專利名稱：擴(kuò)頻信號接收方法及擴(kuò)頻信號接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及在例如直接擴(kuò)展碼分多址(DS-CDMA)方式所進(jìn)行的通信系統(tǒng)等中所使用的擴(kuò)頻信號接收方法及擴(kuò)頻信號接收裝置。
擴(kuò)頻(SSSpread Spectrun)通信是使用擴(kuò)展符號來在寬頻帶中擴(kuò)展信息信號的頻譜來進(jìn)行傳輸?shù)耐ㄐ牛ㄟ^擴(kuò)展的方法而大致分為直接擴(kuò)展(DSDirect Sequence)、跳頻(FHFrequency Hopping)、時間擴(kuò)展(THTime Hopping)等。其中，直接擴(kuò)展是通過把擴(kuò)展符號乘以信息信號來進(jìn)行擴(kuò)頻的方式。通過擴(kuò)展符號的符號速度與信息信號速度的速度比來決定頻譜的擴(kuò)展比。該比率被稱為擴(kuò)展率或處理增益(擴(kuò)展率的dB值)。
SS通信具有抗妨害性、抗干擾性、低串音率(或低相互干擾性)、抗多路徑衰減性、多址連接性等各種各樣的特長。由于這些性質(zhì)對于移動通信是非常好的性質(zhì)，在移動通信中使用SS通信的研究盛行起來，實(shí)用化也實(shí)現(xiàn)了。在SS通信中，作為移動臺與基站的連接方式，采用通過在擴(kuò)頻中所使用的擴(kuò)展符號來識別移動臺或基站的方式，該連接方式被稱為碼分多址連接(CDMA(Code Division Multiple Access))方式。


圖15、圖16是在DS-SS通信中所使用的現(xiàn)有的通信裝置的構(gòu)成，其由B．Y．Young等記載在“Peroformance Analysis of An Alldigital BPSK Direct-Sequence Spread-Spectrum IF Receiver Architecture”( IEEE Jounal of SelectedAreas in Communications．．vol．11，No．7，pp．1096-1107)。圖15是發(fā)送部，圖16是接收部。雖然是用模擬電路來實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻中固有的信號處理部分的方法，但是，從電路的可靠性、無調(diào)整化、硬件規(guī)模、產(chǎn)量性(成本)等觀點(diǎn)上看，象該現(xiàn)有例子那樣，經(jīng)常是用數(shù)字電路來實(shí)現(xiàn)。
下面對圖15的發(fā)送部進(jìn)行說明。相當(dāng)于信息數(shù)據(jù)的輸入數(shù)據(jù)(DataInput)被輸入數(shù)據(jù)擴(kuò)展部(Data Spreader)1。在數(shù)據(jù)擴(kuò)展部1中，在數(shù)據(jù)編碼器(Data Encoder)2中進(jìn)行數(shù)據(jù)編碼(聲音編碼、糾錯編碼、幀化等處理)，輸出編碼數(shù)據(jù)(符號)，在擴(kuò)展部(Spreader)3中，由擴(kuò)展符號發(fā)生器(PN Generator)4所提供的擴(kuò)展符號相乘而成為數(shù)據(jù)擴(kuò)展部輸出。數(shù)據(jù)擴(kuò)展部輸出被輸入調(diào)制部(Modulator)5中，在乘法器7中與由本機(jī)振蕩器(RF OSC)6所提供的載波相乘而進(jìn)行載波調(diào)制。乘法器7的輸出在帶通濾波器(BPF)8中抽出調(diào)制成分，然后，在放大器(AMP)9中進(jìn)行功率放大，而成為高頻輸出(RF Output)，從天線10進(jìn)行發(fā)送。
為了區(qū)別信息數(shù)據(jù)與由數(shù)據(jù)編碼器2所編碼的數(shù)據(jù)，在此，把被編碼的數(shù)據(jù)稱為符號。符號隨載波調(diào)制方式而成為BPSK(兩相數(shù)字相位調(diào)制)、QPSK(四相數(shù)字相位調(diào)制)、QAM(正交調(diào)幅)等信號型式。
下面對圖16的接收部進(jìn)行說明。高頻信號由天線11所接收而成為高頻輸入(RF Input)，在帶通濾波器(BPF)12中抽出接收信號成分，在乘法器13中與由本機(jī)振蕩器(RF OSC)14所提供的載波相乘，由低通濾波器(LPF)15抽出低頻成分，由此，得到準(zhǔn)同步檢波的基帶接收信號。其中，所謂準(zhǔn)同步檢波是指由于在由接收側(cè)的本機(jī)振蕩器14所提供的載波與接收信號的載波之間存在偏差而在基帶接收信號中殘留偏差部分的檢波。但是，通常使用具有能夠通過信號處理而實(shí)現(xiàn)充分補(bǔ)償?shù)木鹊谋緳C(jī)振蕩器14，偏差的影響經(jīng)常具有這樣的情況準(zhǔn)同步檢波信號與符號間隔相比成為足夠充裕進(jìn)行旋轉(zhuǎn)的程度。在此情況下，能夠以檢出載波間的相位差而進(jìn)行相位補(bǔ)償?shù)男问絹韺?shí)現(xiàn)同步檢波。
接著，準(zhǔn)同步檢波信號被自動增益控制器(AGC)16進(jìn)行增益控制而使平均功率成為恒定的，通過模擬數(shù)字(A／D)變換器17而成為數(shù)字信號。被A／D變換的基帶接收信號被輸入SS接收機(jī)(Spread Spectrun IF Reciever)18，來對數(shù)據(jù)進(jìn)行解調(diào)。SS接收機(jī)18由解調(diào)部(Demodulator)19、同步捕獲部(PN Acquisition Loop)20、同步跟蹤部(PN Tracking Loop)21、數(shù)據(jù)解碼部(Data Decoder)22所構(gòu)成。由于在SS通信中通過使用在每個信道中不同的擴(kuò)展符號來進(jìn)行與其他信道信號的分離識別，則為了對SS信號進(jìn)行解調(diào)，就需要把與在發(fā)送側(cè)所使用的擴(kuò)展符號相同的擴(kuò)展符號進(jìn)行相乘而抽出希望成分。而且，把擴(kuò)展符號相乘的定時需要與接收信號的定時相一致。
為此，在SS接收機(jī)18中，首先，由同步捕獲部20進(jìn)行同步定時的捕獲。具體地說，使擴(kuò)展符號的相位變化而檢出同步定時。接著，在同步跟蹤部21中，跟蹤由同步捕獲部20得到的同步定時。具體地說，控制相乘的擴(kuò)展符號的定時以便于使接收信號的定時與相乘的擴(kuò)展符號的定時相一致。因?qū)?yīng)于通信路徑的時間變動或者使擴(kuò)展符號發(fā)生的時鐘的發(fā)送接收間偏差而需要進(jìn)行定時跟蹤。接著，在解調(diào)部19中按照由同步跟蹤部21所提供的定時來把與發(fā)送側(cè)相同的擴(kuò)展符號與基帶接收信號相乘，在遍及符號持續(xù)時間中進(jìn)行積分。通過該積分結(jié)果，符號根據(jù)各自的調(diào)制方式來進(jìn)行解調(diào)。在解調(diào)部19中，同時進(jìn)行推定補(bǔ)償在基帶接收信號中包含的發(fā)送接收載波頻率偏差(相位差)的操作。解調(diào)符號在數(shù)據(jù)解碼部22中被進(jìn)行解碼(幀分解、糾錯解碼、聲音解碼)而使發(fā)送信息復(fù)原。并作為輸出數(shù)據(jù)(Data Output)送出。
如果對上述解調(diào)部19中的接收信號乘以擴(kuò)展符號的操作被稱為逆擴(kuò)展，則包含直到符號持續(xù)時間中的積分操作為止的運(yùn)算被稱為相關(guān)運(yùn)算。執(zhí)行相關(guān)運(yùn)算的電路被稱為相關(guān)器。在CDMA方式中，為了通過符號的相關(guān)特性來得到希望信號成分，相關(guān)運(yùn)算不但用于解調(diào)部19，而且用于同步捕獲部20、同步跟蹤部21。這樣，相關(guān)運(yùn)算稱為SS信號的解調(diào)過程中的基本運(yùn)算操作。進(jìn)行該相關(guān)運(yùn)算的方法一般分為主動相關(guān)法和被動相關(guān)法。兩者的區(qū)別是相乘的擴(kuò)展符號的提供方是主動地還是被動地。
圖17、圖18中表示了主動相關(guān)法、被動相關(guān)法的現(xiàn)有構(gòu)成例子。圖17是由J．G．Proakis著“Digital Communications”(第二版，第八章，McGraw-Hill出版社，1989年)所示的主動相關(guān)法的現(xiàn)有構(gòu)成，由虛線圍繞的部分相當(dāng)于相關(guān)運(yùn)算部25。在主動相關(guān)法中，基帶接收信號(Rx Baseband Signal)與由擴(kuò)展符號發(fā)生器(PN Generator)26所發(fā)生的擴(kuò)展符號相乘，在符號持續(xù)時間(Tb)中對乘積結(jié)果進(jìn)行積分來進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。這樣的相關(guān)運(yùn)算部25被稱為滑動相關(guān)器。被輸入乘法器27中的擴(kuò)展符號按時序被提供，積分器28的積分時間與符號持續(xù)時間相一致。積分的符號通過取樣器(Sampler)30而以取樣速率時鐘(Sample rate Clock)31的定時輸出。擴(kuò)展符號的發(fā)生定時被時片速率時鐘(Chip rate Clock)29進(jìn)行控制。圖17是單純的電路構(gòu)成，相反，在符號持續(xù)時間中僅得到一個相關(guān)值。即，相關(guān)值以符號間隔輸出。
圖18是被動相關(guān)法的現(xiàn)有的基本構(gòu)成，這樣的電路構(gòu)成被稱為匹配濾波器。特別是，在由數(shù)字電路所構(gòu)成的情況下，被稱為數(shù)字匹配濾波器(DMF(Digital Matched filter))。圖中，由虛線圍住的部分相當(dāng)于相關(guān)運(yùn)算部35。在匹配濾波器的情況下，基帶接收信號(Rx Baseband Signal)在每擴(kuò)展符號速度(時片速度)中被取樣，而輸入移位寄存器36。存儲在移位寄存器36各段中的基帶接收信號分別被輸入乘法器37，在分別與固定存儲的擴(kuò)展符號(PN1～PN7)38相乘后，被輸入加法器(Adder)39，而與其他的相乘結(jié)果相加。
擴(kuò)展符號與主動相關(guān)時不同，至少在一個數(shù)據(jù)持續(xù)時間期間被固定。在圖18的情況下，表示了一個數(shù)據(jù)被7時片的擴(kuò)展符號(PN1-PN7)所擴(kuò)展的情況下的相關(guān)運(yùn)算，但是，與第一個移位寄存器取樣相乘的擴(kuò)展符號始終是第七時片的擴(kuò)展符號PN7。通過匹配濾波器的構(gòu)成，由于每輸入一個接收取樣(即以時片間隔)，而輸出一個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，因此，運(yùn)算速度與滑動相關(guān)器相比是高速的，系列長度越長，運(yùn)算效率越高。但是，消耗功率、硬件規(guī)模變大。該傾向隨擴(kuò)展發(fā)送符號的擴(kuò)展符號的符號長度越長(擴(kuò)展率越大)而變得越發(fā)顯著。
如以上說明的那樣，進(jìn)行SS信號的接收部中的相關(guān)運(yùn)算的相關(guān)器主要有兩種相關(guān)器，而可以從電路規(guī)模、消耗功率和運(yùn)算速度的關(guān)系上來選擇任一種方法。圖16中的符號的解調(diào)部19的構(gòu)成與圖17、圖18相同，可以以相關(guān)運(yùn)算結(jié)果所得到的定時來分別對相關(guān)器輸出進(jìn)行取樣。在同步捕獲部20、同步跟蹤部21中利用擴(kuò)展符號的時間相關(guān)特性來進(jìn)行同步捕獲、同步跟蹤。
所謂時間相關(guān)特性是指這樣的特性在相關(guān)運(yùn)算中相乘的擴(kuò)展符號的符號定時與在基帶接收信號中包含的擴(kuò)展符號的定時相一致時，相關(guān)運(yùn)算的結(jié)果，成為大電平，在不一致時，成為小電平。圖19表示擴(kuò)展符號的時間相關(guān)特性，圖20是對其的放大表示。兩圖中橫軸是時間，縱軸是相關(guān)值，而且對未進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制的情況進(jìn)行表示。在進(jìn)行了BPSK的符號調(diào)制的情況下，相關(guān)值的極性隨發(fā)送符號的極性而變化。
在圖19中，相關(guān)值僅在時間差為「0」附近具有值。不言而喻，該特性依賴于擴(kuò)展符號的性質(zhì)，雖然在時間差為「0」附近之外具有若干值，但是，一般使用平均為「0」的這樣的擴(kuò)展符號。TP是擴(kuò)展符號的系列周期。在使用該圖這樣的相關(guān)特性的擴(kuò)展符號時，在同步捕獲部20中，假設(shè)擴(kuò)展符號的定時來進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。如圖所示的那樣，在假設(shè)的定時正確時，得到大的相關(guān)值，在不正確時，不會得到定時，因此，就能通過相關(guān)值的大小來實(shí)現(xiàn)定時檢測。
圖20表示時間差「0」附近的擴(kuò)展符號的相關(guān)特性的一個例子。在擴(kuò)展符號具有足夠隨機(jī)特性的情況下，該區(qū)域的相關(guān)特性平均變得與有發(fā)送接收波形整形濾波器的合成特性所提供的脈動響應(yīng)相等。即，在對時片波形進(jìn)行乃奎斯特傳送時，乃奎斯特波形的脈動響應(yīng)成為「0」附近的相關(guān)特性。這樣，對于定時差變大，相關(guān)值減少，當(dāng)定時差隔開一個時片間隔(TC)時，相關(guān)值輸出為「0」。在同步跟蹤部21中，進(jìn)行同步跟蹤，以便于用于符號解調(diào)的相關(guān)值始終為最大值，即，定時誤差變小。
下面對同步捕獲部20的構(gòu)成進(jìn)行說明。首先，作為滑動相關(guān)器的同步捕獲方法的現(xiàn)有例子，具有例如圖21所示的構(gòu)成。這是在PCT國際公開WO96／04716(PCT／US95／08659)中所公開的方法。圖中由虛線圍住的部分是相關(guān)運(yùn)算部41。在該例中，表示了在發(fā)送側(cè)使用同相軸擴(kuò)展符號和正交軸擴(kuò)展符號兩種擴(kuò)展符號來對發(fā)送符號的QPSK擴(kuò)展調(diào)制的信號相對應(yīng)的同步捕獲電路。即，如果發(fā)送符號為d，同相軸擴(kuò)展符號為Pi，正交軸擴(kuò)展符號為Pq，則基帶發(fā)送信號Tx用下式表示Tx=d·(Pi+jPq)其中，j是虛數(shù)單位。發(fā)送符號、擴(kuò)展符號都是時間函數(shù)，發(fā)送符號是在每個符號間隔中變化的時間函數(shù)，擴(kuò)展符號是在每個時片間隔中變化的時間函數(shù)。
基帶接收信號，作為通過天線42、接收機(jī)(Receiver)43而輸出的準(zhǔn)同步檢波信號Rx，以包含載波的相位差φ的形式，表現(xiàn)為下式這樣Rx=d·(Pi+jPq)．exp(φ)=d·(Pi+jPq)·(cosφ+jsinφ)Rx的實(shí)數(shù)成分是同相軸接收信號，虛數(shù)成分是正交軸接收信號，作為相相關(guān)運(yùn)算部41的輸入。其中，在QPSK逆擴(kuò)展器(Despueader)41A中，構(gòu)成乘法器、加減法器，以便于對于準(zhǔn)同步檢波信號Rx，使假設(shè)從擴(kuò)展符號發(fā)生器44所輸入的Pi、Pq的定時的Pi’、Pq’成為Rx×(Pi，-jPq’)。接著，在數(shù)字積分器(Coherent Accumulators)41B、41C中，在符號間隔中對每個實(shí)數(shù)成分1虛數(shù)成分進(jìn)行積分，由平方和器45來取得各自的積分結(jié)果的平方和，由此，輸出相關(guān)功率。即，如果Pi、Pq和Pi’、Pq’的定時相一致，由于Pi=Pi’、Pq=Pq’，則QPSK逆擴(kuò)展器輸出分別成為d·(cosφ+jsinφ)的實(shí)數(shù)成分、虛數(shù)成分，若求出平方和，而得到d2，得到接收符號功率。在定時不一致的情況下，通過擴(kuò)展符號的隨機(jī)性而成為小電平的相關(guān)功率。
