專利名稱：接收電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及通信設(shè)備的一種接收電路，特別是涉及可獲得接收信號強度超穩(wěn)定度的接收電路。
通信設(shè)備的常規(guī)接收機大多數(shù)具有使用多個天線的空間分集功能，以便減少衰落的影響。
常規(guī)地，圖9中所示的空間分集路徑中的接收電路是已知的。下面參照圖9敘述第一個常規(guī)實例的接收電路的結(jié)構(gòu)和原理。
在圖9中，接收的無線電波感應(yīng)每個天線201及202中的高頻信號。所感應(yīng)的信號分別通過接收濾波器203和204，并提供給第一級接收放大器205及206，以便分別放大。這些輸出提供給變頻器207與208以便進行降頻變換，變換為中頻帶信號。這些中頻帶信號通過消除不必要信號的濾波器209與210后加到中頻放大器211與212。放大器211與212的輸出通過只使所需頻率的信號通過的信道濾波器213和214加到檢測電路215與216。檢測電路215及216的結(jié)果在比較電路217中相互比較；并且選擇接收信號強度中的一個較強信號作為輸出218。因此實現(xiàn)了分集功能。本機頻率振蕩器219提供本機振蕩頻率信號給公共的變頻器207及208。
即，上述第一個常規(guī)例子是由彼此完全獨立的兩個接收電路的路徑和一指定的公共本機信號電路構(gòu)成，以便使信號純潔和相位一致。通過選擇或組合由這兩個完全獨立的接收電路解調(diào)的兩個接收信號的路徑而得到一個輸出。
但是，在上述第一個常規(guī)例子的空間分集路徑的接收電路中，不僅兩個獨立的接收電路消耗功率，而且它們的構(gòu)成部件還增加設(shè)備的體積。另外，必須使兩個接收電路的路徑的性能彼此相同。因此，如

圖10所示的將上述第一個常規(guī)例子改進了的第二個常規(guī)例子已經(jīng)知道了。圖10表示的在JP-A-7-87057中公開的擴譜通信分集接收機，作為第二個常規(guī)例子。在圖10中，擴譜通信分集接收機由天線313及314、濾波器315及316、放大器317及318、延遲電路319、組合電路320、匹配濾波器相關(guān)器321、鑒相器322、延遲電路323、組合電路324和數(shù)據(jù)解調(diào)器325構(gòu)成。
天線313和天線314彼此分開λ/3或更大的距離，使得從天線313側(cè)來的SS接收信號S5(t)與從天線314側(cè)來的SS接收信號S6(t)之間基本上不相關(guān)。濾波器315和316消除除信號S5(t)和S6(t)之外的任何頻帶中的信號。放大器317和318放大信號S5(t)和S6(t)。
延遲電路319延遲放大器318的輸出S8(t)，同時在條件τ≥PN碼的一片長度時，延遲時間τ設(shè)置為τ≥τa，和τa表示對直接波有影響的反射波的最大延時。組合電路320組合放大器317的輸出S7(t)和延遲電路319的輸出S9(t-τ)。組合的SS接收信號在相關(guān)器321中參考PN碼執(zhí)行的相關(guān)操作基礎(chǔ)上在時域中分開。
由延遲電路319給出延遲的理由是由組合電路320組合的在天線313側(cè)接收的SS信號和在天線314側(cè)接收的SS信號作為相關(guān)尖峰信號由相關(guān)器321在時域中分開，從而消除在天線313側(cè)和天線314側(cè)的SS信號之間的干擾。
然后，在天線313側(cè)接收的SS信號中，當(dāng)在直接波和反射波之間的延時的差異在PN碼的一片長度內(nèi)和在從相應(yīng)接收信號的相關(guān)器輸出的相關(guān)尖峰信號中載波之間的相位差為180°(反相)時，大部分組合的相關(guān)尖峰信號被抑制。但是，因為在天線314側(cè)接收的SS信號與天線313側(cè)接收的SS信號不相關(guān)，故得到具有獨立參數(shù)的接收信號。例如，如果在相關(guān)尖峰信號中載波之間的上述相位差是0°(同相)，那么，組合的相關(guān)尖峰信號很難被抑制。
在這樣的狀態(tài)中，如果在把延遲(在此利用4片長度的PN碼)給予天線314側(cè)接收的SS信號的條件下執(zhí)行組合，則防止了相關(guān)的尖峰信號被多路徑抑制，因此可能改善接收的SS信號的S/N比，而且可能改善數(shù)據(jù)解調(diào)的性能。
另外，在這個常規(guī)例子中，相關(guān)器321的相關(guān)輸出被延遲并且由鑒相器322檢測，以便進一步改善數(shù)據(jù)解調(diào)的性能。然后，在鑒相器322中，在將通過具有一個數(shù)據(jù)比特T的延遲電路的信號與一個原始信號相乘之后執(zhí)行檢測，并且使相乘后的信號通過一個低通濾波器以便得一個輸出。
這個延遲檢測輸出將基帶的相關(guān)輸出分為兩部分。兩部分之中的一部分在延遲電路323中被延遲，并且在組合電路324中與另一部分再組合。然后，所有的延遲電路設(shè)置為具有相等的延遲時間。組合電路324的輸出加到數(shù)據(jù)解調(diào)器325。利用這個結(jié)構(gòu)，分別在天線313側(cè)和天線314側(cè)接收的兩個SS信號S10(t)和S11(t-2τ)由多路徑抑制，并且它們的相關(guān)峰值的組合構(gòu)成一個信號S12(t)，所以當(dāng)相應(yīng)信號的峰值分別是V1和V2時，其相關(guān)峰值為V1+V2。S/N比更加改善，使得可能改善數(shù)據(jù)解調(diào)的性能。
