)，或者由信道能量歸一化的SNR，即SNR/||c||2。對于E(x2)，我們可使用為逆流傳輸?shù)墓β氏拗频?9dBm。該最小化問題和DFE標(biāo)記初始化問題相同?？扇缤瑫r待審的申請CX097028中所述那樣確定項σn2。
如果模擬信道c(n)是時間不變量，則最初確定的p(n)和g(n)始終可用。但是，實際上，c(n)是時間變量，雖然它變化得非常緩慢。于是，某些類型的適應(yīng)方案是必需的。一種途徑是監(jiān)測性能，并且如果性能變壞時，則重新調(diào)整，即在數(shù)字調(diào)制解調(diào)器118′中重新估計c(n)，并向模擬調(diào)制解調(diào)器112′回送新的c(n)，以重新計算g(n)和p(n)。另一途徑是借助順流數(shù)據(jù)傳輸從數(shù)字調(diào)制解調(diào)器118′向模擬調(diào)制解調(diào)器112′反饋如同時待審的申請CX097029中所述的模擬信道誤差信號，error(n)，并使用該誤差信號修改p(n)和g(n)。
一旦目標(biāo)響應(yīng)p(n)被確定，則可實現(xiàn)預(yù)編碼器122′。如上所述，我們可通過傳輸x(n)發(fā)送數(shù)據(jù)u(n)，從而在圖10的量化器130′的輸入端產(chǎn)生構(gòu)像點y(n)，構(gòu)像點y(n)是u(n)的等價類型中的點之一。通常從u(n)的等價類型中選擇用于代表u(n)的構(gòu)像點，以使發(fā)射器120′的TX功率達(dá)到最小。發(fā)射器120′的TX功率是z(n)(或者其它一些量度)的功率。實際上，由于難以使z(n)的功率達(dá)到最小，代之以使x(n)的功率達(dá)到最小，這是使z(n)達(dá)到最小化的最接近近似。
在x(n)，y(n)和p(n)之間存在下述已知關(guān)系式y(tǒng)(n)＝p(n)*x(n) (5)這里“*”表示卷積。該關(guān)系式可被表示為如下所示y(n)＝p(0)x(n)+p(1)x(N-1)+…p(Np)x(n-Np) (6)由于p(0)被設(shè)計成等于1，則等式(6)可簡化成x(n)=y(n)-Σi=1Npp(i)x(n-i)---(7)]]>并且，由于p(n)以及x(n)的過去值已知，因此可在給定u(n)的等價類型的構(gòu)像點中選擇適當(dāng)?shù)膟(n)，以使x2(n)達(dá)到最小，從而使發(fā)射器120′的TX功率達(dá)到最小。
或者，為了選擇y(n)，可引入先行(lookahead)(即，判定延遲)。即，為了使|x(n-Δ)|2+|x(n-Δ+1)|2+…+|x(n)|2達(dá)到最小，可從u(n-Δ)的一組等價類型中選擇y(n-Δ)，這里x(n-j)=y(n-j)-Σi=1Npp(i)x(n-j-i)---(8)]]>
其中j＝0，1，…Δ，y(n-j)選自u(n-j)(j＝0，1，…Δ-1)的一組等價類型。
根據(jù)本發(fā)明，可如圖13中描繪的那樣實現(xiàn)預(yù)編碼122′。預(yù)編碼器122′包括映射裝置150，映射裝置150從數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)源接收輸入的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)u(n)，并根據(jù)借助每個構(gòu)像點，可傳輸?shù)亩M(jìn)制位的數(shù)目，為每組二進(jìn)制位確定與該組二進(jìn)制位相關(guān)的等價類型。映射裝置150向TX信號/構(gòu)像點選擇器152輸出構(gòu)成等價類型的構(gòu)像點yk，TX信號/構(gòu)像點選擇器152從等價類型選出構(gòu)像點yk，并根據(jù)來自計算裝置154的輸入，確定傳輸信號x(n)。
濾波裝置154接收傳輸信號x(n)，并計算上面的等式(7)的累加項(或者運行篩選和(running filter sum)(RFS))。根據(jù)RFS的值，TX信號/構(gòu)像點選擇器152在等價類型中選擇將使等式(7)中的x(n)的值最接近于零的構(gòu)像點，并根據(jù)計算的RFS和選擇的構(gòu)像點，計算x(n)的值。隨后把計算得到的傳輸信號x(n)提供給前置濾波器124′，在前置濾波器124′，x(n)被濾波，形成通過圖10中的模擬信道113′被傳輸?shù)男盘杬(n)。