這樣，由于在同步跟蹤的階段中，擴(kuò)展符號的定時是未知的，則在接收側(cè)假設(shè)定時，通過假設(shè)的定時來求出與接收信號的相關(guān)功率，在得到預(yù)先提供的電平以上的輸出電平時，判斷為擴(kuò)展符號的同步捕獲結(jié)束。之所以使用相關(guān)功率作為同步捕獲的檢測，是因?yàn)樵谕讲东@階段，難于把握載波的相位φ，進(jìn)行數(shù)據(jù)調(diào)制時的接收信號的相關(guān)值振幅隨調(diào)制數(shù)據(jù)而在每個相關(guān)值中極性隨機(jī)變化，而在平均化操作中相互抵消了。
為了減輕由噪音所產(chǎn)生的影響，通常，對由同一定時所得到的相關(guān)功率進(jìn)行平均化，通過平均相關(guān)功率來進(jìn)行同步捕獲的判斷。在圖21中，在平均化部(Non-Coherent Accumulators)46中，對每個符號間隔中得到相關(guān)功率進(jìn)行預(yù)定時間(次數(shù))積分并進(jìn)行平均化，在減輕了其噪音影響之后，由比較器(Threshold Comparator)47與閾值電平進(jìn)行比較，比較結(jié)果被傳送給控制器(Search Controller)48，來進(jìn)行同步捕獲判定。檔判定為同步捕獲時，進(jìn)行同步跟蹤和符號調(diào)制，而當(dāng)同步捕獲未完成時，重新假設(shè)另一個定時來重復(fù)進(jìn)行相同的動作。
雖然由滑動相關(guān)所產(chǎn)生的方法的電路構(gòu)成是簡單的，但是，由于在符號間隔中僅得到一個相關(guān)值，則在同步捕獲中需要膨脹的時間。為此，采用下述方法設(shè)置多個系統(tǒng)的同步捕獲電路來謀求同步捕獲時間的縮短，設(shè)定多個用于平均化的積分電路和閾值電平，以較短的積分時間和較低的閾值電平來進(jìn)行一次評價(jià)，僅在接收定時相一致的可能性較高的情況下，才進(jìn)行較長積分時間的二次評價(jià)。
當(dāng)以時片間隔變更接收定時時，由于僅得到時片間隔精度的相關(guān)值，則在正確的接收定時為例如(n+0．5)時片的情況下，如從圖20的特性例子看到的那樣，在時片相位n和時片相位n+1下，僅得到與從正確的定時偏移0．5時片的相關(guān)值對應(yīng)的相關(guān)功率，因此，捕獲性能變差。即，定時與接近無關(guān)，由于較低的相關(guān)值，定時檢測變得困難。為了解決該問題，一般，接收定時以0．5時片間隔([1／2]Tc)的精度變更，即使假設(shè)的定時變更0．5時片，同時進(jìn)行同步捕獲檢定。
作為由同步捕獲電路的數(shù)字匹配濾波器所產(chǎn)生的方法的例子，具有例如圖22所示的構(gòu)成。其具有在「由匹配濾波器進(jìn)行直接數(shù)據(jù)解調(diào)的衛(wèi)星通信用擴(kuò)頻通信裝置」(浜本他著，電子通信學(xué)會論文志，Vol．69-b，No．11，pp．1540-1547)所示的構(gòu)成。提供與同相軸信號、正交軸信號相對應(yīng)的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果的數(shù)字匹配濾波器輸出分別通過平方器50A、50B之后，由加法器51進(jìn)行加法運(yùn)算，由此，成為相關(guān)功率。在圖21中，相對于在每個符號間隔中提供相關(guān)功率，在圖22中，在每個[1／2]時片間隔中提供這點(diǎn)上是不同的(在每個時片中不是提供一個而是提供兩個的構(gòu)成法將在下面描述)。即，在例如PN符號周期與符號持續(xù)時間相一致的情況下，在圖21的情況下，觀測符號間隔的平方和，由此，以[1／2]時片間隔的分辨率來得到相關(guān)功率。而且，進(jìn)行由循環(huán)加法器(Recursive Integrator)52的循環(huán)加法運(yùn)算所產(chǎn)生的平均化操作，來減輕噪聲的影響。該循環(huán)加法器52由輸入平方和的加法器52A、1PN幀的幀存儲器52B和把其輸出與預(yù)定系數(shù)相乘的乘法器52C所構(gòu)成，把乘法運(yùn)算輸出輸入加法器52A來實(shí)現(xiàn)循環(huán)加法運(yùn)算。在幀存儲器中，存儲以符號周期單位來對在每個[1／2]時片間隔中得到的相關(guān)功率進(jìn)行循環(huán)加法運(yùn)算的結(jié)果，由此，不會混同不同符號相位定時之間的相關(guān)功率，來進(jìn)行平均化操作。接著，由最大值保持部53來保持提供幀存儲器52B中最大的平均相關(guān)功率的點(diǎn)，來作為接收定時。
與滑動相關(guān)的情況相同，為了防止由時片間隔精度的相關(guān)值檢定所引起的同步捕獲性能的降低，采用與圖18的對應(yīng)部分使用相同標(biāo)號而類似部分使用英文字母「A」的圖23的構(gòu)成，來作為圖22的例子的數(shù)字匹配濾波器。
在圖23中由虛線圍住的部分是相關(guān)運(yùn)算部35A。即，以PN時鐘的兩倍(相當(dāng)于時片的兩倍的過取樣)來對向數(shù)字匹配濾波器的輸入進(jìn)行取樣，使與輸入信號相乘的PN符號38對應(yīng)于對于1時片連續(xù)的兩個取樣。這樣一來，在每個[1／2]時片間隔中輸出一個取樣的相關(guān)值，來改善同步捕獲精度的降低。
在圖24中表示了圖23的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。圖24(a)是通常的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。若S0是最佳取樣定時下的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，則在相鄰的取樣定時S-1、S1下，相關(guān)運(yùn)算結(jié)果圍小于S0的值。在圖23的構(gòu)成的情況下，由于以時片速度的2倍輸入接收取樣，則以時片速度的2倍得到相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。但是，由于在擴(kuò)展符號處于2個取樣中而與同一符號比特相乘之后，對相關(guān)運(yùn)算結(jié)果進(jìn)行完全加法運(yùn)算，則如圖24(b)所示的那樣，以時片速度的2倍進(jìn)行的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果為以相鄰取樣之間進(jìn)行加法運(yùn)算的值(在圖24中，表示出了進(jìn)一步除2來進(jìn)行平均的情況)。即，最大的相關(guān)值A(chǔ)0為把相對于同步定時的[1／4]Tc之前所輸入的取樣的相關(guān)值S0與[1／4]Tc之后所輸入的取樣的相關(guān)值S1相加的值。
對于這樣的方式的理論的解析，包含了發(fā)送接收波形整形濾波器的影響，片岡等在“Performance of Soft Decision Digital Matched Filetr in Direct-SequenceSpread-Spectrum Communication Systems”(IEICE Transactions，Vol．E74，No．5，pp．1115-1122，May．1991)中進(jìn)行了報(bào)告。如果這樣，在最佳取樣點(diǎn)上，在S／N上發(fā)生了若干劣化，其劣化量是輕微的(發(fā)送接收等分割滾降率40％路由乃奎斯特濾波器時，0．06dB)，按照該理論解析，在定時誤差大的部分([1／2]Tc程度)中，能夠確認(rèn)反而壓低了由誤差定時所引起的S／N(信噪比)的劣化量。
下面對同步跟蹤部的現(xiàn)有構(gòu)成例子進(jìn)行說明。同步跟蹤部是以被稱為符號同步環(huán)(DLL)的構(gòu)成為基本部分。圖25、圖26表示由滑動相關(guān)器所產(chǎn)生的現(xiàn)有的符號同步環(huán)，圖25是所謂非同步DLL的構(gòu)成，圖26是所謂逆調(diào)制型同步DLL的構(gòu)成。在兩圖中，由虛線圍住的部分是相關(guān)運(yùn)算部58、59、70、71、72。圖25是非同步DLL的例子，R．D．GAUDEZI等在“A DigitalChip Timing Recoverry Loop for Band-Limited Direct-Sepuence Spread-SpectrumSignals”(IEEE Transactions On Communications，Vol．41，No．11，Pp．1760-1769，Nov．1993)中進(jìn)行了報(bào)告。在該圖中，復(fù)數(shù)基帶接收信號(同相軸接收信號和正交軸接收信號)由低通濾波器(LPF)55進(jìn)行波形整形，由取樣器56以相當(dāng)于時片的2倍的過取樣速度來進(jìn)行取樣，被輸入串并轉(zhuǎn)換器(S／P)57。S／P的輸出被兩等分為在符號解調(diào)中所使用的取樣O(On Timing)和在用于同步跟蹤的定時誤差的檢測中所使用的取樣(E、L；Early，LateTimming)。即，使用定時誤差的檢測從符號解調(diào)定時偏移[1／2]時片間隔的基帶接收信號。
在圖中，在向定時跟蹤系統(tǒng)的輸入取樣中，取樣E由乘法器59A進(jìn)行直接相關(guān)運(yùn)算，另一方的取樣L在由延遲器58A進(jìn)行1時片的延遲之后，由乘法器58B進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算。Hb(z)是相當(dāng)于數(shù)字積分的低通濾波器58C、59C。接著，兩系統(tǒng)的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果分別由平方器60A、60B進(jìn)行平方，來去除載波相位和符號調(diào)制等的影響，而成為相關(guān)功率，然后，由減法器61取差而成為誤差信號。接著，誤差信號被輸入數(shù)值控制時鐘(NCC)62。由NCC62對誤差信號進(jìn)行平均化操作，由此，在減輕了雜音成分等影響之后，控制接收信號的取樣時鐘，以使誤差信號為0。
圖27(a)、(b)分別表示了相關(guān)功率特性和誤差特性。在圖27(a)中，縱軸為相關(guān)功率，橫軸為時間差。該特性被稱為SS信號的自己相關(guān)特性。與圖20的情況相同，對于形狀表示代表性的例子。在雜音的影響足夠小的情況下，在該圖中，以正確的定時(時間差0)進(jìn)行取樣的符號的相關(guān)功率為最大的，隨著時間差變大，相關(guān)功率降低。在圖25中，取樣E的定時被設(shè)定為比用于符號解調(diào)的取樣O定時超前[1／2]時片間隔，因此，把取樣E延遲了1時片間隔的取樣L的相關(guān)功率分別為圖27(a)所示的值。在此情況下，如果取樣O的定時是理想的，由于相關(guān)特性是左右對稱的，作為由取樣E、取樣L所產(chǎn)生的相關(guān)功率為相同的，誤差信號為0。在取樣O的定時比正確的定時稍稍滯后的情況下，由取樣E所產(chǎn)生的相關(guān)功率一方大于取樣L所產(chǎn)生的相關(guān)功率，其結(jié)果，誤差信號為負(fù)值。圖27(b)表示了離取樣O的正確的定時的定時偏差與誤差信號的關(guān)系。圖中，橫軸為時間差，縱軸為誤差信號。即，如果誤差信號為負(fù)的，則表示定時滯后，如果是正的，則表示定時超前。
在圖25中，為了使用符號調(diào)制信號，就需要在相關(guān)運(yùn)算后進(jìn)行平方操作，但是，在例如同步檢波是理想的，而從未進(jìn)行符號調(diào)制的導(dǎo)頻信號等生成誤差信號的情況下，就不需要平方器60A、60B。在此情況下，省略了圖25中的平方器60A、60B，而成為所謂的同步DLL的構(gòu)成，而能夠希望提高同步跟蹤性能。而在使用進(jìn)行符號調(diào)制的SS信號的情況下，如果理想的同步檢波能夠?qū)崿F(xiàn)，則通過使符號調(diào)制的極性恢復(fù)原狀，就能實(shí)現(xiàn)同步型DLL的構(gòu)成。這樣的操作所產(chǎn)生的DLL構(gòu)成被稱為逆調(diào)制型同步DLL。
圖26是所謂的逆調(diào)制型同步DLL的現(xiàn)有的構(gòu)成，是佐和橋等在「DS-CDMA中的逆調(diào)制型coherentDLL」(電子情報(bào)通信學(xué)會技術(shù)研究報(bào)告，RCS94-50，pp．13-18，1995年2月)中報(bào)告的構(gòu)成。在圖26中，由虛線圍住的部分是相關(guān)運(yùn)算部70、71、72，由一點(diǎn)劃線圍住的部分是同步跟蹤部68，由兩點(diǎn)劃線圍住的部分是符號解調(diào)部69。而且，在相關(guān)器中包含的電壓控制擴(kuò)展符號發(fā)生器VCCG 78是通過作為誤差信號的電壓控制信號來控制發(fā)生定時的擴(kuò)展符號發(fā)生器。圖25對應(yīng)于通過控制輸入取樣的取樣定時來進(jìn)行同步跟蹤的方案，圖26是通過控制擴(kuò)展符號的發(fā)生定時來進(jìn)行同步跟蹤的方案。如果定時控制接收信號與擴(kuò)展符號的相對的定時關(guān)系，就能得到相同的性能。這樣，其與非同步DLL和逆調(diào)制型DLL沒有差異。在下述的PAKE接收機(jī)中，共有A／D變換器，在獨(dú)立地同步跟蹤、解調(diào)各接收通路信號的定時的情況下，控制擴(kuò)展符號的發(fā)生定時的方式是有利的。但是，在使用下述的DMF的情況下，由于符號相位被固定，則采用控制輸入取樣定時方法，以使峰值的定時處于中央。
在圖26中，在Spreaded Signal接收信號由QPSK準(zhǔn)同步檢波器(Quashi-quadrature Detector)65進(jìn)行準(zhǔn)同步檢波之后，由取樣器67以時片間隔的整數(shù)倍進(jìn)行取樣，而分別輸入符號解調(diào)部69、同步跟蹤部68。由符號解調(diào)部69進(jìn)行與接收信號同步的定時的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算。但是，由于是準(zhǔn)同步檢波信號，還殘留有載波相位差φ的影響。如果使符號為d，其影響由d×exp(jφ)所表現(xiàn)。由載波相位推定器(Carrier Phase Estimator)79來推定φ，從推定結(jié)果φ’作出exp(-jφ’)，使用與相關(guān)運(yùn)算結(jié)果相乘的結(jié)果來進(jìn)行符號解調(diào)。
在同步跟蹤部68中，從符號定時來進(jìn)行超前的定時的擴(kuò)展符號與滯后的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算，然后，計(jì)算兩者的運(yùn)算結(jié)果之差。在相關(guān)運(yùn)算結(jié)果中除了誤差信號成分之外還包含了調(diào)制符號d、載波相位差φ的影響。如果誤差信號為ε，其影響由ε×d×cos(φ)表述。使用由符號解調(diào)部(Data Decision)81所推定的d’、由載波相位推定器79所推定的相位差φ’來去除調(diào)制符號d和載波相位差φ，而得到誤差信號ε’。通過d’來去除d的影響的作業(yè)是逆調(diào)制。ε’被輸入環(huán)路濾波器76，通過平均化來減輕雜音的影響，然后，作為ε而輸入電壓控制擴(kuò)展符號發(fā)生器(VCCG)78中，進(jìn)行定時控制。這樣，就不需要用于通過逆調(diào)制來去除載波相位差和調(diào)制符號的影響的平方和電路，因此，就沒有平方損失(Squaring Loss)，就能進(jìn)一步降低雜音成分的影響，能夠提高同步跟蹤性能。
圖28是數(shù)字匹配濾波器所產(chǎn)生的定時跟蹤部的例子。其是片岡等在「使用軟判定匹配濾波器的擴(kuò)頻通信用數(shù)字同步方式」(電子情報(bào)通信學(xué)會技術(shù)研究報(bào)告，RCS91-4，pp．23-30，1991年5月)中報(bào)告的構(gòu)成。在該圖中，作為準(zhǔn)同步檢波信號的兩個低通濾波器(LPF)87A、87B的輸出由A／D變換器88A、88B以時片速度的兩倍進(jìn)行A／D變換，以相同的時鐘輸入數(shù)字相關(guān)器89A、89B中。