根據(jù)上述第二個常規(guī)例子，兩個接收信號的路徑在組合電路320和隨后裝置中構(gòu)成單個路徑，使得有效減少接收電路部件數(shù)。
但是，在上述第二個常規(guī)例子中，兩個接收信號的路徑之間載波本身的刪除操作聽其自然，使得組合電路320的輸出，即匹配濾波器相關(guān)器321的輸入信號具有很高概率被衰減。
下面參見圖11A至11D說明此衰減的方面。圖11A至11D表示在圖10所示的第二個常規(guī)例子中分集效果的例子。圖11A表示發(fā)送到這個接收機的擴譜通信信號的擴展信號與信息信號的乘積的所謂片信號。圖11B表示在調(diào)制輸出的情況下由接收機天線接收的信號，其中片信號作為例子被調(diào)制為4倍于載頻用作調(diào)制波。圖11B的一部分(b-1)表示由天線1接收的信號，而圖11B的一部分(b-2)表示由天線2接收的信號。因為在第二個常規(guī)例子中天線1和天線2彼此分開載波波長的1/3或更長的距離，在此該距離被設(shè)置為一個波長，而相位差為2π。圖11C表示將從天線1接收的信號路徑即分支1的信號和從天線2接收的信號路徑即分支2的信號利用差分放大器彼此相加即彼此相減。圖11D表示根據(jù)第二個常規(guī)例子將分支1側(cè)的信號與分支2側(cè)的延遲信號簡單組合的情況。
在圖11A至11D中，為了使問題的說明清楚，假定由天線1及天線1中多路徑衰落引起的到達波之間沒有刪除操作。從圖11C了解當(dāng)分支的信號簡單地相加或相減時，類似于由在天線端出現(xiàn)的多路徑衰落產(chǎn)生的刪除操作的信號的相加/刪除操作在分支之間出現(xiàn)了，使得接收信號消失時的時候頻繁發(fā)生有很高的概率。另外，從圖11D了解，雖然通過延遲信號得到一些效果，信號消失的時候還如原來那樣相當(dāng)頻繁。
相反，在第一個常規(guī)例子中，每個時刻從分支1和分支2選擇接收條件優(yōu)越的信號，或執(zhí)行信號的自適應(yīng)組合，以便消除在接收信號消失時的時候。因此，在第二個常規(guī)例子中不可能得到等于第一個常規(guī)例子的空間分集效果。
為了解決前述常規(guī)問題提出了本發(fā)明，且本發(fā)明的目的是提供一個可得到接收信號強度高穩(wěn)定度的接收電路。
為了解決上述問題，根據(jù)本發(fā)明，提供了一個接收電路，該接收電路包括從由相應(yīng)天線接收的兩路徑的信號中產(chǎn)生一個和信號或一個差信號的裝置；將延遲給予該和信號產(chǎn)生裝置的輸出或該差信號產(chǎn)生裝置的輸出的裝置；相加地組合該延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置；用于接收該相加結(jié)合裝置的輸出的所需波通過濾波器裝置；用于接收該所需波通過濾波器裝置的輸出的劃分裝置；用于接收該劃分裝置的輸出的正交檢測裝置；和一個濾波裝置，用于接收正交檢測裝置的輸出以便從中提取基帶信號，其中包括該相加組合裝置的接收路徑和其后面的裝置構(gòu)成一個路徑。
利用這個配置，不僅可實現(xiàn)具有兩個獨立接收路徑的類似于第一個常規(guī)例子中的空間分集功能，而且還可減小體積和功耗。
根據(jù)本發(fā)明的第一方面，提供了一個接收電路，該接收電路包括第一天線；第二天線；從相應(yīng)的天線接收的兩個路徑的信號中產(chǎn)生一和信號或一差信號的裝置；提供延遲給該和信號產(chǎn)生裝置的輸出或該差信號產(chǎn)生裝置的輸出的裝置；用于相加地組合該延遲裝置的輸出和不延遲路徑的信號的裝置；一個用于接收該相加組合裝置的輸出的所需波通過濾波器裝置；一個用于接收該所需波通過濾波器裝置的輸出的劃分裝置；一個用于接收該劃分裝置的輸出的正交檢測裝置；和一個用于接收該正交檢測裝置的輸出以便從中提取基帶信號的濾波裝置，其中包括該相加組合裝置的接收路徑和其后面的裝置構(gòu)成一個路徑。因此，得到可減小體積和功耗的效果。
根據(jù)本發(fā)明的第二方面，提供了按照本發(fā)明第一方面的一個接收電路，其中相減地組合該延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置提供于該相加地組合該延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置之處。因此，得到可減小來自電源路徑的噪聲或同種接收輸入電路的失真的效果。
根據(jù)本發(fā)明的第三方面，提供了按照本發(fā)明第一方面的一個接收電路，該接收電路還包括一個由中頻本地振蕩信號源構(gòu)成的中頻變換裝置，提供了頻率變換混頻器和中頻帶濾波器，其中用于相加地組合該延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置的輸出或用于相減地組合該延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置的輸出加到該中頻變換裝置，因而使包括該中頻帶級的接收路徑和其后面的裝置成為一個路徑。因此，得到了在和信號產(chǎn)生或在差信號產(chǎn)生中所產(chǎn)生的相位誤差的影響可減小的效果。