為了限制圖10的發(fā)射器120′的TX功率，以使其保持在FCC規(guī)則范圍之內(nèi)，因此必須設(shè)計u(n)的等價類型。就具有預(yù)定數(shù)目構(gòu)像點的組來說，如果我們想要發(fā)送更多的數(shù)據(jù)，則將需要更多組的數(shù)據(jù)u(n)，因此將需要更多的u(n)的等價類型。因此，構(gòu)像點將間隔更遠(yuǎn)，并將需要更大的傳輸功率。這是因為如下所述按照等式(7)選擇y(n)，以使x2(n)達(dá)到最小的緣故。于是，如果等價類型中的構(gòu)像點間隔更遠(yuǎn)，x2(n)很可能將更大。這樣，為了降低TX功率，我們可以在犧牲速率的情況下，使u(n)的等價類型更緊密些。圖14A和14B中對此進(jìn)行了描述。
在圖14A和14B中，圖14A的組156和圖114B的組158均具有相同數(shù)目的構(gòu)像點；但是，組156只具有三個等價類型u(n)＝0，1和2，而組158具有5個等價類型u(n)＝0，1，2，3和4。使用組158將比組156需要更高的TX功率，但是它能夠以更高的數(shù)據(jù)速率進(jìn)行傳輸。
當(dāng)U是支持u(n)所需的點的數(shù)目時，可如下近似計算TX功率(z(n)的功率)pz≈|g(n)|21UΣi=0U-1dist2(u(n)=i)/12---(9)]]>這里|g(n)|2是前置濾波器的能量，dist(u(n)＝i)是等價點中點之間的最小距離。例如，在圖12中，dist(u(n)＝i)＝|-6-(-60)|＝54。應(yīng)嘗試幾個U值，以找出滿足功率限制的U值。另外注意應(yīng)為每個時隙進(jìn)行這樣的工作。
可把根據(jù)本發(fā)明的傳輸組選擇和等價類型選擇總結(jié)如下1)如同時待審的申請CX097028中所述那樣獲得數(shù)字減損，計算噪聲方差σn2及回波方差σe2；2)同樣如同時待審的申請CX097028中所述那樣，根據(jù)σe2，σn2和數(shù)字減損，對于每個時隙，為y(n)選擇選擇適當(dāng)?shù)慕M；并且3)對于每個時隙，在滿足TX功率限制和最小擴展比例，以確定穩(wěn)定操作的同時，為u(n)找出可支持的點的數(shù)目。根據(jù)該U值，可確定y(n)的組，及u(n)的等價類型。
通過擴展u(n)的等價類型的定義，可把上面的使用一維組的預(yù)編碼技術(shù)擴展到多維組。下面的參考文獻(xiàn)描述了使用多維組的各種順流預(yù)編碼技術(shù)Eyuboglu，Vedat；“Generalized Spectral Shaping forPCM Modems，”Telecommunications Insdustry Association，TR30.1Meeting，Norcross，Georgia，9-11，1997年4月，第1-5頁；Eyuboglu，Vedat；“Convolutional Spectral Shaping，”TelecommunicationsInsdustry Association，TR30.1 Meeting，Norcross，Georgia，9-11，1997年4月；Eyuboglu，Vedat；“More on Convolutional SpectralShaping，”ITU Telecommunications Standardization Sector 009，V.pcm Rapporteur Meeting，La Jolla，CA，1997年5月5-7日；Eyuboglu，Vedat；“Draft Text for Convolutional Spectral Shaping，”ITU-T SG 16 Q23 Rapporteur′s Meeting，1997年9月2-11日，SunRiver，Oregon；Eyuboglu，Vedat；“A Comparison of CSS andMaximum Inversion，”Telecommunications Industry Association，TR30.1 Meeting on PCM Modems，Galveston，Texas，1997年10月14-16日；和Eyuboglu，Vedat；“Draft Text for Convolutional SpectralShaping，”Telecommunications Industry Association，TR30.1 MeetingGalveston，Texas，1997年10月14-16。