數(shù)字相關(guān)器的基本構(gòu)成與圖23相同。即，數(shù)字相關(guān)器89A、89B以時片間隔的兩倍輸出相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。以符號定時取出兩個相關(guān)器輸出，如果進(jìn)行相位補(bǔ)償，來解調(diào)接收符號。檢出通過平方電路90A、90B、加法器91來從兩個相關(guān)器輸出中去除載波相位、調(diào)制符號的影響的相關(guān)功率。相關(guān)功率被分成兩支，一支通過1時片間隔的延遲電路92進(jìn)行延遲，由減法器93來求出與不通過延遲電路92的相關(guān)功率之差，而輸出誤差信號。在使用圖28的數(shù)字匹配濾波器的情況下，通過閂鎖電路94來抽出具有某種意義的誤差信號包含的定時(符號定時)的減法器輸出。
誤差信號由環(huán)路濾波器(Loop Filter)95進(jìn)行平均化，減輕雜音的影響，然后，被輸入電壓控制振蕩器(VCO)96中，來控制準(zhǔn)同步檢波信號的接收定時。相關(guān)值的符號定時、提供誤差信號的定時的相互關(guān)系與圖25和圖27相同。即，誤差信號被閂鎖的定時在符號定時的后續(xù)取樣(1／2時片間隔后)。
在圖28的例子中，表示了由模擬電路構(gòu)成電壓控制振蕩器(VCO)96而對VCO輸出進(jìn)行A／D變換的方法，但是，從裝置規(guī)模的小型化、產(chǎn)量性的觀點(diǎn)上看，需要用數(shù)字電路來構(gòu)成VCO96。在此情況下，考慮按圖25那樣數(shù)字地進(jìn)行時鐘控制。
圖29表示了高草木等在「DLL用數(shù)字控制時鐘振蕩器的開發(fā)」(1996年電子情報(bào)通信學(xué)會通信ソサイエテイ大會，B-371，1996年3月)中報(bào)告的現(xiàn)有數(shù)字控制時鐘發(fā)生器的構(gòu)成。在電壓控制振蕩器VCO的情況下，通過模擬控制電壓來使輸出頻率直接變化。與此相對，在圖中的構(gòu)成中，準(zhǔn)備比時片速度快的固定時鐘97，通過數(shù)字控制信號98來使輸出時鐘的相位直接變化。即，是這樣的方法設(shè)置可編程延遲元件99，根據(jù)數(shù)字控制信號98的控制值來使延遲時間變化，來使時鐘的相位變化。控制延遲時間的輸出信號通過分頻電路來數(shù)字地進(jìn)行時鐘控制。在此情況下，由于定時的更新單位是離散的，則為了實(shí)現(xiàn)高精度的同步跟蹤特性，需要準(zhǔn)備比時片速度快的時鐘來作為基本時鐘。另外，如果固定時鐘97是時片速度的n倍，則時片定時的控制單位為1／n時片間隔。
其中，時片速度比符號速度相當(dāng)?shù)乜?，通常，以幾十倍至幾百倍程度的擴(kuò)展率來設(shè)計(jì)，因此，要求高速工作。而且，為了實(shí)現(xiàn)高精度的同步跟蹤特性，要求圖28的控制部以時片速度的n倍的速度來工作。數(shù)字電路的消耗功率主要取決于工作速度的快速部分，因此，不會使同步跟蹤特性劣化，并降低工作速度，這成為數(shù)字同步跟蹤部的課題。
圖30表示了由數(shù)字控制所產(chǎn)生的時鐘發(fā)生器的另一個現(xiàn)有的構(gòu)成。其概念由Cessna在“Phase Noise and Transient Times for a Binary Quantized DigitalPhase-Locked Loop in White Gaussian Noise”(IEEE Transaction onCommunication COM-20，No2，pp．94，1972)中進(jìn)行了報(bào)告。在圖中，時片速度的整數(shù)倍的自由振蕩時鐘100，在脈沖插入／抽出電路101中，通過定時控制信號來對定時進(jìn)行控制。當(dāng)使定時超前時，對時鐘信號插入脈沖。由于數(shù)字電路通過例如脈沖的上升沿而動作，則如果插入脈沖，時鐘就相對地前進(jìn)。反之，當(dāng)使時鐘滯后時，間隔抽出時鐘信號的時鐘脈沖。如果自由振蕩時鐘100是時片速度的n倍，則通過一個脈沖的插入／抽出所控制的定時成為[1／n]時片間隔。
在圖30中，需要與圖29相比縮小電路規(guī)模，以自由振蕩時鐘以上的速度來實(shí)現(xiàn)脈沖的插入動作。這樣，從低消耗功率的觀點(diǎn)上看，不使同步跟蹤特性劣化并降低工作速度就成為數(shù)字同步跟蹤部的課題。
因此，在移動通信中會受到多路衰落的影響。其結(jié)果，接收信號作為載波相位、振幅獨(dú)立變化的不同的定時的多個接收通路信號被接收。由于SS信號利用由擴(kuò)展符號所產(chǎn)生的時間相關(guān)特性，則如果接收通路信號的到來時間差為1時片以上，就能進(jìn)行分離識別來接收。而且，通過合成分離接收的接收通路信號，就能謀求接收特性的改善。這樣的接收方式被稱為RAKE接收。
圖31是由美國專利5，490，165號所公開的現(xiàn)有的RAKE接收機(jī)的構(gòu)成。圖31的RAKE接收機(jī)由搜索來自周邊基站的發(fā)送信號的搜索以及時間上變動的接收多路信號的接收狀態(tài)(定時、信號功率)的搜索部(SEACHERELEMENT)105、與同步跟蹤各接收通路信號同時地進(jìn)行符號解調(diào)的多個解調(diào)部(DEMODULATION ELEMENT)106、合成各解調(diào)部106的符號解調(diào)結(jié)果的符號合成部(SYMBOL COMBINER)107、從搜索部105的搜索結(jié)果和解調(diào)部106的同步跟蹤以及解調(diào)符號功率來控制解調(diào)部106應(yīng)解調(diào)的接收通路信號的分配的控制部(CONTROLLER)108所構(gòu)成。
在圖31中，搜索部105進(jìn)行的信號搜索是同步跟蹤的動作，在裝置構(gòu)成上，由圖21的構(gòu)成來實(shí)現(xiàn)。但是，在一邊進(jìn)行同步跟蹤、符號解調(diào)一邊進(jìn)行接收通路信號的搜索這點(diǎn)上稍有不同。即，在解調(diào)部106進(jìn)行同步跟蹤、符號解調(diào)的信號不能完全通過衰減的電平變動而解調(diào)之前，搜索新的接收通路信號，在解調(diào)部106中進(jìn)行再分配，需要完全的同步以不會引起偏移。
這樣，作為搜索部105的動作，要求在短時間內(nèi)進(jìn)行精度高的信號搜索。特別是，在給解調(diào)部106分配接收通路信號之后，解調(diào)部106在短時間內(nèi)能夠動作，為此，需要使?fàn)咳胪降臅r間為短時間，在同步捕獲的時刻，要求高的時間精度。在此情況下，在滑動相關(guān)器的情況下，具有許多并聯(lián)準(zhǔn)備的相關(guān)器，而考慮以這樣的定時同時測定相關(guān)功率，但是，隨著并聯(lián)數(shù)量的增大，就存在硬件規(guī)模變大的問題。
圖32是圖31的解調(diào)部106的詳細(xì)構(gòu)成，同樣由美國專利5，490，165號所公開。在該圖中，由虛線圍住的部分是相關(guān)運(yùn)算器110。圖中，由濾波器(Filter)110B、110C抽出分別在同相軸接收信號、正交軸接收信號中包含的無調(diào)制(僅擴(kuò)展調(diào)制)的導(dǎo)頻信號，來進(jìn)行平均化?，F(xiàn)有的例子是在發(fā)送側(cè)在導(dǎo)頻信號中符號復(fù)用信息信號的信號相對應(yīng)的RAKE接收機(jī)的構(gòu)成，無調(diào)制導(dǎo)頻信號和信息信號通過正交符號(Walsh Function)進(jìn)行符號復(fù)用。即，由于信息信號通過與導(dǎo)頻信號相互正交的符號被復(fù)用，則導(dǎo)頻信號，通過使QPSK逆擴(kuò)展器110A的輸出經(jīng)過乘法器110D、110E和累加器(Accumulator)11OF、110G而分別與正交符號發(fā)生器(Walsh Function Generator)111的輸出進(jìn)行積分，來與信息信號相分離，就能實(shí)現(xiàn)信道推定。為了以最大比合成來實(shí)現(xiàn)RAKE接收，在加權(quán)相位補(bǔ)償部(Data Scale Phase Rotation)112中，推定載波的相位差和接收信號振幅，與相位補(bǔ)償同時進(jìn)行由推定振幅所產(chǎn)生的加權(quán)，輸出加權(quán)的同步檢波符號。接著，被輸入符號存儲寄存器(FIFO)113中，進(jìn)行定時調(diào)整以便于以與其他的接收通路信號相同的定時向符號合成部107(圖31)輸出。
如果定量地進(jìn)行說明，三個接收通路信號，按接收定時的前后順序，接收振幅為ρ0、ρ1、ρ2，載波相位為φ0、φ1、φ2，從第一個接收定時開始的延遲時間依次為0、t1、t2，則基帶接收信號MRx由下式表示MRx=ρ0·d(t)·exp(jφ0)+ρ1·d(t+t1)·exp(jφ1)+ρ2·d(t+t2)·exp(jφ2)
相位補(bǔ)償和加權(quán)進(jìn)行的各解調(diào)部106(圖31)的輸出分別為ρ02·d(t)、ρ12·d(t+t1)、ρ22·d(t+t2)。而且，如果把符號存儲寄存器113的的存儲時間分別設(shè)定為τ0、τ0-t1、τ0-t2(τ0≥t2)，各解調(diào)部106的輸出分別為ρ02·d(t+τ0)、ρ12·d(t+τ0)、ρ22·d(t+τ0)，因此，通過由符號合成部107(圖31)合成它們，來合成以功率(ρ2)加權(quán)的符號。
圖32中的同步跟蹤部為DLL構(gòu)成。即，通過定時調(diào)整裝置(Time Skew)115來對由導(dǎo)頻PN符號發(fā)生器(Pilot PN Generatot)114所提供的擴(kuò)展符號進(jìn)行定時調(diào)整，然后，在由QPSK逆擴(kuò)展器116A和積分器116B組成的相關(guān)器116中進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，從選出的結(jié)果生成誤差信號，在定時控制部(TimeTracking)117中，對誤差信號進(jìn)行平均化，來減輕雜音的影響，然后，進(jìn)行跟蹤以使解調(diào)定時為最佳定時。
與圖29至圖30相同，為了得到預(yù)定的定時精度，必須使定時控制部117以超過時片速度的速度高速工作，而存在不使精度劣化而降低工作速度來謀求低耗電的課題。而且，在圖31的RAKE接收機(jī)中，由于包含需要高速工作的定時控制部117的解調(diào)部106具有多個，則低耗電在RAKE接收機(jī)中為特別大的課題。在圖32中，進(jìn)行符號合成的符號存儲寄存器113由FIFO構(gòu)成，則存在越是高速而FIFO的規(guī)模、耗電量越大的問題。
圖33表示在使用數(shù)字匹配濾波器時的多路衰落環(huán)境下的RAKE接收機(jī)的構(gòu)成。其是G．L．TURIN在“Introduction to Spread-Spectrum AntimultipathTechniques and Their Application to Urban Digital Radio”(PROCEEDING OFTHE IEEE，Vol．68，No．3，March，1980)中報(bào)告的構(gòu)成。被同步檢波的相關(guān)器輸出信號被輸入延遲電路(Delay Line)118中，進(jìn)行定時調(diào)整以便于使多路接收信號的合成定時相一致。接著，在進(jìn)行了對應(yīng)于多路接收信號的接收振幅的加權(quán)之后，由加法器(Summing Bus)119進(jìn)行加法運(yùn)算。能夠防止與未檢出接收多路信號的定時相對應(yīng)的加權(quán)為0的不需要的雜音的混入。在圖33的例子中，向RAKE接收機(jī)的輸入信號為同步檢波信號，但是，也可以輸入載波相位差殘留的相關(guān)運(yùn)算輸出，在加權(quán)部分中，同時進(jìn)行相位補(bǔ)償。用于加權(quán)、相位補(bǔ)償?shù)慕邮照穹?、載波相位φ的推定可以用圖26或圖32等方法來進(jìn)行。
在這樣使用數(shù)字匹配濾波器的情況下，由于在每個向數(shù)字匹配濾波器的輸入取樣間隔(即，時片速度以上)中提供相關(guān)值或相關(guān)功率，則同步捕獲、同步跟蹤是比較容易的，但是，只能檢出等間隔的時間差所產(chǎn)生的相關(guān)值。在提高定時精度的情況下，考慮了單純地對與圖23的構(gòu)成相對應(yīng)的部分使用相同標(biāo)號而對相似部分使用英文字母來表示的圖34的構(gòu)成進(jìn)行擴(kuò)展的情況。但是，隨著高精度化，電路規(guī)模、耗電量的增加量非常大，則實(shí)現(xiàn)變得困難。這樣，輸入取樣速度自然而然受到限制，而難于得到高定時精度。其結(jié)果，就存在由于定時誤差而使信號功率降低的問題。
對于上述問題，報(bào)告了圖35所示的構(gòu)成。該構(gòu)成為在日本專利公開公報(bào)特開平7-95125號中所公開的構(gòu)成，通過使n個數(shù)字匹配濾波器121以低速度并行工作，來謀求低耗電化。這是與使滑動相關(guān)器并行工作的構(gòu)成相類似的構(gòu)成，工作速度能夠降低并聯(lián)數(shù)量。在該圖中，準(zhǔn)備多個以與時片時鐘相同而相位互不相同的時鐘122工作的數(shù)字匹配濾波器121，使各自的相關(guān)值或相關(guān)功率經(jīng)過多路復(fù)用器123，由此來連續(xù)地輸出，而得到數(shù)字匹配濾波器121的工作速度為時片速度原樣的高定時精度的構(gòu)成。
但是，數(shù)字匹配濾波器121的并聯(lián)所產(chǎn)生的硬件規(guī)模的增大量相當(dāng)大，而且，壓低最高工作速度的由并聯(lián)化所產(chǎn)生的耗電量增大了，因此，依然存在硬件規(guī)模、耗電量同時變大的問題。
為了解決以上問題，本發(fā)明的目的是提供擴(kuò)頻信號接收方法和擴(kuò)頻信號接收裝置，不損害符號(或者數(shù)據(jù))解調(diào)特性、同步捕獲特性、同步跟蹤特性而能夠?qū)崿F(xiàn)小型化、低耗電化。
為了解決上述問題，本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括第一相關(guān)運(yùn)算步驟，在進(jìn)行擴(kuò)頻信號的基帶成分和擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算的過程中，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算步驟，以該第一步驟中的擴(kuò)展符號和基帶成分的定時關(guān)系相差擴(kuò)展符號間隔的1／2的不同定時來進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算；推定步驟，使用第一、第二步驟結(jié)果，推定定時關(guān)系在1／2以下的定時點(diǎn)上的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收方法，在上述基礎(chǔ)上，還包括解調(diào)步驟，使用由第一及第二相關(guān)運(yùn)算步驟、推定步驟的結(jié)果得到的兩個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和擴(kuò)展符號間隔的1／2以下的定時點(diǎn)上的相關(guān)運(yùn)算的推定結(jié)果，來解調(diào)擴(kuò)頻信號。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收方法，在上述基礎(chǔ)上，還包括同步捕獲步驟，使用由第一及第二相關(guān)運(yùn)算步驟、推定步驟的結(jié)果得到的兩個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和擴(kuò)展符號間隔的1／2以下的定時點(diǎn)上的相關(guān)運(yùn)算的推定結(jié)果，來進(jìn)行擴(kuò)頻信號的同步捕獲。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收方法，在上述基礎(chǔ)上，還包括同步跟蹤步驟，使用由第一及第二相關(guān)運(yùn)算步驟、推定步驟的結(jié)果得到的兩個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和擴(kuò)展符號間隔的1／2以下的定時點(diǎn)上的相關(guān)運(yùn)算的推定結(jié)果，來進(jìn)行擴(kuò)頻信號的同步跟蹤。