根據(jù)本發(fā)明的第四方面，提供了按照本發(fā)明的第一方面的一個接收電路，其中為從相應(yīng)天線得到的兩個路徑的信號提供了單獨的變頻裝置，以及從由在相應(yīng)變頻裝置得到的兩個路徑的信號中產(chǎn)生一個和信號和一個差信號的裝置提供于中頻帶，以便使包括該中頻帶級的接收路徑和其后面的裝置為一個路徑。因此，不僅得到了基于電路接線長度的相位精度可由中頻帶規(guī)定的效果，而且可得到減小功耗的效果。
根據(jù)本發(fā)明的第五方面，提供了按照本發(fā)明第一方面的一個接收電路，其中提供了三個或更多個天線以構(gòu)成三個或更多個分支，和依照來自三個或更多個路徑的信號產(chǎn)生一個和信號和一個差信號的裝置，以便提供將延遲給予所有的但除和信號產(chǎn)生裝置的輸出或差信號產(chǎn)生裝置的輸出中的一個之外的裝置；用于相加地或相減地組合該延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置，因而使包括該組合裝置的接收路徑和其后面的裝置為一個路徑。因此，得到可減小體積和功耗的效果。
圖1是表示根據(jù)本發(fā)明第一個實施例的接收電路的配置圖；圖2A至2F是說明根據(jù)本發(fā)明第一個實施例的操作的圖；圖3A和3B是說明本發(fā)明第一個實施例的效果的圖；圖4是表示根據(jù)本發(fā)明第二個實施例的接收電路的配置的圖；圖5是說明本發(fā)明第二個實施例的效果的圖；圖6是表示本發(fā)明第三個實施例的接收電路的配置的圖；圖7是表示本發(fā)明第四個實施例的接收電路的配置的圖；圖8是表示本發(fā)明第五個實施例的接收電路的配置的圖；圖9是表示具有兩個接收路徑的第一個常規(guī)接收電路的配置的圖；圖10是表示第二個常規(guī)接收電路的配置的圖，其中簡化了接收路徑；和圖11A至11D是說明第二個常規(guī)接收電路的操作的圖。
參照圖1至8更詳細地說明本發(fā)明的優(yōu)選實施例。
(第一個實施例)圖1表示本發(fā)明第一個實施例的接收電路的配置。在圖1中，接收電路包括用于空間分集的分支1的天線1；用于空間分集的分支2的天線2；一個濾波器3，用于接收由天線1得到的到達波信號和提取所需頻帶中的信號成份；一個濾波器4，用于接收由天線2得到的到達波信號和提取所需頻帶中的信號成份；一個放大器5，用于放大由濾波器3得到的所需頻帶信號；一個放大器6，用于放大由濾波器4得到的所需頻帶信號；用于劃分分支1側(cè)的所需頻帶信號為兩個路徑的裝置7；用于劃分分支2側(cè)的所需頻帶信號為兩個路徑的裝置8；用于將極性反向或以180°移相的裝置9；用于組合來自劃分裝置7的信號與來自劃分裝置8的信號的裝置10；用于組合來自將極性反向或以180度相移的裝置9的信號與來自劃分裝置8的信號的裝置11；用于接收和延遲組合裝置11的輸出的裝置12；用于接收該組合裝置10的輸出和該延遲裝置12的輸出并且組合所接收的輸出的裝置13；一個濾波器裝置14，用于接收組合裝置13的輸出并且將所接收的輸出限制在所需信號頻帶內(nèi)；用于接收濾波器裝置14的輸出并劃分所接收的輸出的裝置15；構(gòu)成一正交檢測器的第一乘法器16；構(gòu)成該正交檢測器的第二乘法器17；一個分配器18，它包括一個π/2移相器以便提供一個相移給該正交檢測器之一并饋送一個檢測本機振蕩信號給該正交檢測器；一個饋送給該分配器18的本機振蕩信號的信號源19；一個濾波器20，用于接收第一乘法器16的輸出和提取一個基帶信號；一個濾波器21，用于接收第二乘法器17的輸出和提取一個基帶信號；一個輸出端22，從該端得到通過正交檢測所得到的第一基帶信號的輸出；和一個輸出端23，從該端得到通過正交檢測所得到的第二基帶信號的輸出。
上述配置的操作將參照圖2A至2F敘述。圖2A和2B類似于圖11A至11D。圖2A表示稱為所謂片的信號，該信號是發(fā)送到這個接收機的擴譜通信信號的擴展信號與信息信號的乘積。圖2B通過舉例表示在使用該片信號作為一個已調(diào)波和調(diào)制該片信號成為一個4倍的載頻而得到一個調(diào)制輸出的情況下由該接收機天線接收的信號。
圖2B的部分(b-1)表示由天線1接收的信號，而圖2B的部分(b-2)表示由天線2接收的信號?？紤]到載波，天線1和天線2設(shè)置為1個波長，并使天線1與天線2之間的相位差φ為2π。圖2C表示由天線1接收的接收路徑即分支1的信號與由天線2接收的接收路徑即分支2的信號之間進行相減的情況。圖2D表示分支2側(cè)的信號按照上述第二個常規(guī)例子被延遲，以便以簡單的加法組合這個信號與分支1側(cè)的信號的情況。圖2C表示在由天線1接收的接收路徑即分支1的信號與由天線2接收的接收路徑即分支2的信號之間進行簡單加法的情況。圖2D表示進行簡單減法的情況。圖2D相應(yīng)于圖11C。圖2E表示圖2D中簡單減法的結(jié)果被延遲一個片時間。圖2F表示圖2C和2E相加地組合。
而且在圖2A至2F中，為了敘述清楚，假定在天線1和天線2中由多路徑衰落引起的到達波之間無抵消操作。