此外，上面描述的例子是關(guān)于未編碼系統(tǒng)的。但是該原理可容易地應(yīng)用于編碼系統(tǒng)，例如格式編碼系統(tǒng)。這種情況下的唯一差別在于等價類型被進(jìn)一步劃分成子集，這些子集被用于構(gòu)造格子碼。
廣義PCM預(yù)編碼上面描述的PCM逆流預(yù)編碼技術(shù)(即，從圖10的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器112′到數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器118)可應(yīng)用于如圖15中所描述的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器到模擬PCM調(diào)制解調(diào)器連接。系統(tǒng)160包括通過模擬回路或者信道164與CO 166相連的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器162。CO 166與數(shù)字網(wǎng)絡(luò)168互連。類似地，模擬PCM調(diào)制解調(diào)器174通過模擬回路或信道172與CO 170相連。CO 170與數(shù)字網(wǎng)絡(luò)168相連。
圖16的方框圖180描述了根據(jù)本發(fā)明的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器-模擬PCM調(diào)制解調(diào)器連接。在方框圖180中，包括與模擬信道184互連的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器182。模擬PCM調(diào)制解調(diào)器182包括具有預(yù)編碼器202，前置濾波器204及數(shù)-模轉(zhuǎn)換器(D/A)206的發(fā)射器200。預(yù)編碼器202接收數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)u(n)，并輸出預(yù)編碼后的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)x(n)。預(yù)編碼數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)x(n)由前置濾波器204濾波，以形成被提供給D/A206的信號z(n)。D/A206把濾波后的信號z(n)轉(zhuǎn)換為模擬信號，并通過具有信道特征c(t)的模擬信道傳輸模擬信號z(t)。
模擬信道把傳輸?shù)男盘杬(t)修改成信號y(t)。隨后信號y(t)遇到PCM回波echo(t)208，PCM回波echo(t)208被加入y(t)，產(chǎn)生信號r(t)。信號r(t)由中心局(CO)186中的μ規(guī)則(μ-law)(美國之外的其它一些國家中的規(guī)則)量化器210接收，并按照μ規(guī)則被量化。參見International Telecommunications Union，Recommendation G.711，Pulse Code Modulation(PCM)of VoiceFrequencies，1972。
量化后的八位字節(jié)(數(shù)字值)q(n)通過數(shù)字網(wǎng)絡(luò)188以8kHz的頻率被傳輸，在數(shù)字網(wǎng)絡(luò)116，如下所述，量化后的八位字節(jié)q(n)可能受到各種數(shù)字減損的影響?？赡苁艿接绊懙陌宋蛔止?jié)v(n)由CO190接收，并且八位字節(jié)，v(n)由μ規(guī)則D/A212轉(zhuǎn)換成模擬電平，以便通過模擬信道192傳輸。模擬電平由模擬PCM調(diào)制解調(diào)器中94接收，模擬PCM調(diào)制解調(diào)器194把模擬電平轉(zhuǎn)換成數(shù)據(jù)u(n)。
一旦D/A206和D/A210的時鐘同步，則方框圖180可表示為圖17的離散時間方框圖180′。模擬PCM調(diào)制解調(diào)器應(yīng)進(jìn)行均衡處理，以便以和現(xiàn)有技術(shù)中已知的順流PCM調(diào)制解調(diào)器相同的工作方式從g(n)得到v(n)。隨后，根據(jù)v(n)，執(zhí)行PCM逆流解碼算法，對y(n)解碼，即得到u(n)。