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括第一相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行使擴(kuò)展符號偏移符號間隔的1／2的擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；推定步驟，把第一相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果相加，推定兩個定時的中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果；第一和第二加權(quán)步驟，對第一相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果分別進(jìn)行預(yù)定的加權(quán)；高精度化步驟，從推定步驟、第一和第二加權(quán)步驟的運(yùn)算結(jié)果來謀求相關(guān)定時的高精度化。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括第一相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行使擴(kuò)展符號偏移符號間隔的1／2的擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；推定步驟，把第一相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果相加，推定兩個定時的中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果；第一和第二加權(quán)步驟，對第一相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果分別進(jìn)行預(yù)定的加權(quán)；最佳定時選擇步驟，從推定步驟、第一和第二加權(quán)步驟的運(yùn)算結(jié)果來選擇最佳定時的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果或推定結(jié)果。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括第一相關(guān)運(yùn)算步驟，在進(jìn)行與擴(kuò)頻接收信號的基帶成分中假設(shè)的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算而進(jìn)行同步捕獲的過程中，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的第一相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行使擴(kuò)展符號偏移符號間隔的1／2的擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第一和第二功率計(jì)算步驟，從第一和第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果求出各個相關(guān)功率；第一和第二平均相關(guān)功率計(jì)算步驟，對第一和第二功率計(jì)算結(jié)果進(jìn)行平均化操作，求出各自的平均相關(guān)功率；平均功率推定步驟，通過把第一和第二平均相關(guān)功率計(jì)算結(jié)果相加，來推定兩個定時的中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率；第一和第二加權(quán)步驟，對第一和第二平均相關(guān)功率計(jì)算結(jié)果分別進(jìn)行預(yù)定的加權(quán)；同步捕獲檢定步驟，使用平均功率推定步驟的計(jì)算結(jié)果和第一和第二加權(quán)步驟的計(jì)算結(jié)果來進(jìn)行同步捕獲檢定。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括第一～第三符號間隔移位步驟，在進(jìn)行與擴(kuò)頻接收信號的基帶成分中假設(shè)的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算而進(jìn)行同步跟蹤的過程中，使擴(kuò)展符號分別移位符號間隔的1／2倍、1倍、3／2倍；相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第一～第三移位相關(guān)運(yùn)算步驟，分別進(jìn)行由第一～第三符號間隔移位步驟分別得到的擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第一～第四相關(guān)功率計(jì)算步驟，從相關(guān)運(yùn)算步驟、第一～第三移位相關(guān)運(yùn)算步驟的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果來分別求出相關(guān)功率；第一～第四平均相關(guān)功率計(jì)算步驟，對于由第一～第四相關(guān)功率計(jì)算步驟所得到的相關(guān)功率，求出分別進(jìn)行平均化操作的平均相關(guān)功率；第一推定平均功率計(jì)算步驟，通過把第一、第二平均相關(guān)功率計(jì)算步驟的運(yùn)算結(jié)果相加，來推定兩者的中間定時的平均相關(guān)功率；第二推定平均功率計(jì)算步驟，通過把第三、第四平均相關(guān)功率計(jì)算步驟的運(yùn)算結(jié)果相加，來推定兩者的中間定時的平均相關(guān)功率；同步跟蹤步驟，使用第一～第四平均相關(guān)功率步驟的運(yùn)算結(jié)果和第一～第三推定平均相關(guān)功率計(jì)算步驟的運(yùn)算結(jié)果來進(jìn)行同步跟蹤。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括擴(kuò)展符號發(fā)生裝置，發(fā)生擴(kuò)展符號；延遲裝置，使由擴(kuò)展符號發(fā)生裝置所發(fā)生的擴(kuò)展符號延遲，而輸出延遲擴(kuò)展符號；第一相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行延遲擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；定時調(diào)整裝置，調(diào)整第一、第二相關(guān)運(yùn)算裝置的輸出定時；定時高精度化裝置，從輸出定時被調(diào)整了的第一、第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果來求出兩者的定時中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果；選擇裝置，輸出由定時被進(jìn)行了高精度化的相關(guān)值所指定的相關(guān)值。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括擴(kuò)展符號發(fā)生裝置，發(fā)生擴(kuò)展符號；延遲裝置，使由擴(kuò)展符號發(fā)生裝置所發(fā)生的擴(kuò)展符號延遲，而輸出延遲擴(kuò)展符號；第一相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行延遲擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；平方和裝置，從第一、第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果分別求出相關(guān)功率；平均化裝置，分別對兩個相關(guān)功率進(jìn)行平均化而求出平均相關(guān)功率；定時高精度化裝置，從兩個平均相關(guān)功率來推定兩者的定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率；控制部，一邊把定時高精度化裝置的輸出與閾值電平進(jìn)行比較一邊進(jìn)行同步捕獲檢定。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括串并變換裝置，把以時片速度的兩倍所輸入的基帶成分變換為與時片速度相同速度的兩個并行信號；第一匹配濾波器，把串并變換裝置的第一輸出信號作為輸入，以時片速度輸出與基帶成分的相關(guān)值；第二匹配濾波器，把串并變換裝置的第二輸出信號作為輸入，以時片速度輸出與基帶成分的相關(guān)值；平方和裝置，從兩系統(tǒng)的匹配濾波器輸出分別求出相關(guān)功率；平均化裝置，分別對兩系統(tǒng)的相關(guān)功率進(jìn)行平均化，而輸出平均相關(guān)功率；連續(xù)的高精度化裝置，從兩系統(tǒng)的平均相關(guān)功率，來推定定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率，按時序來輸出它們；接收通路檢測裝置，通過觀測連續(xù)的高精度化裝置的電平，來檢測接收信號的定時，來進(jìn)行同步捕獲。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括擴(kuò)展符號發(fā)生裝置，發(fā)生擴(kuò)展符號；延遲裝置，分多級來使由擴(kuò)展符號發(fā)生裝置所發(fā)生的擴(kuò)展符號被延遲；多個相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行基帶成分和擴(kuò)展符號以及分多級延遲的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算；多個平方和裝置，從相關(guān)運(yùn)算裝置的運(yùn)算結(jié)果分別求出相關(guān)功率；多個平均化裝置，求出分別對相關(guān)功率進(jìn)行平均化操作的平均相關(guān)功率；定時調(diào)整裝置，調(diào)整多個平均功率所得到的定時；定時高精度化裝置，使用被定時調(diào)整了的多個平均相關(guān)功率，來推定相關(guān)功率所得到的定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率；定時控制裝置，從進(jìn)行了高精度化的平均相關(guān)功率來進(jìn)行定時控制；時鐘控制裝置，根據(jù)定時控制裝置的控制結(jié)果來控制擴(kuò)展符號時鐘；定時高精度化裝置，從多個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和由運(yùn)算結(jié)果推定的定時中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算推定值中，選擇輸出最大的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，其特征在于，定時控制裝置進(jìn)行從多個平均相關(guān)功率和多個推定平均相關(guān)功率中跟蹤最大的相關(guān)功率的控制。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，其特征在于，定時控制裝置從多個平均相關(guān)功率和多個推定平均相關(guān)功率中選擇用于生成誤差信號的兩個相關(guān)功率，來進(jìn)行延遲鎖定環(huán)控制。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括導(dǎo)頻擴(kuò)展符號發(fā)生裝置，發(fā)生導(dǎo)頻擴(kuò)展符號；延遲裝置，分多級使導(dǎo)頻擴(kuò)展符號被延遲；多個相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行基帶成分和擴(kuò)展符號以及分多級延遲的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算；多個平方和裝置，從相關(guān)運(yùn)算裝置的運(yùn)算結(jié)果分別求出相關(guān)功率；多個平均化裝置，求出分別對相關(guān)功率進(jìn)行平均化操作的平均相關(guān)功率；定時調(diào)整裝置，調(diào)整多個平均功率所得到的定時；定時高精度化裝置，使用被定時調(diào)整了的多個平均相關(guān)功率，來推定相關(guān)功率所得到的定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率；定時控制裝置，從進(jìn)行了高精度化的平均相關(guān)功率來進(jìn)行定時控制；時鐘控制裝置，根據(jù)定時控制裝置的控制結(jié)果來控制擴(kuò)展符號時鐘；定時高精度化裝置，從多個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和由運(yùn)算結(jié)果推定的定時中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算推定值中，選擇輸出最大的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，其特征在于，定時控制裝置進(jìn)行從多個平均相關(guān)功率和多個推定平均相關(guān)功率中跟蹤最大的相關(guān)功率的控制。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，其特征在于，定時控制裝置從多個平均相關(guān)功率和多個推定平均相關(guān)功率中選擇用于生成誤差信號的兩個相關(guān)功率，來進(jìn)行延遲鎖定環(huán)控制。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括導(dǎo)頻擴(kuò)展符號發(fā)生裝置，發(fā)生導(dǎo)頻擴(kuò)展符號；延遲裝置，分多級使導(dǎo)頻擴(kuò)展符號被延遲；多個相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行基帶成分和擴(kuò)展符號以及分多級延遲的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算；多個平方和裝置，從相關(guān)運(yùn)算裝置的運(yùn)算結(jié)果分別求出相關(guān)功率；多個平均化裝置，求出分別對相關(guān)功率進(jìn)行平均化操作的平均相關(guān)功率；定時調(diào)整裝置，調(diào)整多個平均功率所得到的定時；定時高精度化裝置，使用被定時調(diào)整了的多個平均相關(guān)功率，來推定相關(guān)功率所得到的定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率；定時控制裝置，從進(jìn)行了高精度化的平均相關(guān)功率來進(jìn)行定時控制；時鐘控制裝置，根據(jù)定時控制裝置的控制結(jié)果來控制擴(kuò)展符號時鐘；定時高精度化裝置，根據(jù)定時控制裝置的控制結(jié)果，從多個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和由運(yùn)算結(jié)果推定的定時中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算推定值中，選擇輸出最大的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果；同步檢波裝置，使用定時高精度化裝置的輸出來進(jìn)行信道推定、相位補(bǔ)償。