從圖2F可懂得，分支信號之間的抵消操作減少了，使得當(dāng)信號消失的時候極大地減少了。這將以數(shù)字表示式說明。該數(shù)字表示式中的相應(yīng)參數(shù)示于圖3A和3B中。
圖3A表示本發(fā)明第一個實施例中的參數(shù)，而圖3B表示上述第二個常規(guī)例子中的參數(shù)。
參見作為和差延遲組合的本發(fā)明第一個實施例中的路徑，和參見作為簡單延遲組合的上述第二個常規(guī)例子中的路徑。
分支1的不延遲和延遲信號分別以A和A(τ)表示，而分支2的不延遲與延遲信號分別以B及B(τ)表示，相應(yīng)的組合中的輸出可以下式表示(和-差延遲組合)＝A-B+{ A(τ)+B(τ)}(簡單延遲組合)＝A+B(τ)首先，將檢查第二個常規(guī)例子的簡單延遲組合的輸出變?yōu)榱銜r的條件。
很清楚，如果分支1和分支2的幅度相等，該輸出變?yōu)榱?，而在產(chǎn)生和信號時兩個分支之間的相位差是180度。即，當(dāng)建立下式時該輸出端信號消失|A|＝|B(τ)|＝(|B|)角(A)-角(B(τ))＝(2n+1)π。
A和B(τ)之間的相位差(2n+1)π是延遲時間τ與兩分支之間相位差的和。因此，分支之間的相位根據(jù)實際的環(huán)境而多樣變化，使得在高頻中出現(xiàn)滿足這個條件的時刻。
雖然可認為通過自適應(yīng)地控制該延遲電路的延遲時間避免建立這個條件，但是在移動通信的移動情況下這樣做幾乎是不可能的。當(dāng)考慮增加這種控制所要求的設(shè)備和功耗增加時，可判斷這樣的控制不實際。
接著，將確認當(dāng)建立上述條件時本發(fā)明的路徑中該信號是否消失。
和-差延遲組合在相同劃分的分量上被認為是第二個常規(guī)例子中的分量，即A+B(τ)部分，和該獨有分量，即A(τ)-B部分。在這個條件下，與第二個常規(guī)例子中的分量相同的分量A+B(τ)→0，但是，本發(fā)明的獨有分量A(τ)-B→2A或2B(≠0)。因此，總共，(和-差延遲組合)＝2A(≠0)。
因此懂得，即使在第二常規(guī)例子中輸出信號消失的條件下，在本發(fā)明中可保證該輸出信號不消失。
接著將考慮在本發(fā)明的路徑中的特定條件下該輸出是否消失。
即，和-差延遲組合變?yōu)榱愕那闆r可表示為(和-差延遲組合)＝A-B+A(τ)+B(τ)。
當(dāng)載波以ω0表示時，上述表示式可由以下表示式(1)表示。
A-B+A(τ)+B(τ)＝A0{cosω0(t)+cosω0(t+τ)}+B0{-cosω0(t)+cosω0(t+τ)} ……(1)式中A0≥0，B0≥0，為了使這個表示式的值取零，則第一項和第二項必須互相抵消，或者第一和第二項同時都必須取零，只要A0和B0不為零。
首先，為了確認第一項和第二項是否互相抵消，通過合并同類項得到下面表示式(2)。
A0{cosω0(t)+cosω0(t+τ)}+B0{-cosω0(t)+cosω0(t+τ)}＝(A0-B0)cosω0(t)+(A0+B0)cosω0(t+τ) .....(2)為了在周期性的載波電平中使這個式(2)的值取零，即與時間t的值無關(guān)地取零，(A0-B0)cosω0(t)＝0，和與此同時，(A0+B0)cosω0(t+τ)＝0。
因為第一項和第二項同時必須為零，而與時間t的函數(shù)的余弦值無關(guān)，A0-B0＝0，和與此同時A0+B0＝0 ....(3)必須成立。
雖然A0和B0可單獨取零，但它們同時取零是不可能的。這是因為在空間分集中它們是放置天線的房屋，所以A0和B0不同時取零。
即A0+B0＝0不成立。因此上面的式(3)不成立。
接著，將檢查在式(1)中第一項和第二項單獨取零的情況。然后，式(1)變換為用于檢查的下式(4)。
A0{cosω0(t)+cosω0(t+τ)}+B0{-cosω0(t)+cosω0(t+τ)}＝2A0cosω0(t+τ/2)cosω0(τ/2)
+2B0sinω0(t+τ/2)sinω0(τ/2)...(4)然后，為了以與上述相同的方式使第一項和第二項同時取零，而與時間t的函數(shù)的余弦或正弦值無關(guān)，2A0cosω0(τ/2)＝0和與此同時2B0sinω0(τ/2)＝0 ....(5)必須成立。
因為天線的輸入A0或B0可單獨取零，上式(5)中第一項或第二項的幅度變?yōu)榱阌邢喈?dāng)?shù)目赡苄?。然后，?dāng)幅度不為0的項取0時，cosω0(τ/2)＝0或sinω0(τ/2)＝0 ....(6)必須成立。即，ω0(τ/2)＝(2n+1)π或ω0(τ/2)＝2nπ ...(7)相加起來，ω0τ＝nπ由此可懂得，可能只在該延遲電路中的延遲時間τ取180度相位差的整數(shù)倍相比于載頻的值時該輸出才消失。
但是，這很清楚，上式(1)不取零與天線1或天線2的安排無關(guān)或與當(dāng)該延遲電路中的延遲時間τ不設(shè)置為任何180度相位差的整數(shù)倍相比于該載頻的值時的多路徑衰落的狀態(tài)無關(guān)。
總之，在第二個常規(guī)例子中，該輸出消失的條件包括天線1和天線2的安排或者多路徑衰落的狀態(tài)。因此設(shè)置該延遲電路的延遲時間為一個滿意值幾乎是不可能的。因此，在高頻中該輸出消失了。