上面只說明了從模擬PCM調(diào)制解調(diào)器182′到模擬PCM194′的傳輸；但是，相反方向的傳輸按照相同的方式實現(xiàn)。上面所述的PCM逆流預(yù)編碼技術(shù)(即從圖10模擬PCM調(diào)制解調(diào)器112′到數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器118)可直接應(yīng)用于如圖15-17中所描述的模擬PCM調(diào)制解調(diào)器-模擬PCM調(diào)制解調(diào)器連接。
應(yīng)注意本發(fā)明可以可存儲在諸如計算機磁盤或存儲器芯片之類的計算機可用媒體上的軟件和/或固件的形式實現(xiàn)。本發(fā)明還可采取包括在載波中的計算機數(shù)據(jù)信號的形式，例如當(dāng)本發(fā)明體現(xiàn)在例如，通過因特網(wǎng)電傳輸?shù)能浖?固件里的時候。
在不脫離本發(fā)明的精神和基本特征的情況下，還可以其它一些特定形式體現(xiàn)本發(fā)明。描述的實施例只是用于舉例說明本發(fā)明，而不是對本發(fā)明進(jìn)行限制。于是，本發(fā)明的范圍由附加的權(quán)利要求限定，而不是由前述說明限定。在該含意范圍內(nèi)出現(xiàn)的，并在權(quán)利要求的等效物范圍內(nèi)變化的所有改變均包含在附加權(quán)利要求的范圍內(nèi)。
權(quán)利要求
1.一種用于對通過模擬信道傳輸給量化裝置的一序列模擬電平預(yù)編碼的發(fā)射器，其中模擬信道修改傳輸?shù)哪M電平，該發(fā)射器包括把要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位映射為一序列等價類型的映射裝置，其中每個等價類型含有一個或多個構(gòu)像點；及與映射裝置互連的構(gòu)像點選擇器，構(gòu)像點選擇器在每個等價類型中選擇代表要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位的構(gòu)像點，并傳輸在量化裝置的輸入端產(chǎn)生選擇的構(gòu)像點的電平。
2.按照權(quán)利要求1所述的發(fā)射器還包括操作上與構(gòu)像點選擇器耦接的濾波裝置，濾波裝置在其輸入端接收先前傳輸?shù)碾娖?，并將其輸出提供給構(gòu)像點選擇器。
3.按照權(quán)利要求2所述的發(fā)射器，其中構(gòu)像點選擇器根據(jù)濾波裝置的輸出，從每個等價類型中選擇構(gòu)像點。
4.按照權(quán)利要求3所述的發(fā)射器還包括具有預(yù)定濾波響應(yīng)g(n)，用于對構(gòu)像點選擇器傳輸?shù)碾娖竭M(jìn)行濾波的前置濾波器。
5.按照權(quán)利要求4所述的發(fā)射器，其中濾波裝置的響應(yīng)是Σi=1Npp(i)x(n-i)]]>這里p(i)是目標(biāo)響應(yīng)，x(n-i)代表先前傳輸?shù)碾娖健?br> 6.按照權(quán)利要求5所述的發(fā)射器，其中由模擬信道的預(yù)定響應(yīng)c(n)導(dǎo)出目標(biāo)響應(yīng)p(n)和前置濾波器響應(yīng)g(n)。
7.按照權(quán)利要求5所述的發(fā)射器，其中構(gòu)像點選擇器傳輸根據(jù)下面函數(shù)的電平x(n)x(n)=y(n)-Σi=1Npp(i)x(n-i)]]>這里y(n)是構(gòu)像點。
8.按照權(quán)利要求7所述的發(fā)射器，其中通過選擇產(chǎn)生最小的x(n)值的構(gòu)像點y(n)，構(gòu)像點選擇器選擇每個等價類型中使發(fā)射器的傳輸功率達(dá)到最小的構(gòu)像點。
9.一種通過模擬信道向量化裝置傳輸一序列預(yù)編碼模擬電平的方法，其中模擬信道修改傳輸?shù)哪M電平，該方法包括把要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位映射為一序列等價類型，其中每個等價類型含有一個或多個構(gòu)像點；在每個等價類型中選擇代表要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位的構(gòu)像點；及傳輸在量化裝置的輸入端產(chǎn)生選擇的構(gòu)像點的電平。
10.按照權(quán)利要求9所述的方法，其中選擇構(gòu)像點的步驟包括利用濾波裝置對先前選擇的構(gòu)像點濾波，并根據(jù)濾波裝置的輸出選擇構(gòu)像點。