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括擴(kuò)展符號發(fā)生裝置，發(fā)生擴(kuò)展符號；延遲裝置，分多級使擴(kuò)展符號被延遲；多個相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行基帶成分和擴(kuò)展符號以及分多級延遲的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算；多個延遲裝置，使多個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果分別被延遲在信道推定中所需要的時間；多個同步檢波裝置，使用信道推定值來分別進(jìn)行相位補(bǔ)償、加權(quán)；多個逆調(diào)制裝置，使用對同步檢波裝置所假判定的數(shù)據(jù)分別進(jìn)行逆調(diào)制；平均化裝置，對多個逆調(diào)制結(jié)果進(jìn)行平均化操作；定時高精度化裝置，使用被定時調(diào)整了的多個平均相關(guān)功率，來推定相關(guān)功率所得到的定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率；定時控制裝置，從進(jìn)行了高精度化的平均相關(guān)功率來進(jìn)行定時控制；時鐘控制裝置，根據(jù)定時控制裝置的控制結(jié)果來控制擴(kuò)展符號時鐘；第二定時高精度化裝置，根據(jù)定時控制裝置的控制結(jié)果，從多個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和由運(yùn)算結(jié)果推定的定時中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算推定值中，選擇輸出最大的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果；信道推定裝置，使用由第二定時高精度化裝置所提供的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果來進(jìn)行信道推定；第三定時高精度化裝置，根據(jù)定時控制裝置的控制結(jié)果，從多個同步檢波結(jié)果和由同步檢波結(jié)果推定的定時中央點(diǎn)的同步檢波推定值中，選擇輸出最大的同步檢波電平所得到的同步檢波結(jié)果。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，其特征在于，定時控制裝置進(jìn)行從多個平均相關(guān)功率和多個推定平均相關(guān)功率中跟蹤最大的相關(guān)功率的控制。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，其特征在于，定時控制裝置從多個平均相關(guān)功率和多個推定平均相關(guān)功率中選擇用于生成誤差信號的兩個相關(guān)功率，來進(jìn)行延遲鎖定環(huán)控制。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括串并變換裝置，把以時片速度的兩倍所輸入的基帶成分變換為與時片速度相同速度的兩個并行信號；第一匹配濾波器，把串并變換裝置的第一輸出信號作為輸入，以時片速度輸出與基帶成分的相關(guān)值；第二匹配濾波器，把串并變換裝置的第二輸出信號作為輸入，以時片速度輸出與基帶成分的相關(guān)值；平方和裝置，從兩系統(tǒng)的匹配濾波器輸出分別求出相關(guān)功率；平均化裝置，分別對兩系統(tǒng)的相關(guān)功率進(jìn)行平均化，而輸出平均相關(guān)功率；連續(xù)的高精度化裝置，從兩系統(tǒng)的平均相關(guān)功率，來推定定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率，按時序來輸出它們；相位補(bǔ)償裝置，對兩系統(tǒng)的匹配濾波器輸出進(jìn)行相位補(bǔ)償；第二連續(xù)的高精度化裝置，從兩系統(tǒng)的進(jìn)行了相位補(bǔ)償?shù)耐綑z波信號，來推定定時中央點(diǎn)的同步檢波信號，按時序來輸出它們；RAKE合成裝置，把由第一連續(xù)的高精度化裝置輸出的平均相關(guān)功率所產(chǎn)生的加權(quán)與第二連續(xù)的高精度化裝置輸出相乘而進(jìn)行合成。
本發(fā)明所涉及的擴(kuò)頻信號接收裝置，其特征在于，通過接收時片形狀來計(jì)算確定高精度化裝置中的加權(quán)。
本發(fā)明的這些和其他的目的、優(yōu)點(diǎn)及特征將通過結(jié)合附圖對本發(fā)明的實(shí)施例的描述而得到進(jìn)一步說明。在這些附圖中圖1是用于說明本發(fā)明的原理的信號波形圖；圖2是表示本發(fā)明的符號解調(diào)部的滑動相關(guān)器的構(gòu)成的方框圖；圖3是表示本發(fā)明的高精度化裝置的構(gòu)成的方框圖；圖4是表示本發(fā)明的符號解調(diào)部的數(shù)字匹配濾波器的構(gòu)成的方框圖；圖5是表示本發(fā)明的同步捕獲部的滑動相關(guān)器的構(gòu)成的方框圖；圖6是表示本發(fā)明的同步捕獲部的數(shù)字匹配濾波器的構(gòu)成的方框圖；圖7是表示本發(fā)明的連續(xù)的高精度化裝置的構(gòu)成的方框圖；圖8是表示本發(fā)明的RAKE接收用符號解調(diào)部和同步跟蹤部的滑動相關(guān)器的構(gòu)成的方框圖；圖9是表示本發(fā)明的RAKE接收用符號解調(diào)部和同步跟蹤部的滑動相關(guān)器的另一個構(gòu)成的方框圖；圖10是表示本發(fā)明的進(jìn)行導(dǎo)頻信號的同步檢波的RAKE接收用符號解調(diào)部和同步跟蹤部的滑動相關(guān)器的構(gòu)成的方框圖11是說明本發(fā)明高精度誤差信號生成裝置以及定時控制裝置的簡圖；圖12是表示本發(fā)明的RAKE接收用符號解調(diào)部和逆調(diào)制型同步DLL的滑動相關(guān)器的構(gòu)成的方框圖；圖13是表示本發(fā)明的RAKE接收用符號解調(diào)部和逆調(diào)制型同步DLL的滑動相關(guān)器的另一個構(gòu)成的方框圖；圖14是表示本發(fā)明的RAKE接收機(jī)的數(shù)字匹配濾波器的構(gòu)成的方框圖；圖15是表示擴(kuò)頻信號的發(fā)送部的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖16是表示擴(kuò)頻信號的數(shù)字接收部的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖17是表示滑動相關(guān)器的符號解調(diào)部的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖18是表示數(shù)字匹配濾波器的符號解調(diào)電路的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖19是用于說明擴(kuò)頻符號的時間相關(guān)性的信號波形圖；圖20是用于說明擴(kuò)頻符號的時間相關(guān)性的信號波形圖；圖21是表示滑動相關(guān)器的同步捕獲部的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖22是表示數(shù)字匹配濾波器的同步捕獲部的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖23是表示兩倍過取樣精度的數(shù)字匹配濾波器的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖24是用于說明從與通常的相關(guān)特性相鄰的相關(guān)值求出距中央點(diǎn)的相關(guān)值的程序的信號波形圖；圖25是表示滑動相關(guān)器的符號解調(diào)部和同步跟蹤部的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖26是表示滑動相關(guān)器的符號解調(diào)部和逆調(diào)制型同步DLL的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖27是表示由同步跟蹤部所使用的取樣定時與相關(guān)功率的關(guān)系以及取樣誤差與誤差信號的關(guān)系的信號波形圖；圖28是表示數(shù)字匹配濾波器的符號解調(diào)部和同步跟蹤部的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖29是表示同步跟蹤部中的定時控制電路的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖30是表示同步跟蹤部中的定時控制電路的另一個現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖31是表示RAKE接收機(jī)的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖32是表示滑動相關(guān)器的RAKE接收用符號解調(diào)部的同步跟蹤部的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖33是表示匹配濾波器的RAKE合成部的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖34是表示匹配濾波器的定時高精度化的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖；圖35是表示數(shù)字匹配濾波器的并聯(lián)構(gòu)成的匹配濾波器的定時高精度化的現(xiàn)有構(gòu)成的方框圖。
下面參照附圖來對本發(fā)明的實(shí)施例進(jìn)行說明。
實(shí)施例1圖1是用于說明通過本發(fā)明來得到高定時精度的原理圖。圖中的曲線表示SS信號的相關(guān)值或相關(guān)功率特性。雖然以下的說明適用于相關(guān)值和相關(guān)功率，但是，僅作為相關(guān)值的情況進(jìn)行說明。并且對取樣是兩倍的過取樣的情況進(jìn)行說明。所謂的兩倍過取樣是指以時片速度的兩倍來進(jìn)行取樣。圖中箭頭S-1、S0、S1、S2表示對以各個取樣定時所得到的取樣值進(jìn)行的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。A-2、A-1、A0、A1是對應(yīng)于在圖23、圖34等的數(shù)字匹配濾波器中說明的相關(guān)值，通過對從相鄰的取樣定時所得到的相關(guān)值相加而得到的取樣定時的中央點(diǎn)相對應(yīng)的相關(guān)值。
圖1(a)表示以S0為最佳的取樣定時來得到最大相關(guān)值的情況。圖1(b)表示由于最佳的取樣定時存在于S0和S1中間，即使選擇任一個相關(guān)值，也僅能得到低于最大值的電平的相關(guān)值。另一方面，圖1(c)表示由于由圖23的構(gòu)成所得到的最佳相關(guān)值存在于A-1和A0中間，即使選擇A-1、A0中的任一個，也僅能得到低于最大值的電平的相關(guān)值。圖1(d)表示A0作為最佳相關(guān)值而得到的情況。
其中，當(dāng)比較圖1(a)與圖1(b)、圖1(b)與圖1(d)時，可以看到在通常的相關(guān)值下最佳定時的狀態(tài)(a)是把相鄰的相關(guān)值相加而得到的相關(guān)值的最差定時的狀態(tài)(c)，反之，把相鄰的相關(guān)值相加而得到的相關(guān)值的最佳定時的狀態(tài)(d)是通常的相關(guān)值的最差定時(b)的狀態(tài)。這暗示了兩者為能夠相互插補(bǔ)的關(guān)系。即，把以兩倍的過取樣得到的相關(guān)值作為基本，根據(jù)需要，從相鄰取樣之間的相加值，來推定取樣定時之間的中央點(diǎn)定時的相關(guān)值，由此，來模擬地得到與過取樣的時間精度相對應(yīng)的相關(guān)值。
在本發(fā)明中，使用上述原理，來以較少的運(yùn)算量而在時間上實(shí)現(xiàn)高精度的解調(diào)精度、同步跟蹤精度、同步捕獲精度。但是，雖然圖1(b)的S0與圖1(c)的A-1是相當(dāng)于同一定時的相關(guān)值，但是，由于其值不同，就需要使用校正其的系數(shù)。校正系數(shù)取決于波形整形濾波器的形狀。在處理相關(guān)值和處理相關(guān)功率時，校正系數(shù)需要單獨(dú)設(shè)定為與振幅相對應(yīng)的系數(shù)和與功率相對應(yīng)的系數(shù)。與相關(guān)值(振幅)相關(guān)的校正系數(shù)可以由實(shí)驗(yàn)或計(jì)算機(jī)模擬等來決定，以使平均錯誤率成為最小，或者，定時誤差成為最小，也可以按以下表示的那樣與相關(guān)值特性相對應(yīng)來進(jìn)行決定。
即，如果使作為時間差t中的平均相關(guān)值的時片脈動響應(yīng)(發(fā)送接收波形整形濾波器的合成脈動響應(yīng))為h(t)，取樣中央點(diǎn)g(t)按下式那樣通過把相鄰取樣的相關(guān)值相加來得到g(t)=h(t-Tc／4)+h(t+Tc／4)這是因?yàn)閺南鄬τ谥醒朦c(diǎn)的與中央點(diǎn)的Tc／4前、Tc／4后的取樣所得到的相關(guān)值，來得到取樣相對應(yīng)的相關(guān)值。如從圖1看到的那樣，如果與S0相關(guān)的定時誤差為Tc／8以下，使用相關(guān)值本身，如果為Tc／8～Tc／4，使用相關(guān)值的相加的方法從定時誤差和相關(guān)值的關(guān)系上看是合適的。即，對應(yīng)于相關(guān)值的校正系數(shù)GA可以設(shè)定為GA×h(Tc／8)=g(Tc／8)同樣，與相關(guān)功率相對應(yīng)的校正系數(shù)GP可以設(shè)定為GP×h2(Tc／8)=g2(Tc／8)如果時片脈動響應(yīng)是左右對稱并隨定時誤差而平穩(wěn)減少的形狀，通過使用上述GA、GP，就能得到與4倍過取樣時的定時精度同等的效果。
實(shí)施例2圖2是本發(fā)明的滑動相關(guān)器所產(chǎn)生的符號解調(diào)部的實(shí)施例，對應(yīng)于圖17。圖中由虛線圍住的部分201、202是滑動相關(guān)器，由一點(diǎn)劃線圍住的部分是定時高精度化裝置207，由兩點(diǎn)劃線圍住的部分是高精度化裝置212。驅(qū)動擴(kuò)展符號發(fā)生器(PN Generator)204的時鐘(Chip-rate Clock)203把兩倍的時片速率自由振蕩時鐘作為輸入，通過定時控制信號(Control)，來以1／2時片單位控制擴(kuò)展符號發(fā)生器204的定時。把輸出擴(kuò)展符號分為兩份，一方，由滑動相關(guān)器201進(jìn)行與直接基帶接收信號的相關(guān)運(yùn)算。另一方，在由延遲電路205延遲了[1／2]時片間隔([1／2]Tc)之后，由滑動相關(guān)器202進(jìn)行與基帶接收信號的相關(guān)運(yùn)算。
由于相關(guān)運(yùn)算以與擴(kuò)展符號同步的形式進(jìn)行，滑動相關(guān)器202的相關(guān)運(yùn)算的積分開始／結(jié)束時間，相對于滑動相關(guān)器201的積分開始／結(jié)束時間滯后[1／2]Tc。為了吸收該延遲的相關(guān)值在由延遲電路206延遲了[1／2]Tc之后，被輸入高精度化裝置230。滑動相關(guān)器201、202以時片單位工作，相互的定時移動[1／2]時片。這樣，可以為這樣的結(jié)構(gòu)把基帶接收信號進(jìn)行串并變換(并行數(shù)為2)，把一方的輸出輸入到滑動相關(guān)器201中，把另一方的輸出輸入到滑動相關(guān)器202中。在此情況下，省略了延遲電路205、206。該變形方法適用于在以下的實(shí)施例中說明的滑動相關(guān)器的全部構(gòu)成。
在高精度化裝置212中，定時精度從兩倍的相關(guān)值被高精度化為4倍精度的相關(guān)值。高精度化的方法，首先，在定時高精度化裝置207中，所得到的相關(guān)值分別根據(jù)與振幅相關(guān)的校正系數(shù)GA而由放大器209、210進(jìn)行放大，定時中央點(diǎn)的相關(guān)值由加法器211把兩輸入相關(guān)值相加而得到。接著，在選擇器208中，按照選擇信號來從3個相關(guān)值中選擇出一個來輸出。選擇信號是對應(yīng)于由下述的同步跟蹤部所判定的最佳定時的信號。通過這樣的構(gòu)成，最高速度為2倍的時片時鐘，控制單位與[1／2]Tc無關(guān)，能夠得到4倍過取樣精度的相關(guān)值，因此，不會損害定時精度，而能夠?qū)崿F(xiàn)低耗電化。雖然圖2的構(gòu)成與圖17的構(gòu)成相比，相關(guān)器數(shù)量增大，但是，由于這些相關(guān)器在同步跟蹤部中被共同使用，則如果考慮到同步跟蹤部，不會大幅度增大硬件規(guī)模。