另一方面，在本發(fā)明中，該輸出消失的條件通過設(shè)定該延遲電路的延遲時間為180°相位差的一個整數(shù)倍相比于該載頻的值而進行控制。因此，通過防止將這個延遲時間取180度相位差的整數(shù)倍相比于該載頻的值則可完全避免上面討論中的輸出的消失。
因為該延遲電路的延遲時間可以片時間的單位設(shè)置，所以該片時間基本上與載頻無關(guān)。而且，片時間比載頻的周期長得多而使得對于載波周期的精度的惡化，即由180度相位差的整數(shù)倍的時間偏移量影響的同步精度的惡化幾乎不產(chǎn)生，所以它是不重要的。
因此，可實現(xiàn)本發(fā)明延遲電路的延遲時間的所希望的設(shè)置，而對其它無任何影響。
從上面的描述中，與上述第一個常規(guī)例子相比，在本發(fā)明的第一個例子中，組合電路13的接收路徑和其后面的裝置可構(gòu)成一個路徑，因此很明顯，能夠獲得這樣的經(jīng)濟效益，即諸如減少相應(yīng)于一個路徑的電路部件、減小設(shè)備的體積、減小功耗、降低成本等等，并且在性能上，能夠獲得解決屬于上述第二個常規(guī)例子的問題，即信號輸出經(jīng)常消失或衰減的效果。
(第二個實施例)圖4表示按照本發(fā)明的第二個實施例的接收電路。在圖4中，標(biāo)號1至標(biāo)號23的組成部分與圖1所示的第一個實施例中的，除了標(biāo)號110、111和113之外都相同。
本發(fā)明第二個實施例中的接收電路包括裝置110，用于相減地組合從裝置7來的信號和從裝置8來的信號，裝置7用于劃分分支1側(cè)的所需頻帶信號為兩個路徑，裝置8用于劃分分支2側(cè)的所需頻帶信號為兩個路徑；裝置111，用于相減地組合從裝置9來的信號和從裝置8來的信號，裝置9用于將極性反向或相移180度，裝置8用于劃分分支2側(cè)的所需頻帶信號為兩個路徑；裝置12，用于接收相減組合裝置111的輸出和延遲所接收的輸出；和裝置113，用于接收相減組合裝置110的輸出和延遲裝置12的輸出以及相減地組合所接收的輸出。相減組合裝置113的輸出加到濾波器裝置14，用于將輸出限制到所需要的信號頻帶內(nèi)。
根據(jù)本發(fā)明的第二個實施例構(gòu)成的接收電路的操作將參照圖5敘述。
圖5表示噪聲被混合入圖4中的電源或信號線的狀態(tài)。在圖5中，n1表示混合入由空間分集的分支1的濾波器3、放大器5和劃分裝置7構(gòu)成的組成部件的噪聲；n2表示混合入由空間分集的分支2的濾波器4，放大器6和劃分裝置8構(gòu)成的組成部件的噪聲；n3表示混合入組合裝置110和其信號路徑的噪聲；和n4表示混合入組合裝置111和其信號路徑的噪聲。
因為劃分裝置7的輸出中的噪聲是n1和劃分裝置8的輸出中的噪聲是n2，所以在相減組合裝置110的輸出中出現(xiàn)的噪聲如下n1-n2+n3。
類似地，在相減組合裝置111的輸出中出現(xiàn)的噪聲如下n1-n2+n4。
因為極性反向裝置9放置在圖5電路中靠近劃分裝置7的輸出端的位置，所以認為噪聲n1也出現(xiàn)在極性反向裝置9的輸出端。
因此，出現(xiàn)在用于接收相減組合裝置110的輸出和相減組合裝置111的輸出的組合電路113的輸出中的噪聲作為差動輸入如下(n1-n2+n3)-(n1-n2+n4)。
然后，如果由于分支1和分支2的電路在幾何上等效或任何其它理由，而使它們對于噪聲處在相同的條件下，n1＝n2和n3＝n4成立。
則組合電路113的輸出為(n1-n2+n3)-(n1-n2+n4)＝(n1-n1)+(-n2+n2)+(n3-n4)＝0即，在根據(jù)本發(fā)明的第二個實施例結(jié)構(gòu)中，很明顯混合在該設(shè)備內(nèi)部的噪聲可被抵消，以使若分支的安排和結(jié)構(gòu)相同則該噪聲可減少。
因此，即使兩個路徑的分支信號通過單個信號處理路徑也可能得到減少從鄰近混合入的噪聲的效果。
(第三個實施例)圖6表示根據(jù)本發(fā)明第三實施例的一個接收電路。在圖6中，標(biāo)號1至標(biāo)號23的組成部件與圖4所示的第二個實施例中的組成部件相同。在本發(fā)明的第三個實施例中，一中頻帶本機振蕩信號源24、用于接收相減組合裝置113的輸出和上述中頻帶本機振蕩信號的一變頻混合器25、和一中頻帶濾波器114加到上述第二個實施例的結(jié)構(gòu)中。
在本發(fā)明的上述第一或第二個實施例中，分支之間相加和相減組合的和延遲的信號直接地加到射頻頻帶的一個正交檢測器。但是，在這個路徑中，正交檢測器和后面的裝置必須起著信道濾波器的作用。這是因為靠近天線1和2的濾波器3和4必須通過所有頻率信道，因此，它們不能構(gòu)成只用于通過所需頻率信道的濾波器。
即，要求到該正交檢測器的所有電路具有通過所有信道的寬帶性能，到正交檢測器的本機振蕩信號源19必須根據(jù)所需信道頻率轉(zhuǎn)換，而且要求該檢測器及其后面的濾波器20、21等具有在寬范圍中消除相鄰波的功能。
另外，由于相鄰波等原因，該電路動態(tài)范圍中飽和狀態(tài)的產(chǎn)生率增加了，所謂的信號抑制出現(xiàn)在所需信道的信號中。
在本發(fā)明的第三個實施例中，通過提供中頻變換裝置保持信道濾波功能，該中頻變換裝置由中頻帶本機振蕩信號源24、頻率變換混合器25和中頻帶濾波器14構(gòu)成，因此消除了要求后面的電路諸如該正交檢測器等具有信道濾波功能的缺點。通過轉(zhuǎn)換中頻帶本機振蕩信號源24的頻率，所需的信道信號很容易調(diào)諧在中頻帶，使得能夠通過只具有單個信道寬度的中頻帶濾波器114建立信道濾波功能。