11.按照權(quán)利要求10所述的方法，還包括利用具有預(yù)定濾波響應(yīng)g(n)的濾波器，對傳輸?shù)碾娖竭M(jìn)行濾波。
12.按照權(quán)利要求11所述的方法，其中濾波裝置的響應(yīng)是Σi=1Npp(i)x(n-i)]]>這里p(i)是目標(biāo)響應(yīng)，x(n-i)代表先前傳輸?shù)碾娖健?br> 13.按照權(quán)利要求12所述的方法，其中由模擬信道的預(yù)定響應(yīng)c(n)導(dǎo)出目標(biāo)響應(yīng)p(n)和前置濾波器響應(yīng)g(n)。
14.按照權(quán)利要求12所述的方法，其中傳輸步驟包括傳輸根據(jù)下面函數(shù)的電平x(n)x(n)=y(n)-Σi=1Npp(i)x(n-i)]]>這里y(n)是構(gòu)像點。
15.按照權(quán)利要求14所述的方法，其中選擇步驟通過選擇產(chǎn)生最小的x(n)值的構(gòu)像點y(n)，選擇每個等價類型中使發(fā)射器的傳輸功率達(dá)到最小的構(gòu)像點。
16.一種計算機可用媒體，它具有包含在其中，用于通過模擬信道向量化裝置傳輸一序列預(yù)編碼模擬電平的計算機可讀程序代碼工具，其中模擬信道修改傳輸?shù)哪M電平，該方法包括把要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位映射為一序列等價類型的計算機可讀程序代碼工具，其中每個等價類型含有一個或多個構(gòu)像點；在每個等價類型中選擇代表要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位的構(gòu)像點的計算機可讀程序代碼工具；及傳輸在量化裝置的輸入端產(chǎn)生選擇的構(gòu)像點的電平的計算機可讀程序代碼工具。
17.按照權(quán)利要求16所述的計算機可用媒體，其中用于選擇構(gòu)像點的計算機可讀程序代碼工具包括利用濾波裝置對先前選擇的構(gòu)像點濾波，并根據(jù)濾波裝置的輸出，選擇構(gòu)像點的計算機可讀程序代碼工具。
18.按照權(quán)利要求17所述的計算機可用媒體，還包括利用具有預(yù)定濾波響應(yīng)g(n)的濾波器，對傳輸?shù)碾娖竭M(jìn)行濾波的計算機可讀程序代碼工具。
19.按照權(quán)利要求18所述的計算機可用媒體，其中濾波裝置的響應(yīng)是Σi=1Npp(i)x(n-i)]]>這里p(i)是目標(biāo)響應(yīng)，x(n-i)代表先前傳輸?shù)碾娖健?br> 20.按照權(quán)利要求19所述的計算機可用媒體，還包括由模擬信道的預(yù)定響應(yīng)c(n)導(dǎo)出目標(biāo)響應(yīng)p(n)和前置濾波器響應(yīng)g(n)的計算機可讀程序代碼工具。
21.按照權(quán)利要求19所述的計算機可用媒體，其中用于傳輸?shù)挠嬎銠C可讀程序代碼工具包括傳輸根據(jù)下面函數(shù)的電平x(n)x(n)=y(n)-Σi=1Npp(i)x(n-i)]]>這里y(n)是構(gòu)像點。
22.按照權(quán)利要求21所述的計算機可用媒體，其中用于選擇的計算機可讀程序代碼工具包括通過選擇產(chǎn)生最小的x(n)值的構(gòu)像點y(n)，選擇每個等價類型中使發(fā)射器的傳輸功率達(dá)到最小的構(gòu)像點。
23.一種包含在載波中的計算機數(shù)據(jù)信號，其中計算機數(shù)據(jù)信號中所含的是用于通過模擬信道向量化裝置傳輸一序列預(yù)編碼模擬電平的計算機可讀程序代碼工具，其中模擬信道修改傳輸?shù)哪M電平，該方法包括把要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位映射為一序列等價類型的計算機可讀程序代碼工具，其中每個等價類型含有一個或多個構(gòu)像點；在每個等價類型中選擇代表要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位的構(gòu)像點的計算機可讀程序代碼工具；及傳輸在量化裝置的輸入端產(chǎn)生選擇的構(gòu)像點的電平的計算機可讀程序代碼工具。
24.按照權(quán)利要求23所述的計算機數(shù)據(jù)信號，其中用于選擇構(gòu)像點的計算機可讀程序代碼工具包括利用濾波裝置對先前選擇的構(gòu)像點濾波，并根據(jù)濾波裝置的輸出選擇構(gòu)像點的計算機可讀程序代碼工具。