圖3是圖2的高精度化裝置212的另一個實(shí)施例。圖中由一點(diǎn)劃線圍住的部分A對應(yīng)于高精度化裝置212。在圖2的實(shí)施例中，從所得到的兩個相關(guān)值計(jì)算中央定時的相關(guān)值，最后由選擇器208選擇一個相關(guān)值，但是，由于實(shí)際上需要的相關(guān)值僅有一個，則存在處理的冗余性。在運(yùn)算功能上，由于是單一相關(guān)值的放大和兩相關(guān)值的相加，則由解碼器213來對選擇信號進(jìn)行解碼，分解為選擇放大還是相加運(yùn)算的功能選擇(Function Select)和在放大時選擇放大圖2的相關(guān)器201與相關(guān)器202中的哪一個的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果的取樣選擇(Samle Select)信號。由選擇器1(214)、選擇器3(215)來進(jìn)行運(yùn)算功能的輸入輸出的選擇，由選擇器2(216)進(jìn)行放大時的相關(guān)值選擇。
解碼器213的功能、選擇器214、215、216的電路構(gòu)成都是單純的，由于選擇器1(214)、選擇器3(215)聯(lián)動，就能以非常單純的結(jié)構(gòu)來實(shí)現(xiàn)由電路規(guī)模的縮小化和冗余運(yùn)算省略所產(chǎn)生的低耗電化。在高精度化裝置212、212A中，高精度化的對稱不是相關(guān)值(振幅)，在相關(guān)功率時，校正系數(shù)GA變更為校正系數(shù)GP。
實(shí)施例3圖4是本發(fā)明所涉及的數(shù)字匹配濾波器所產(chǎn)生的符號解調(diào)部的一個實(shí)施例，對應(yīng)于例如圖35。在圖35中，在例如使數(shù)字匹配濾波器DMF的數(shù)量為4時，把以4倍的過取樣所輸入的接收信號以定時相位不同的時鐘輸入到4個DMF中，在各DMF中以時片速度工作，但是，在圖4中，在這點(diǎn)上是不同的與以2倍的過取樣所輸入的信號相對，使[1／2]Tc定時的移位的兩個DMF222A、222B分別以時片速度工作。
即，A／D變換器220以2倍的時片速度把基帶接收信號變換為數(shù)字信號，通過串并變換器221以時片速率速度分成為相位偏移[1／2]時片的兩個取樣，分別輸入DMF222A、222B，在每個時片中分別輸出一個相關(guān)值。其中，僅有相當(dāng)于數(shù)據(jù)定時附近的取樣定時的相關(guān)值被取樣器223A、223B抽出。取樣器223A、223B的輸出被輸入高精度化裝置212或212A，通過選擇信號來選擇輸出被高精度化為4倍過取樣的定時精度的相關(guān)值。其中，為了對振幅進(jìn)行高精度化，校正系數(shù)是GA。由此，最高速度為2倍過取樣，能夠通過時片速度工作的DMF兩系統(tǒng)來得到4倍過取樣精度的相關(guān)值。與圖35相比，能夠大幅度削減電路規(guī)模、耗電量。與圖23相比，雖然電路規(guī)模的相同的，但是，DMF的工作速度為二分之一(時片速度)，能夠的定時精度為圖23的兩倍的4倍這樣的高精度定時的接收相關(guān)值。
實(shí)施例4圖5是使用本發(fā)明所涉及的滑動相關(guān)器的同步捕獲部或搜索部的一個實(shí)施例，對應(yīng)于圖21或圖31的搜索部，對應(yīng)部分使用相同標(biāo)號。圖21是表示滑動相關(guān)器是一系統(tǒng)的情況，而在本實(shí)施例中，是表示兩系統(tǒng)的情況。這樣，為了使電路規(guī)模、性能條件相一致，在圖21中進(jìn)行與相關(guān)器為兩系統(tǒng)的情況的比較，下面對本發(fā)明所得到效果進(jìn)行說明。
在圖5中，逆擴(kuò)展器(Despreader)41A、數(shù)字積分器(CoherrentAccumlators)41B、41C、平方和器45、平均化裝置(Non-CoherrentAccumlators)46與圖21相同地工作。如在圖21的工作中說明的那樣，為了使用兩系統(tǒng)的相關(guān)器來謀求捕獲時間的縮短、捕獲性能的提高，需要系統(tǒng)之間的定時差為[1／2]Tc，對于圖5，表示這樣的情況。
與圖21中具有兩系統(tǒng)相關(guān)器時的動作相反，圖5具有這點(diǎn)通過定時高精度化裝置207來以4倍過取樣精度得到平均相關(guān)功率，與閾值電平相比較。即，相對于平均化的相關(guān)功率上的定時超前的系統(tǒng)，設(shè)置[1／2]Tc時間延遲電路225，來調(diào)整對定時滯后的系統(tǒng)而得到平均相關(guān)功率的定時。接著，通過定時高精度化裝置207來輸出4倍過取樣精度下的相關(guān)值，一邊由比較器226來比較所得到的平均相關(guān)值輸出和閾值電平，一邊進(jìn)行捕獲檢定。雖然定時高精度化裝置207為與圖1相同的構(gòu)成，但是，在圖5中為了處理相關(guān)功率，校正系數(shù)為與功率相對應(yīng)的GP。
通過這樣的構(gòu)成，由于用相對于2倍過取樣的定時精度的相關(guān)器構(gòu)成來以4倍過取樣的高定時精度進(jìn)行同步捕獲檢定，則能夠減小由定時誤差所產(chǎn)生的S／N變差的影響，而提高捕獲性能。由于定時高精度化裝置207相對于由2倍過取樣所得到的平均相關(guān)功率來進(jìn)行處理，就能通過從最初以4倍過取樣精度求出相關(guān)功率的平均化處理，運(yùn)算量特別少。由于以高精度進(jìn)行同步捕獲定時，能夠縮短移到同步跟蹤動作時的同步跟蹤部的初期牽入時間，而能夠提高同步跟蹤性能。特別是，在接收信號電平頻繁變化的多路衰落環(huán)境下，作為用于RAKE接收的信號搜索裝置，信號搜索性能的提高、牽入時間的縮短在保持同步(降低同步偏離概率)的情況下非常有效。
在圖5的實(shí)施例中，把圖21的相關(guān)器作為兩系統(tǒng)來進(jìn)行說明，但是，反之，在圖5的相關(guān)器作為一系統(tǒng)而與圖21相比較的情況下，可以期望具有相同的效果。這是因?yàn)樵谙嚓P(guān)器為一系統(tǒng)的情況下，使在進(jìn)行同步捕獲檢定時假設(shè)的定時以[1／2]Tc來變化，但是，在圖5中，是以同樣的間隔來變化，在得到各自的平均相關(guān)功率的步驟中，從相鄰的平均相關(guān)功率來通過定時高精度化裝置推定中央定時的平均相關(guān)功率。
實(shí)施例5圖6是本發(fā)明所涉及的使用DMF的同步捕獲部或搜索部的一個實(shí)施例，與圖22相對應(yīng)，對應(yīng)部分使用相同標(biāo)號來表示。在圖22中，相對于以圖23所示的2倍過取樣所輸入的接收信號，取得與同一符號連續(xù)進(jìn)行兩次的擴(kuò)展符號的相關(guān)，而在一系統(tǒng)中使用以2倍過取樣輸出相關(guān)值的DMF，而以相鄰的相關(guān)功率的相加結(jié)果來有效地進(jìn)行同步捕獲的檢出。另一方面，在本發(fā)明中，以這樣的兩系統(tǒng)DMF的構(gòu)成為基礎(chǔ)由于直接得到的相關(guān)功率和使用其來推定相鄰取樣之間的中央點(diǎn)的相關(guān)功率，使以2倍過取樣所取樣的信號，通過串并變換裝置，來處理定時相互之間移動了[1／2]時片的時片速度的接收取樣。
在圖6中，進(jìn)行了準(zhǔn)同步檢波的同相軸接收信號和正交軸接收信號以2倍過取樣速度輸入串并變換器230A、230B，以時片速度兩等分為相互相差[1／2]Tc的信號。第偶數(shù)個取樣由相關(guān)器231A、231B以芯片速度進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，然后，通過平方器50A、50B、加法器51而在每個時片中輸出相關(guān)功率。同樣，第奇數(shù)個取樣通過相關(guān)器231C、231D，在每個時片中輸出相關(guān)功率。各個相關(guān)功率由進(jìn)行循環(huán)相加所產(chǎn)生的循環(huán)加法器52來進(jìn)行平均化操作，每時片間隔的平均相關(guān)功率被存儲在幀存儲器52B內(nèi)，通過連續(xù)的高精度化裝置232，平均相關(guān)功率恢復(fù)為2倍過取樣精度，然后，通過放大或相加操作，來輸出4倍過取樣的定時精度的平均相關(guān)功率，由接收通路檢測部234來進(jìn)行接收通路檢測，把結(jié)果報(bào)告給控制部(CPU)。由于連續(xù)的高精度化裝置232處理相關(guān)功率，則校正系數(shù)為GP。
圖7表示圖6中的連續(xù)的高精度化裝置232的詳細(xì)構(gòu)成。從循環(huán)加法器52分別在每個芯片間隔中輸入平均相關(guān)功率。這樣，通過以2倍的時片速度交替切換開關(guān)232A，就能交替地輸入兩個循環(huán)加法器52的輸出，通過開關(guān)輸出來以2倍過取樣的定時精度達(dá)到平均相關(guān)功率。如果是原封不動的，則與圖22所得到的性能沒有本質(zhì)的差異，但是，通過延遲電路232B以后的構(gòu)成，來以4倍過取樣精度連續(xù)地輸出平均相關(guān)功率。
即，由于放大器232D和加法器232C通過延遲電路232B、232C而連接成圖7那樣，放大器232D一直放大延遲電路232C的輸出(平均相關(guān)功率)，把放大結(jié)果輸出給串并變換器232F。與此同時，加法器232E一直把延遲電路232B的輸出(平均相關(guān)功率)和延遲電路232C的輸出(平均相關(guān)功率)相加，把相加結(jié)果輸出給串并變換器232F。如果串并變換器232F以4倍的時片時鐘交替輸出所輸入的放大結(jié)果和相加結(jié)果，在時間上連續(xù)地輸出所放大的平均相關(guān)功率和通過相加而推定的中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率，因此，來以4倍過取樣的定時精度來輸出平均相關(guān)功率。
其中，由于高精度化的處理是對于平均相關(guān)功率的，則通過從最初以4倍精度得到平均相關(guān)功率的構(gòu)成，運(yùn)算量特別小。由于4倍精度化之后的處理可以是以平均化部輸出的比例即循環(huán)積分次數(shù)的一次的處理，則運(yùn)算量、速度都變小。這樣，如果從圖6的整體構(gòu)成來看，處理量的增大程度變小。
由此，通過圖6的構(gòu)成，在運(yùn)算量、硬件規(guī)模與2倍過取樣精度大致相同的情況下，得到了能夠以4倍過取樣的定時精度進(jìn)行同步捕獲的效果。在此情況下，與圖5的滑動相關(guān)器所產(chǎn)生的同步捕獲部的實(shí)施例相同，具有這樣的效果定時精度提高所產(chǎn)生的同步捕獲性能的提高，并且隨著從同步捕獲向同步跟蹤的過渡，通過牽入時間的縮短等來減低同步偏離的概率。
實(shí)施例6圖8、圖9表示本發(fā)明所涉及的使用滑動相關(guān)器的同步跟蹤部和符號解調(diào)部的一個實(shí)施例。兩圖都說明了對通過BPSK來對BPSK信息符號進(jìn)行擴(kuò)展調(diào)制的信號進(jìn)行符號解調(diào)和同步跟蹤的情況。為了以圖2所涉及的符號解調(diào)部來實(shí)現(xiàn)高精度化，就需要使本來可以是一系統(tǒng)的相關(guān)器為兩系統(tǒng)的。但是，說明了冗余的系統(tǒng)能夠與同步跟蹤部共用的情況，在圖8、圖9中，說明了可以與同步跟蹤部共用，并且說明了在同步跟蹤部中能夠從2倍過取樣精度的相關(guān)值來實(shí)現(xiàn)4倍過取樣精度的同步跟蹤特性。
在圖8中，被準(zhǔn)同步檢波的基帶接收信號由波形整形濾波器(LPF)235進(jìn)行波形整形，在取樣器236中由時片時鐘(fc)的2倍速度的自由振蕩時鐘來進(jìn)行取樣。被取樣的接收信號被分成4份，而輸入復(fù)數(shù)相關(guān)器237A～237D。所謂復(fù)數(shù)相關(guān)器237A～237D是指圖8作為對象的信號的情況下對同相軸接收信號和正交軸接收信號分別乘以相同擴(kuò)展符號而在符號間隔中進(jìn)行積分的相關(guān)器。在復(fù)數(shù)相關(guān)器237A～237D中同時輸入由擴(kuò)展符號發(fā)生器238所發(fā)生的擴(kuò)展符號。但是，各個擴(kuò)展符號由延遲電路239A～239C延遲不同的延遲時間，以延遲時間小的順序輸入復(fù)數(shù)相關(guān)器237A～237D的順序。延遲時間分別具有[1／2]Tc的延遲時間。4個復(fù)數(shù)相關(guān)器237A～237D的輸出分別由平方和裝置240A～240D進(jìn)行平方和，而成為相關(guān)功率，由平均化裝置241A～241D進(jìn)行平均化，來減輕雜音的影響。
而且，由于復(fù)數(shù)相關(guān)器237A～237D的積分定時依賴于所輸入的擴(kuò)展符號，通過用于吸收它們的時間差的延遲電路242A～242C，使向定時高精度化裝置207A的4系統(tǒng)的平均相關(guān)功率的輸入定時相一致，然后，在定時高精度化裝置243中，從2倍過取樣的時間精度輸出與4倍過取樣的時間精度相對應(yīng)的相關(guān)值。定時高精度化裝置207A的構(gòu)成為與圖1的定時高精度化裝置207相同的構(gòu)成，但是，輸入輸出數(shù)量不同。其中，為了處理相關(guān)功率，校正系數(shù)使用與功率相對應(yīng)的GP。
定時高精度化裝置207A被輸入定時控制裝置243，來進(jìn)行定時控制。該定時控制方法，在同步捕獲時，通過由控制部所提供的同步捕獲定時，初始設(shè)定為延遲電路242A～242C中的任一個定時0、1／2Tc、Tc、3／2Tc的相關(guān)值為最大，以后，進(jìn)行定時控制以使最大相關(guān)值包含在延遲電路242A～242C中的任一個中。但是，由于驅(qū)動擴(kuò)展符號的時鐘為2倍的時片速度，在時鐘操作中僅進(jìn)行每[1／2]Tc的控制。剩余的細(xì)微控制這樣處理通過符號解調(diào)提供最大的相關(guān)值，在高精度化裝置212A中，切換放大器輸出S1、S3、S5、S7或相加輸出S2、S4、S6。
另一方面，圖8中的符號解調(diào)部把復(fù)數(shù)相關(guān)器237B、237C的輸出作為輸入，由使延遲電路232B的輸出延遲的延遲電路244和高精度化裝置212A所構(gòu)成。雖然在圖中未圖示，對于作為高精度化裝置212A的輸出的相關(guān)符號，完成了進(jìn)一步進(jìn)行相位補(bǔ)償?shù)姆柦庹{(diào)。高精度化裝置212A的構(gòu)成與圖1、圖2的構(gòu)成相同，但是，在這點(diǎn)是的不同的輸入輸出是復(fù)數(shù)信號(同相軸信號、正交軸信號)，對每個信號單獨(dú)進(jìn)行同樣的操作。在該高精度化裝置212A中，根據(jù)由定時控制裝置243所提供的選擇信號，來選擇輸出高定時精度的相關(guān)符號。
下面對最大相關(guān)值推移為S1、S2、……、S6、S7的情況進(jìn)行說明。首先，當(dāng)最大相關(guān)值從S3移到S4時，在高精度化裝置212A中指示對應(yīng)的最大相關(guān)值從復(fù)數(shù)相關(guān)器237B的輸出變更為復(fù)數(shù)相關(guān)器237B和237C的相加輸出。接著，當(dāng)最大相關(guān)值從S4移到S5時，同樣，由高精度化裝置212A指示選擇復(fù)數(shù)相關(guān)器237C的放大輸出。進(jìn)而，當(dāng)最大相關(guān)值從S5移到S6時，定時控制裝置243向脈沖插入抽去電路245指示脈沖抽去，來進(jìn)行定時控制以使最大值成為S4。接著，在高精度化裝置212A中指示最大相關(guān)值選擇復(fù)數(shù)相關(guān)器237B和237C的相加輸出。