因此，后面的電路，如用于該正交檢測器的電路可只具有窄帶性能以便通過一單信道。因此，用于該檢測器和后面的裝置的本機振蕩信號源19可做成具有一個固定頻率，而在該檢測器后面的濾波器20、21等可只具有窄范圍的通帶。另外，減少了由所需波等引起的電路動態(tài)范圍中飽和狀態(tài)的發(fā)生，使得能夠獲得減少對所需信道的信號的信號抑制的效果。
(第四個實施例)圖7表示本發(fā)明第四個實施例中接收電路的配置。在圖7中，標(biāo)號1至23的組成部件與圖4中所示的第二個實施例中的相同。
在本發(fā)明的第四個實施例中，一個中頻帶本機振蕩信號源24、一個用于接收放大器5的輸出和上述中頻帶本機振蕩信號的頻率變換混合器25、一個用于接收放大器6的輸出和上述中頻帶本機振蕩信號的頻率變換混合器26、一個用于接收上述中頻帶本機振蕩信號并將其輸出提供給頻率變換混合器25的放大器27和一個用于接收上述中頻帶本機振蕩信號并將其輸出提供給頻率變換混合器26的放大器28，加到本發(fā)明的上述第二個實施例的配置中。
在本發(fā)明的第一、第二或第三個實施例中，產(chǎn)生相應(yīng)分支信號的和及差的頻帶是在射頻頻帶中。因此，當(dāng)射頻是例如1GHz時，分支之間的電路接線長度的差必須設(shè)置為1.67mm或更少，以便使分支之間的相位差為3度或更少。即，設(shè)計電路接線的自由度極大地減少了。同時，由于溫度變化或類似原因，部件性能變化中要求有嚴(yán)格的限制。
為了解決第一至第三個實施例中這樣的問題，本發(fā)明的第四個實施例設(shè)計為在降低相應(yīng)分支信號到中頻帶之后，得到和與差信號。
在圖7中，用于放大分支1所接收信號的放大器5的輸出提供給頻率變換混合器25，并且變換為中頻。用于放大分支2所接收信號的放大器6的輸出提供給頻率變換混合器26，并且變換為該中頻。頻率變換混合器25和26分別通過放大器27及28從中頻帶本機振蕩信號源24接收中頻帶本機振蕩信號。通過轉(zhuǎn)換中頻帶本機振蕩頻率可從中頻帶本機振蕩信號源24中選擇所需的信道。
頻率變換混合器25的輸出提供給用于劃分該輸出為兩個路徑的裝置7，同時頻率變換混合器26的輸出提供給用于劃分該輸出為兩個路徑的裝置8。后續(xù)的操作與上述第二個實施例相同。雖然本發(fā)明的第二個實施例中從劃分裝置7和8至正交檢測器的乘法器16和17的所有裝置是在射頻帶中，但是，在本發(fā)明的第四個實施例中它們是在中頻帶中。
因此，可根據(jù)該中頻規(guī)定相位精度，該相位精度取決于用于產(chǎn)生和與差信號的電路以及用于極性反向或信號延遲的電路的接線長度。
假定該中頻是100MHz，如果該電路接線長度設(shè)置為16.7mm或更小，則它可很好地工作，以便使和與差信號之間的相位差不大于3度。因此，設(shè)計電路接線的自由度具有十倍于射頻帶情況的容忍度那樣大的容忍度。另外，因為從劃分裝置7及8至該正交檢測器的乘法器16及17的所有裝置可能在中頻帶中，另一種效果是半導(dǎo)體器件容易設(shè)計而且功耗可大規(guī)模地減少。
(第五個實施例)圖8表示本發(fā)明第五個實施例中接收電路的配置。在圖8中，標(biāo)號13至標(biāo)號23的組成部件與圖1中所示的第一個實施例中的相同。另外，參考符號1至參考符號12的組成部件也與本發(fā)明第一個實施例中的相同，其中除在該接收電路中提供的尾標(biāo)之外。
在本發(fā)明的第五個實施例中，設(shè)計本發(fā)明第一個實施例中參考符號1至12的組成以便具有多個組成部件。即，提供了用于空間分集的相應(yīng)分支的天線1a、1b和1c；用于接收由天線1a、1b和1c得到的到達波信號并且提取所需頻帶中的信號分量的濾波器3a、3b和3c；用于放大由濾波器3a、3b和3c得到的所需頻帶信號的放大器5a、5b和5c；用于劃分從相應(yīng)分支來的所需頻帶信號為三個路徑的裝置7a、7b和7c；用于將極性反向或?qū)⑾辔黄?80度的裝置9a、9b和9c；用于組合從劃分裝置7a、7b和7c之中的一個得到的信號與從多個極性反向或180度相移裝置9a、9b和9c中的二個相移裝置所得到的信號的裝置11a、11b和11c；用于接收組合裝置11b的輸出并且將該接收的輸出延遲τ的裝置12b；以及用于接收組合裝置11c的輸出并且將該接收的輸出延遲2τ的裝置12c。
這樣構(gòu)成的本發(fā)明第五個實施例中的接收電路的操作將參照圖8敘述。
當(dāng)分支1的信號以A1表示，分支2的信號以A2表示和分支3的信號以A3表示時，組合電路11a、11b和11c的輸出分別以下式表示(組合電路11a的輸出)＝A1+A2-A3(組合電路11b的輸出)＝-A1+A2+A3(組合電路11c的輸出)＝A1-A2+A3當(dāng)由延遲電路12b延遲的信號以附加一個尾標(biāo)(τ1)表示，由延遲電路12c延遲的信號以附加一個尾標(biāo)(τ2)表示時，則組合電路13的輸出以下式(9)和(10)表示。