25.按照權(quán)利要求24所述的計算機數(shù)據(jù)信號，還包括利用具有預(yù)定濾波響應(yīng)g(n)的濾波器，對傳輸?shù)碾娖竭M(jìn)行濾波的計算機可讀程序代碼工具。
26.按照權(quán)利要求25所述的計算機數(shù)據(jù)信號，其中濾波裝置的響應(yīng)是Σi=1Npp(i)x(n-i)]]>這里p(i)是目標(biāo)響應(yīng)，x(n-i)代表先前傳輸?shù)碾娖健?br> 27.按照權(quán)利要求26所述的計算機數(shù)據(jù)信號，還包括由模擬信道的預(yù)定響應(yīng)c(n)導(dǎo)出目標(biāo)響應(yīng)p(n)和前置濾波器響應(yīng)g(n)的計算機可讀程序代碼工具。
28.按照權(quán)利要求26所述的計算機數(shù)據(jù)信號，其中用于傳輸?shù)挠嬎銠C可讀程序代碼工具包括傳輸根據(jù)下面函數(shù)的電平x(n)x(n)=y(n)-Σi=1Npp(i)x(n-i)]]>這里y(n)是構(gòu)像點。
29.按照權(quán)利要求28所述的計算機數(shù)據(jù)信號，其中用于選擇的計算機可讀程序代碼工具包括通過選擇產(chǎn)生最小的x(n)值的構(gòu)像點y(n)，選擇每個等價類型中使發(fā)射器的傳輸功率達(dá)到最小的構(gòu)像點。
30.在適于向數(shù)字PCM調(diào)制解調(diào)器進(jìn)行逆流PCM數(shù)據(jù)傳輸?shù)哪M脈碼調(diào)制(PCM)調(diào)制解調(diào)器中，一種用于對通過模擬信道傳輸給量化裝置的一序列模擬電平預(yù)編碼的發(fā)射器，其中模擬信道修改傳輸?shù)哪M電平，該發(fā)射器包括把要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位映射為一序列等價類型的映射裝置，其中每個等價類型含有一個或多個構(gòu)像點；及與映射裝置互連的構(gòu)像點選擇器，構(gòu)像點選擇器在每個等價類型中選擇代表要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位的構(gòu)像點，并傳輸在量化裝置的輸入端產(chǎn)生選擇的構(gòu)像點的模擬電平。
31.在適于向另一模擬PCM調(diào)制解調(diào)器進(jìn)行PCM數(shù)據(jù)傳輸?shù)哪M脈碼調(diào)制(PCM)調(diào)制解調(diào)器中，一種用于對通過模擬信道傳輸給量化裝置的一序列模擬電平預(yù)編碼的發(fā)射器，其中模擬信道修改傳輸?shù)哪M電平，該發(fā)射器包括把要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位映射為一序列等價類型的映射裝置，其中每個等價類型含有一個或多個構(gòu)像點；及與映射裝置互連的構(gòu)像點選擇器，構(gòu)像點選擇器在每個等價類型中選擇代表要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位的構(gòu)像點，并傳輸在量化裝置的輸入端產(chǎn)生選擇的構(gòu)像點的模擬電平。
全文摘要
一種脈碼調(diào)制(PCM)傳輸數(shù)據(jù)信號的預(yù)編碼裝置和方法,包括通過模擬信道向量化裝置傳輸一序列模擬電平的發(fā)射器(52),其中模擬信道修改傳輸?shù)哪M電平,該發(fā)射器(52)包括:把要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位映射為一序列等價類型的映射裝置(150),其中每個等價類型含有一個或多個構(gòu)像點;及與映射裝置(150)互連的構(gòu)像點選擇器(152),構(gòu)像點選擇器(152)在每個等價類型中選擇代表要傳輸?shù)臄?shù)據(jù)位的構(gòu)像點,并傳輸在量化裝置的輸入端產(chǎn)生選擇的構(gòu)像點的模擬電平。
文檔編號H04L27/00GK1283351SQ98812793
公開日2001年2月7日 申請日期1998年11月13日 優(yōu)先權(quán)日1997年12月29日
發(fā)明者M·維達(dá)特·埃尤伯格魯, 皮埃爾·A·哈姆布萊特, 金大永(音譯) 申請人:摩托羅拉公司