通過這樣的控制，能夠一邊使用以2倍過取樣的定時精度工作的電路一邊得到4倍過取樣精度的解調(diào)特性、同步跟蹤特性，而實(shí)現(xiàn)低耗電化。在圖8中，作為實(shí)際問題，在控制中不使用相關(guān)值S1、S7，因此，對該部分可以省略。但是，在RAKE接收中，當(dāng)多個符號解調(diào)部的解調(diào)定時相鄰時，是能夠使用同一定時的接收信號來作為用于防止多個解調(diào)部同時進(jìn)行接收的監(jiān)視器用的部分。雖然在現(xiàn)有例子中沒有特別描述，但是，在上述狀況下，相關(guān)特性不是左右對稱的情況很多，在此情況下，當(dāng)采取DDL構(gòu)成時，就存在不能得到正確的接收定時的情況，因此，跟蹤最大值的該實(shí)施例的動作具有能夠提供穩(wěn)定的解調(diào)特性的效果。
圖9是與圖8類似的構(gòu)成，對應(yīng)部分使用相同標(biāo)號來進(jìn)行表示，但是，不是直接跟蹤得到最大值的定時的方案，在把由DLL所產(chǎn)生的同步跟蹤構(gòu)成作為基本構(gòu)成這點(diǎn)上是不同的。由于能夠期待通過使用搜索部的信號搜索結(jié)果來在一定程度上防止在DLL中由圖8所表示出的問題，因此，圖9的構(gòu)成具有在裝置上比圖8更簡化的效果。
為了進(jìn)行DLL的動作，從由圖27說明的定時E、L的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果來生成誤差信號，可以從定時O的相關(guān)值來解調(diào)符號。圖11表示用于其的控制方法?？梢园凑仗峁﹫D11所示的的最大的平均相關(guān)功率的定時和定時設(shè)定法，來控制定時，以便于進(jìn)行符號解調(diào)、誤差信號的生成。所謂在DLL時提供最大的平均相關(guān)功率的定時相當(dāng)于誤差信號為最小的定時。
圖11的T1、T2、T3、T4是圖8的S1、S3、S5、S7的相關(guān)定時，M1、M2、M3為各個相關(guān)定時的中央點(diǎn)的定時S2、S4、S6。當(dāng)定時T2的相關(guān)功率為最大時，進(jìn)行表的第一列的控制。即，從高精度化裝置輸出由定時T2得到的相關(guān)值，來作為取樣定時O，把生成誤差信號的相關(guān)功率的定時E、L分別作為定時T1、T3來計(jì)算誤差信號。
當(dāng)由得到的誤差信號提供最大相關(guān)功率的定時從T2變更為M2的需要產(chǎn)生時，進(jìn)行第二列的控制。即，把取樣定時O變更為M2，把生成誤差信號的E、L的定時分別變更為M1、M3，而擴(kuò)展符號發(fā)生器238的時鐘不變更。在提供最大相關(guān)功率的定時從M2變更為T3的需要產(chǎn)生時，成為第三列的控制。即，把取樣定時O變更為T3，把誤差信號定時E、L分別變更為T2、T4，而擴(kuò)展符號發(fā)生器238的時鐘不變更。
當(dāng)由得到的誤差信號提供最大相關(guān)功率的定時從T3變更為M3的需要產(chǎn)生時，進(jìn)行第四列的控制。與圖8的實(shí)施例時相同，由于不能以T2、M2、T3的定時得到最大相關(guān)值，定時控制裝置243向脈沖插入抽去電路245發(fā)送時鐘控制信號(在此為抽去信號)，以使提供最大相關(guān)值的定時為M2。在脈沖插入抽去電路245中，根據(jù)控制信號來對2倍的時片速度時鐘進(jìn)行脈沖的插入、抽去，由此，進(jìn)行[1／2]Tc單位的定時控制。該控制在表的第四列中用箭頭表示。取樣定時O從M3變更為M2。
但是，控制的更新，在例如變更定時的指定時，在由平均化裝置241A-241D得到對應(yīng)于新的定時的平均相關(guān)功率之前，保持變更后的定時指定。
根據(jù)圖8、圖9的構(gòu)成，能夠由符號解調(diào)部和同步跟蹤部共用相關(guān)器，并且，擴(kuò)展符號的定時控制為高的2倍的時片速度，卻能以4倍過取樣的定時精度來進(jìn)行同步跟蹤、符號解調(diào)，而實(shí)現(xiàn)了低耗電化。由于同步跟蹤部中的高精度化裝置對平均相關(guān)功率值來動作，與從最初由高精度取樣的方式相比，運(yùn)算量減少，而且，可以以在相關(guān)功率的平均中所需要的時間單位來進(jìn)行用于用于高精度化的運(yùn)算、控制，若從硬件全體的處理量上看，在高精度化中所需要的運(yùn)算量的增大較小。
由于圖8、圖9謀求硬件規(guī)模的縮小化、低耗電化，而適用于具有多個這樣構(gòu)成的RAKE接收機(jī)。圖8、圖9揭示了一般的符號解調(diào)部和同步跟蹤部的構(gòu)成，但是，該方法能夠原封不動地適用于圖31或圖32的同步跟蹤部、符號解調(diào)部。下面描述其使用方法。
與圖9相對應(yīng)的部分使用相同的標(biāo)號的圖10表示本發(fā)明所涉及的具有由導(dǎo)頻信號所產(chǎn)生的同步檢波的符號解調(diào)部和同步跟蹤部的實(shí)施例，對應(yīng)于圖31和圖32。圖32表示了準(zhǔn)備一系統(tǒng)供符號解調(diào)用，而雖然在圖中沒有詳細(xì)表示但準(zhǔn)備兩系統(tǒng)供誤差信號生成用。在該實(shí)施例中，準(zhǔn)備4系統(tǒng)的相關(guān)器來由同步跟蹤部和符號解調(diào)部共用。延遲電路239A～239C、242A～242C、252A、252B、253用于調(diào)整各個定時關(guān)系。乘法器254A、254B用于分離識別正交復(fù)用的信息符號，由QPSK逆擴(kuò)展器250B、250C來分別對逆擴(kuò)展的同相軸接收信號和正交軸接收信號共同乘以Walsh函數(shù)。由于高精度誤差信號生成裝置247處理導(dǎo)頻信號的相關(guān)功率，作為校正系數(shù)為GP，由于高精度化裝置255A、255B分別處理符號相關(guān)值、導(dǎo)頻相關(guān)值，則校正系數(shù)為GA。
高精度誤差信號生成裝置247、定時控制裝置243的動作與圖8、圖9所示的相同。按照由定時控制裝置243所提供的最大的相關(guān)值所得到的定時，由高精度化裝置255A選擇輸出信息符號的被高精度化的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，同樣，由高精度化裝置255B選擇輸出被高精度化的導(dǎo)頻信號的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，在加權(quán)相位補(bǔ)償部(Data Scale Phase Rotation)112中，把導(dǎo)頻信號作為基準(zhǔn)來進(jìn)行相位補(bǔ)償和由接收振幅所產(chǎn)生的加權(quán)，而輸出解調(diào)符號。
雖然在圖中未表示，但是，輸出結(jié)果被傳導(dǎo)給圖31的符號合成部107，如在日本專利公開公報(bào)特開平6-14008號中所公開的那樣，不進(jìn)行由FIFO所進(jìn)行的定時調(diào)整，在全解調(diào)部的解調(diào)符號確定之前，由閂鎖電路來保持解調(diào)符號，如果由符號合成部107在全解調(diào)符號確定的時刻進(jìn)行合成，就能得到進(jìn)一步謀求FIFO的規(guī)模的降低、低耗電化的效果。
實(shí)施例7圖12、圖13的構(gòu)成分別是把圖8、圖9的構(gòu)成擴(kuò)展用于圖26的逆調(diào)制型同步DLL時的實(shí)施例，對應(yīng)部分使用相同標(biāo)號來進(jìn)行表示。即，圖12是進(jìn)行定時控制以使通過定時高精度化裝置207A進(jìn)行了高精度化的7個相關(guān)功率的最大值處于中央的3定時內(nèi)的實(shí)施例，圖13是從通過高精度誤差信號生成裝置262進(jìn)行了高精度化的誤差信號來進(jìn)行定時控制的實(shí)施例。由信道推定裝置260、對于解調(diào)符號的假判定261、逆調(diào)制裝置258A～258D、逆解調(diào)結(jié)果來構(gòu)成DLL這點(diǎn)與圖26相同，但是，在下述這點(diǎn)上具有特長通過使用4系統(tǒng)的相關(guān)器237A～237D來求出2倍過取樣的定時精度下的相關(guān)值的定時高精度化裝置207A，來進(jìn)行高精度化成為4倍過取樣的定時精度。
為了使用對定時進(jìn)行了高精度化的相關(guān)值來進(jìn)行信道推定、假判定，在信道推定裝置260、假判定裝置261之前設(shè)置高精度化裝置259A、259B。其結(jié)果，由于以高精度的定時來進(jìn)行信道推定、假解調(diào)，則與僅使用2倍過取樣的定時精度的相關(guān)值無關(guān)，而具有能夠得到高精度的符號解調(diào)特性、同步跟蹤特性的效果。即，與用于實(shí)現(xiàn)同一精度的現(xiàn)有構(gòu)成例子相比，具有謀求低耗電化的效果。
在圖8至圖13中說明了由滑動相關(guān)器所產(chǎn)生的同步跟蹤部、符號解調(diào)部的復(fù)合的實(shí)施例，但是，由于是定時控制的控制單位[1／2]Tc時片，電路構(gòu)成是單純的，由于可以用于構(gòu)成RAKE接收機(jī)的定時管理僅識別放大相關(guān)值的情況或者中央點(diǎn)的推定相關(guān)值，則控制是比較容易的。在圖12、圖13中，由于高精度化裝置259A、259B、定時高精度化裝置207A、262對于全部相關(guān)值來動作，則校正系數(shù)全部使用GA。
實(shí)施例8圖14是本發(fā)明的使用數(shù)字匹配濾波器的RAKE接收機(jī)的一個實(shí)施例，對應(yīng)于圖33。與其他的實(shí)施例相同，通過使定時相差[1／2]Tc的接收取樣以時片單位工作的相關(guān)器，來并行地以2倍過取樣的定時精度進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，然后，由連續(xù)的高精度化裝置232、266來進(jìn)行高精度化而成為4倍過取樣精度。圖14表示檢測多路接收信號的相關(guān)功率并進(jìn)行平均化的部分能夠由與圖6所示的實(shí)施例相同的構(gòu)成來實(shí)現(xiàn)，對應(yīng)部分使用相同標(biāo)號來表示。但是，其目的，在圖6中是相對于同步捕獲或信號搜索，圖14是用于RAKE接收的信號強(qiáng)度的決定，因此，平均化部52的參數(shù)(循環(huán)加法器的加權(quán)、循環(huán)相加次數(shù)等)不同。在圖14中，連續(xù)的高精度化裝置232的輸出，在得到下一個循環(huán)相加結(jié)果之前，為用于存儲在移位寄存器267中的RAKE合成的加權(quán)系數(shù)。
關(guān)于符號解調(diào)系統(tǒng)，數(shù)字匹配濾波器輸出首先由相位補(bǔ)償裝置265A、265B進(jìn)行相位補(bǔ)償，再進(jìn)行同步檢波，而成為解調(diào)符號。雖然相位補(bǔ)償?shù)姆椒ㄔ趫D14中沒有表示，但是，可以使用例如圖26、圖32所說明的方法或者一般的數(shù)字科斯塔斯環(huán)等來實(shí)現(xiàn)。同樣，在圖中沒有表示，但是，對于在這些相位補(bǔ)償?shù)倪^程中發(fā)生的定時延遲等，在相位補(bǔ)償裝置265A、265B中包含定時調(diào)整裝置，來與連續(xù)的高精度化裝置輸出的定時相一致。接著，由連續(xù)的高精度化裝置266使用對應(yīng)于相關(guān)值的校正系數(shù)，來進(jìn)行高精度化而成為4倍過取樣精度，在每個符號間隔中存儲到移位寄存器268中，在各定時下的加權(quán)分別與所存儲的移位寄存器267分別相乘，由加法器270進(jìn)行相加，由此，實(shí)現(xiàn)RAKE合成。
如上述實(shí)施例所示的那樣，在使用數(shù)字匹配濾波器的情況下，使用2倍過取樣精度的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果，來以4倍過取樣精度實(shí)現(xiàn)RAKE合成。因此，能夠得到實(shí)現(xiàn)硬件規(guī)模的縮小化、低耗電化的效果，并且，圖14和圖6能夠共有的部分較大，而能夠高效率地結(jié)合兩者，由此，能夠謀求小型化、低耗電化。
能夠根據(jù)延遲剖面特性來限制移位寄存器267、268的段數(shù)，而謀求硬件規(guī)模的削減。此時，需要控制輸入取樣定時，來在被限制的移位寄存器內(nèi)容納接收取樣。作為該控制方法，可以是例如日本專利公開公報(bào)特開平4-347944號中所公開的方法。該方法是通過2倍過取樣的定時精度的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果來實(shí)現(xiàn)的，但是，通過由本實(shí)施例所提供的方法，使用高精度化為4倍精度的相關(guān)值，由此，就能構(gòu)成DLL而根據(jù)平均的誤差信號來進(jìn)行控制。
在從實(shí)施例1至實(shí)施例8中，雖然分別表示了使用滑動相關(guān)器時的構(gòu)成和使用數(shù)字匹配濾波器時的構(gòu)成，但是，用兩者混合的構(gòu)成也能夠有效地工作。例如，可以考慮這樣的構(gòu)成在RAKE接收機(jī)中，搜索部使用數(shù)字匹配濾波器，符號解調(diào)部、同步跟蹤部使用滑動相關(guān)器，能夠使用在該實(shí)施例中揭示的方法來進(jìn)行組合。
雖然在實(shí)施例3、實(shí)施例8中對于數(shù)字匹配濾波器僅表示了匹配濾波器，但是，在使用模擬匹配濾波器的情況下，由于在對相關(guān)運(yùn)算結(jié)果進(jìn)行A／D變換后進(jìn)行取樣的情況下，取樣速度受到限制，則在本發(fā)明中所揭示的方法是有效的。
在實(shí)施例2、6、7中，使用符號解調(diào)部的高精度化裝置，在選擇為中央點(diǎn)的推定值以外時，一直輸出被放大的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。在由RAKE接收進(jìn)行加權(quán)時，為了統(tǒng)一推定相關(guān)值和放大相關(guān)值的可靠度以及統(tǒng)一數(shù)字處理的位數(shù)，這是必要的。
在從實(shí)施例1至實(shí)施例8中，作為不是直接得到相關(guān)值的定時點(diǎn)的推定法，以使用兩者的相加結(jié)果來僅推定定時中央點(diǎn)的情況為中心進(jìn)行說明。但是，由于具有各種推定法，能夠通過使用它們來容易地推定中央點(diǎn)以外的相關(guān)值，即使使用該推定結(jié)果來進(jìn)行符號解調(diào)、同步跟蹤、同步捕獲等，也能得到同等的效果。作為推定的方法，具有例如乃奎斯特插補(bǔ)、埃爾米特插補(bǔ)、二次插補(bǔ)等。乃奎斯特插補(bǔ)是根據(jù)乃奎斯特的取樣定理的插補(bǔ)。