(組合電路的輸出)＝A1+A2-A3-A1(τ1)+A2(τ1)+A3(τ1)+A1(τ2)-A2(τ2)+A3(τ2)......(9)＝{A1-A1(τ1)+A1(τ2)}+{A2+A2(τ1)-A2(τ2)}+{A3+A3(τ1)+A3(τ2)} ......(10)式(9)意味著在各分支的組合中延遲量是相同的任何組中只有一組的極性被反向，即，其相位偏移180度，并且和組不同的分支其極性被反向，即其相位偏移180度。
這意味著防止分支1、2和3的信號在被組合為一單信號時出現(xiàn)消失。
式(10)意味著在相同分支中的信號經(jīng)受多個延遲然后組合使得信號消失的情況，如果分支執(zhí)行不同地加與減的組合，可防止所有分支信號消失。
使用數(shù)字表示式這就清楚了。
類似于兩個分支的情況，在本發(fā)明的第五個實施例中它檢查在特定條件下輸出是否消失。
即，當(dāng)和-差延遲組合取零時，假定載頻以ω0表示，則上述式(10)可以下式(11)表示{A1-A1(τ1)+A1(τ2)}+{A2+A2(τ1)A2(τ2)}+{-A3+A3(τ1)+A3(τ2)}＝A01{cosω0(t)-cosω0(t+τ)+cosω0(t+2τ)}+A02{cosω0(t)+cosω0(t+τ) cosω0(t+2τ)}+A03{-cosω0(t)+cosω0(t+τ)+cosω0(t+2τ)}＝0 ......(11)式中A01≥0，A02≥0，A03≥0為了使這個式子的值取零，第一、第二和第三項必須互相抵消，或者同時為零，只要A01、A02、A03不為零。
首先，為了確認第一、第二和第三項是否互相抵消，式(10)可由通過合并同類項得到的下式(12)表示。
{A1-A1(τ1)+A1(τ2)}+{A2+A2(τ1)-A2(τ2)}+{-A3+A3(τ1)+A3(τ2)}＝(A01+A02-A03)cosω0(t)+(-A01+A02+A03)cosω0(t+τ)+(A01-A02+A03)cosω0(t+2τ)＝0 ......(12)為了使這個式在周期性的載波電平中取零，即與時間t的值無關(guān)地取零，(A01+A02-A03)cosω0(t)＝0同時，(-A01+A02+A03)cosω0(t+τ)＝0，以及同時，(A01-A02+A03)cos(ω0(t+2τ)＝0必須成立。
因為第一、第二和第三項必須同時與為時間t的函數(shù)的余弦值無關(guān)地取零，A01+A02-A03＝0，同時，-A01+A02+A03＝0，以及同時，A01-A02+A03＝0 .....(13)必須成立。
建立式(13)的必要條件是A01+A02+A03＝0。
雖然A01、A02和A03可單獨地取零，因為它們是絕對值，但是它們同時取零是不可能的。這是因為它是安排天線的空間分集中的房屋，使得這些值不能同時取零。因此，A01+A02+A03＝0不成立。
接著，將檢查式(11)中第一、第二和第三項單獨地取零的情況。然后，式(11)被變換為用于檢查的下式(14)。
A01{cosω0(t)-cosω0(t+τ)+cosω0(t+2τ)}+A02{cosω0(t)+cosω0(t+τ)-cosω0(t+2τ)}+A03{-cosω0(t)+cosω0(t+τ)+cosω0(t+2τ)}＝A01(cosω0(t+τ)cosω0(τ/2)+1/2{sinω0(t+τ/2)
+sinω0(t+3τ/2)}sinω0(τ/2))+A02(cosω0(t+τ/2)cosω0(τ/2)+1/2{sinω0(t+τ)+sinω0(t+3τ/2)}sinω0(τ/2))+A03(cosω0(t+3τ/2)cosω0(τ/2)+1/2{sinω0(t+τ/2)+sinω0(t+τ)}sinω0(τ/2))＝A01{cosω0(t+τ)cosω0(τ/2)+sinω0(t+τ)sinω0(τ/2)cosω0(τ/2)}+A02{cosω0(t+τ/2)cosω0(τ/2)+sinω0(t+5τ/4)sinω0(τ/2)cosω0(τ/2)}+A03{cosω0(t+3τ/2)cosω0(τ/2)+sinω0(t+3τ/4)sinω0(τ/2)cosω0(τ/2)}＝cosω0(τ/2)(A01{cosω0(t+τ)+sinω0(t+τ)sinω0(τ/2)}+A02{cosω0(t+τ/2)+sinω0(t+5τ/4)sinω0(τ/2)}+A03{cosω0(t+3τ/2)+sinω0(t+3τ/4)sinω0(τ/2)} ....(14)為了使上述式(14)的第一至第三項的值在同時與時間t的函數(shù)余弦或正弦的值無關(guān)地取零，cosω0(τ/2)＝0....(15)τ/2＝(2n+1)π即，τ＝nπ...(16)很清楚，只有在該延遲電路中的延遲時間τ取180度相位差的整數(shù)倍相比于該載頻的值時該輸出才可能消失。
但是，這很清楚，上式(14)即上式(11)不是與天線1、天線2和天線3的安排或者多路徑衰落的狀態(tài)無關(guān)地取零，除非該延遲電路中的延遲時間τ被設(shè)置為任何180度相位差的整數(shù)倍相比于該載頻的值。
從上面的敘述已清楚，本發(fā)明第五個實施例中的接收電路執(zhí)行與本發(fā)明的上述第一個實施例中接收電路基本上相同的操作。因此，很清楚，本發(fā)明的空間分集效果可在本發(fā)明第五個實施例的配置中也可在提供三個或更多個天線或者分支的情況中顯示出。
與本發(fā)明的上述第一個實施例比較，在本發(fā)明的第五個實施例的接收電路中，組合電路13的接收路徑和其后面的裝置可構(gòu)成一個路徑而不管分支數(shù)量的增加，以便改善空間分集效果。結(jié)果，由于空間分集效果更加改善，可期望本發(fā)明第五個實施例中的接收電路具有比本發(fā)明第一個實施例中的接收電路更高的效果。
雖然在本發(fā)明第一個實施例的接收電路的基礎(chǔ)上已敘述了本發(fā)明第五個實施例中接收電路的配置與操作，但是即使在本發(fā)明第二個實施例的接收電路的基礎(chǔ)上進行敘述，該配置和操作也可用非常相同的方式敘述。
從上面的敘述已清楚，根據(jù)本發(fā)明，該接收電路包括用于從通過各個天線接收的兩個路徑的信號中產(chǎn)生一和信號或差信號的裝置；提供延遲給和信號產(chǎn)生裝置的輸出或差信號產(chǎn)生裝置的輸出的裝置；用于相加地組合該延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置；用于接收相加組合裝置的輸出的所需波通過濾波器裝置；用于接收該所需波通過濾波器輸出的劃分裝置；用于接收該劃分裝置輸出的正交檢測裝置；和用于接收該正交檢測裝置的輸出以便從中提取基帶信號的濾波裝置，其中包括相加組合裝置的接收路徑和其后面的裝置構(gòu)成一個路徑。因此，不僅可實現(xiàn)類似于單獨地具有兩個接收路徑的第一個常規(guī)例子的空間分集功能，而且可減小體積及功耗。
權(quán)利要求
1一個接收電路，包括第一天線；第二天線；從所述相應(yīng)天線接收的兩個路徑的信號中產(chǎn)生一和信號或一差信號的裝置；給所述和信號產(chǎn)生裝置的輸出或所述差信號產(chǎn)生裝置的輸出提供延遲的裝置；相加地組合所述延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置；接收所述相加組合裝置輸出的所需波通過濾波裝置；接收所述所需波通過濾波裝置輸出的劃分裝置；接收所述劃分裝置輸出的正交檢測裝置；和接收所述正交檢測裝置的輸出以便從中提取基帶信號的濾波裝置；其中包括所述相加組合裝置的所述接收路徑和其后面的裝置構(gòu)成一個路徑。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收電路，其中，提供用于相減地組合所述延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置代替該相加地組合所述延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的輸出的所述裝置。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收電路，還包括中頻變換裝置，該中頻變換裝置由中頻本機振蕩信號源構(gòu)成，提供了一個頻率變換混合器和一個中頻帶濾波器，其中相加地組合所述延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的所述裝置的輸出或者相減地組合所述延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的所述裝置的輸出被提供給所述中頻變換裝置，因而使包括該中頻帶級的該接收路徑與其后面的裝置為一個路徑。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收電路，其中各個頻率變換裝置提供給從所述各個天線得到的所述兩個路徑的信號，從所述相應(yīng)頻率變換裝置得到的所述兩個路徑的信號中產(chǎn)生一和信號和一差信號的所述裝置提供于一中頻帶，因而包括該中頻帶級的該接收路徑和其后面裝置為一個路徑。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的接收電路，其中提供了三個或更多個天線構(gòu)成三個或更多個分支，和用于對來自三個或更多個路徑的信號產(chǎn)生一和信號與一差信號的裝置，使得提供延遲給除所述和信號產(chǎn)生裝置的輸出或所述差信號產(chǎn)生裝置的輸出的一個之外的所有輸出的裝置，用于相加地或相減地組合所述延遲裝置的輸出與不延遲路徑的信號的裝置都已提供，因而使包括所述組合裝置的該接收路徑與其后面的裝置為一個路徑。
全文摘要
一種接收電路包括:第一天線1;第二天線2;用于從相應(yīng)天線接收的兩路徑信號中產(chǎn)生一和信號或差信號的單元10和11;提供延遲給該和或差信號產(chǎn)生單元的輸出的單元12;用于相加地組合該延遲單元輸出與不延遲路徑信號的單元13;接收單元13的輸出的所需波通過濾波單元14;接收單元14的輸出的劃分單元15;接收單元15的輸出的正交檢測單元16－19;和接收該正交檢測單元的輸出以從中提取基帶信號的濾波單元20及21。
文檔編號H04B1/16GK1190827SQ9711438
公開日1998年8月19日 申請日期1997年12月27日 優(yōu)先權(quán)日1996年12月27日
發(fā)明者太田現(xiàn)一郎, 豬飼和則, 佐佐木冨士雄, 須藤浩章 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社