附圖中的標(biāo)號說明在圖2中204PN發(fā)生器205延遲[1／2]Tc203時片速率時鐘206延遲[1／2]Tc212高精度化裝置207定時高精度化裝置208選擇器在圖3中212A高精度化裝置在圖4中223A取樣器223B取樣器212／212A高精度化裝置在圖5中43接收機(jī)41相關(guān)運(yùn)算部41A逆擴(kuò)展器44I＆QPN發(fā)生器225B[1／2]Tc延遲48控制器46平均化裝置207定時高精度化裝置226閾值比較器在圖6中52循環(huán)加法器52B幀存儲器232連續(xù)的高精度化裝置234接收通路檢測在圖8中236取樣器245脈沖插入抽去電路237A～237D復(fù)數(shù)相關(guān)器240A～240D平方和裝置241A～241D平均化裝置212A高精度化裝置207A定時高精度化裝置243定時控制裝置在圖9中236取樣器245脈沖插入抽去電路237A～237D復(fù)數(shù)相關(guān)器240A～240D平方和裝置241A～241D平均化裝置212A高精度化裝置207A定時高精度化裝置247高精度誤差信號生成裝置243定時控制裝置在圖10中236取樣器238擴(kuò)展符號發(fā)生器245脈沖插入抽去電路256A累加器250A～250DQPSK逆擴(kuò)展器251A～251D濾波器240A～240D平方和裝置241A～241D平均化裝置255A高精度化裝置112A加權(quán)相位補(bǔ)償部247高精度誤差信號生成裝置243定時控制裝置在圖12中236取樣器245脈沖插入抽去電路237A～237D復(fù)數(shù)相關(guān)器257A～257D延時電路259A、259B高精度化裝置260信道推定裝置261假判定裝置258A～258D逆調(diào)制裝置241A～241D平均化裝置207定時高精度化裝置243定時控制裝置在圖13中236取樣器245脈沖插入抽去電路237A～237D復(fù)數(shù)相關(guān)器257A～257D延時電路259A、259B高精度化裝置260信道推定裝置261假判定裝置258A～258D逆調(diào)制裝置241A～241D平均化裝置262高精度誤差信號生成裝置243定時控制裝置在圖14中265A、265B相位補(bǔ)償裝置50、51平方和52循環(huán)加法器266連續(xù)的高精度化裝置232連續(xù)的高精度化裝置在圖15中1數(shù)據(jù)擴(kuò)展部2數(shù)據(jù)編碼器3擴(kuò)展部4擴(kuò)展符號發(fā)生器5調(diào)制部在圖16中18擴(kuò)頻IF接收機(jī)19解調(diào)部21同步跟蹤部20同步捕獲部22數(shù)據(jù)解碼部在圖17中26擴(kuò)展符號發(fā)生器29時片速率時鐘30取樣器31抽樣速率時鐘在圖18中40取樣器在圖21中43接收機(jī)41相關(guān)運(yùn)算部41A逆擴(kuò)展器44擴(kuò)展符號發(fā)生器46平均化裝置48控制器47閾值比較器在圖22中52C幀存儲器在圖26中65QPSK準(zhǔn)同步檢波器70相關(guān)運(yùn)算部71相關(guān)運(yùn)算部72相關(guān)運(yùn)算部68同步跟蹤部77延遲電路76環(huán)路濾波器79載波相位推定器81符號解調(diào)部69符號解調(diào)部在圖29中97時鐘發(fā)生器99可編程延遲元件98數(shù)字控制I／F在圖30中100自由振蕩時鐘101脈沖插入／抽出電路102分頻器在圖31中105搜索部106解調(diào)部107符號合成部108控制部在圖32中111正交符號發(fā)生器110AQPSK逆擴(kuò)展器114導(dǎo)頻PN符號發(fā)生器115定時調(diào)整裝置116AQPSK逆擴(kuò)展器117定時控制部110B濾波器110F累加器110C濾波器110G累加器112加權(quán)相位補(bǔ)償部在圖33中118延遲線119加法總線在圖35中121數(shù)字匹配濾波器122時鐘123多路復(fù)用器124絕對值運(yùn)算電路125最大絕對值搜索電路126計(jì)數(shù)器
權(quán)利要求
1．?dāng)U頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括第一相關(guān)運(yùn)算步驟，在進(jìn)行擴(kuò)頻信號的基帶成分和擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算的過程中，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算步驟，以該第一步驟中的擴(kuò)展符號和基帶成分的定時關(guān)系相差擴(kuò)展符號間隔的1／2的不同定時來進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算；推定步驟，使用上述第一、第二步驟結(jié)果，推定定時關(guān)系在1／2以下的定時點(diǎn)上的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。
2．?dāng)U頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括；第一相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行使上述擴(kuò)展符號偏移符號間隔的1／2的擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；推定步驟，把上述第一相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和上述第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果相加，推定兩個定時的中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果；第一和第二加權(quán)步驟，對上述第一相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和上述第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果分別進(jìn)行預(yù)定的加權(quán)；高精度化步驟，從上述推定步驟、上述第一和第二加權(quán)步驟的運(yùn)算結(jié)果來謀求相關(guān)定時的高精度化。
3．?dāng)U頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括第一相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行使上述擴(kuò)展符號偏移符號間隔的1／2的擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；推定步驟，把上述第一相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和上述第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果相加，推定兩個定時的中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果；第一和第二加權(quán)步驟，對上述第一相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和上述第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果分別進(jìn)行預(yù)定的加權(quán)；最佳定時選擇步驟，從上述推定步驟、上述第一和第二加權(quán)步驟的運(yùn)算結(jié)果來選擇最佳定時的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果或推定結(jié)果。
4．?dāng)U頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括第一相關(guān)運(yùn)算步驟，在進(jìn)行與擴(kuò)頻接收信號的基帶成分中假設(shè)的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算而進(jìn)行同步捕獲的過程中，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的第一相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行使上述擴(kuò)展符號偏移符號間隔的1／2的擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第一和第二功率計(jì)算步驟，從上述第一和第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果求出各個相關(guān)功率；第一和第二平均相關(guān)功率計(jì)算步驟，對上述第一和第二功率計(jì)算結(jié)果進(jìn)行平均化操作，求出各自的平均相關(guān)功率；平均功率推定步驟，通過把上述第一和第二平均相關(guān)功率計(jì)算結(jié)果相加，來推定兩個定時的中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率；第一和第二加權(quán)步驟，對上述第一和第二平均相關(guān)功率計(jì)算結(jié)果分別進(jìn)行預(yù)定的加權(quán)；同步捕獲檢定步驟，使用上述平均功率推定步驟的計(jì)算結(jié)果和上述第一和第二加權(quán)步驟的計(jì)算結(jié)果來進(jìn)行同步捕獲檢定。
5．?dāng)U頻信號接收方法，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括第一～第三符號間隔移位步驟，在進(jìn)行與擴(kuò)頻接收信號的基帶成分中假設(shè)的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算而進(jìn)行同步跟蹤的過程中，使擴(kuò)展符號分別移位符號間隔的1／2倍、1倍、3／2倍；相關(guān)運(yùn)算步驟，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第一～第三移位相關(guān)運(yùn)算步驟，分別進(jìn)行由上述第一～第三符號間隔移位步驟分別得到的擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第一～第四相關(guān)功率計(jì)算步驟，從上述相關(guān)運(yùn)算步驟、上述第一～第三移位相關(guān)運(yùn)算步驟的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果來分別求出相關(guān)功率；第一～第四平均相關(guān)功率計(jì)算步驟，對于由上述第一～第四相關(guān)功率計(jì)算步驟所得到的相關(guān)功率，求出分別進(jìn)行平均化操作的平均相關(guān)功率；第一推定平均功率計(jì)算步驟，通過把上述第一、第二平均相關(guān)功率計(jì)算步驟的運(yùn)算結(jié)果相加，來推定兩者的中間定時的平均相關(guān)功率；第二推定平均功率計(jì)算步驟，通過把上述第三、第四平均相關(guān)功率計(jì)算步驟的運(yùn)算結(jié)果相加，來推定兩者的中間定時的平均相關(guān)功率；同步跟蹤步驟，使用上述第一～第四平均相關(guān)功率步驟的運(yùn)算結(jié)果和上述第一～第三推定平均相關(guān)功率計(jì)算步驟的運(yùn)算結(jié)果來進(jìn)行同步跟蹤。
6．?dāng)U頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括擴(kuò)展符號發(fā)生裝置，發(fā)生擴(kuò)展符號；延遲裝置，使由上述擴(kuò)展符號發(fā)生裝置所發(fā)生的擴(kuò)展符號延遲，而輸出延遲擴(kuò)展符號；第一相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行延遲擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；定時調(diào)整裝置，調(diào)整上述第一、第二相關(guān)運(yùn)算裝置的輸出定時；定時高精度化裝置，從輸出定時被調(diào)整了的上述第一、第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果來求出兩者的定時中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果；選擇裝置，輸出由定時被進(jìn)行了高精度化的相關(guān)值所指定的相關(guān)值。
7．?dāng)U頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括擴(kuò)展符號發(fā)生裝置，發(fā)生擴(kuò)展符號；延遲裝置，使由上述擴(kuò)展符號發(fā)生裝置所發(fā)生的擴(kuò)展符號延遲，而輸出延遲擴(kuò)展符號；第一相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；第二相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行延遲擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算；平方和裝置，從上述第一、第二相關(guān)運(yùn)算結(jié)果分別求出相關(guān)功率；平均化裝置，分別對上述兩個相關(guān)功率進(jìn)行平均化而求出平均相關(guān)功率；定時高精度化裝置，從上述兩個平均相關(guān)功率來推定兩者的定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率；控制部，一邊把上述定時高精度化裝置的輸出與閾值電平進(jìn)行比較一邊進(jìn)行同步捕獲檢定。
8．?dāng)U頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括串并變換裝置，把以時片速度的兩倍所輸入的基帶成分變換為與上述時片速度相同速度的兩個并行信號；第一匹配濾波器，把上述串并變換裝置的第一輸出信號作為輸入，以上述時片速度輸出與基帶成分的相關(guān)值；第二匹配濾波器，把上述串并變換裝置的第二輸出信號作為輸入，以上述時片速度輸出與基帶成分的相關(guān)值；平方和裝置，從上述兩系統(tǒng)的匹配濾波器輸出分別求出相關(guān)功率；平均化裝置，分別對上述兩系統(tǒng)的相關(guān)功率進(jìn)行平均化，而輸出平均相關(guān)功率；連續(xù)的高精度化裝置，從上述兩系統(tǒng)的平均相關(guān)功率，來推定定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率，按時序來輸出它們；接收通路檢測裝置，通過觀測上述連續(xù)的高精度化裝置的電平，來檢測接收信號的定時，來進(jìn)行同步捕獲。
9．?dāng)U頻信號接收裝置，對于擴(kuò)頻接收信號的基帶成分，解調(diào)進(jìn)行與擴(kuò)展符號相關(guān)運(yùn)算的接收信號，其特征在于，包括擴(kuò)展符號發(fā)生裝置，發(fā)生擴(kuò)展符號；延遲裝置，分多級來使由上述擴(kuò)展符號發(fā)生裝置所發(fā)生的擴(kuò)展符號被延遲；多個相關(guān)運(yùn)算裝置，進(jìn)行基帶成分和擴(kuò)展符號以及分多級延遲的擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算；多個平方和裝置，從上述相關(guān)運(yùn)算裝置的運(yùn)算結(jié)果分別求出相關(guān)功率；多個平均化裝置，求出分別對上述相關(guān)功率進(jìn)行平均化操作的平均相關(guān)功率；定時調(diào)整裝置，調(diào)整上述多個平均功率所得到的定時；定時高精度化裝置，使用上述被定時調(diào)整了的多個平均相關(guān)功率，來推定相關(guān)功率所得到的定時中央點(diǎn)的平均相關(guān)功率；定時控制裝置，從上述進(jìn)行了高精度化的平均相關(guān)功率來進(jìn)行定時控制；時鐘控制裝置，根據(jù)上述定時控制裝置的控制結(jié)果來控制擴(kuò)展符號時鐘；定時高精度化裝置，從上述多個相關(guān)運(yùn)算結(jié)果和由運(yùn)算結(jié)果推定的定時中央點(diǎn)的相關(guān)運(yùn)算推定值中，選擇輸出最大的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種擴(kuò)頻信號接收方法,對進(jìn)行與擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算的接收信號進(jìn)行解調(diào),不會損害符號(或者數(shù)據(jù))解調(diào)特性、同步捕獲特性、同步跟蹤特性,而實(shí)現(xiàn)小型化、低耗電化。在進(jìn)行擴(kuò)頻信號的基帶成分和擴(kuò)展符號的相關(guān)運(yùn)算的過程中,進(jìn)行擴(kuò)展符號和基帶成分的相關(guān)運(yùn)算,以該擴(kuò)展符號和基帶成分的定時關(guān)系相差擴(kuò)展符號間隔的1/2的定時來進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算,使用各個運(yùn)算結(jié)果,來推定定時關(guān)系為1/2以下的定時點(diǎn)上的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果。
文檔編號H04L7/00GK1205585SQ9811510
公開日1999年1月20日 申請日期1998年5月14日 優(yōu)先權(quán)日1997年5月21日
發(fā)明者村井英志, 田近壽夫 申請人:三菱電機(jī)株式會社