專利名稱：接收電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及接收電路，特別是涉及能夠減少接收系統(tǒng)的功率、精簡電路的構(gòu)成，從而能夠減少消耗功率的接收電路。
背景技術(shù)：
在通信設(shè)備的接收電路中，一個(gè)重要之點(diǎn)在于，如何減少高頻電路部分，減少高頻電路中固有消耗大功率的元件和工作不穩(wěn)定的要素、以及減少生產(chǎn)成本和占用空間，這一點(diǎn)在移動(dòng)通信等設(shè)備中，是重要的。過去，在減少高頻電路部分方面，提出了多重變頻和載波頻率上的直接解調(diào)方式，謀求向低頻帶的直接變頻和向基帶的直接解調(diào)。而且，高頻電路部分主要是具有空間分集接收功能，這需要兩個(gè)天線系統(tǒng)。
在這里，當(dāng)考慮直接解調(diào)方式時(shí)，雖然開發(fā)了多種利用本地振蕩器產(chǎn)生頻率等于載波頻率的信號(hào)、與接收輸入波混頻以后、取出基帶信號(hào)的方法，但是，在這種直接解調(diào)方式中，因?yàn)楫a(chǎn)生了頻率與接收信號(hào)頻率相等的高頻信號(hào)，所以，容易通過接收機(jī)的天線向空間發(fā)射。為此，干擾附近的其它接收機(jī)，妨礙其進(jìn)行通信。因而，這種方式專門用于基于抗單頻干擾較強(qiáng)的調(diào)頻方式的通信中。
另一方面，近年來迅速普及的無線便攜式電話，采用一種幅度傳輸調(diào)制、即所謂PSK，單頻干擾在解調(diào)輸出中產(chǎn)生偏置，使接收信號(hào)的誤碼率變壞。即，因?yàn)楸镜卣袷庮l率不能選為載波頻率，所以，利用這種通信方式難以進(jìn)行直接變頻或直接解調(diào)。作為解決有關(guān)技術(shù)課題的方法有這樣一種方法當(dāng)假定無線便攜電話的載波頻率為fc、偏置頻率為f0時(shí)，取得fc+f0和fc-f0以后，以提供頻率偏置的互補(bǔ)型本地振蕩頻率進(jìn)行變頻。當(dāng)實(shí)現(xiàn)這種方法時(shí)，為了得到fc+f0和fc-f0，雖然如果利用混頻器對fc和f0進(jìn)行乘法處理就好了，但是，這時(shí)，在輸出中，fc+f0和fc-f0的信號(hào)已經(jīng)共存了。更具體地，進(jìn)行上述處理時(shí)，雖然獨(dú)立地需要具有各個(gè)頻率的信號(hào)，但是，過去的裝置在實(shí)用方面滿足不了這一要求。在過去的裝置中，雖然必然使用對應(yīng)于各個(gè)頻率的濾波器，但是，所需信號(hào)的載波頻率是可變的，所以，要求特制可變的濾波器，這是不利的。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一般目的在于提供解決過去這樣的問題，主要是在具有多個(gè)信道的數(shù)字調(diào)制方式的通信系統(tǒng)中，能夠減少接收系統(tǒng)中所需功率、精簡電路、減少消耗功率的接收電路。
本發(fā)明的另一個(gè)目的在于提供為了解決上述那樣通常方法中的問題，得到頻率fc+f0和fc-f0那樣的接收電路。
更具體地講，本發(fā)明的目的在于提供把接收系統(tǒng)信道之間的頻率進(jìn)行直接變頻作為接收機(jī)的本地頻率、同時(shí)，防止了在輸出信號(hào)中產(chǎn)生的頻率偏置和把相鄰信道的信號(hào)混和的接收電路。
本發(fā)明的目的還在于對構(gòu)成接收電路的各功能部件進(jìn)行構(gòu)成上的重新估價(jià)，由此，謀求消減消耗功率大的功能部件，或者，以其它元件代替。
為了達(dá)到上述目的，作為一個(gè)例子，本發(fā)明接收電路具有把借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路；產(chǎn)生接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為第一變頻電路變頻用的頻率輸入而提供，把下側(cè)頻率作為第二變頻電路變頻用的頻率輸入而提供的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；把第一變頻電路的輸出和第二變頻電路的輸出這二者中共同存在的分量提取出來的共同波提取電路；把同波提取電路輸出中殘余的頻率偏置部分消除的頻率偏置電路；把頻率偏置電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器。
還有，本發(fā)明把解決前述過去問題的裝置加到成為本發(fā)明根本的本地頻率互補(bǔ)偏置型直接變頻系統(tǒng)上，借助于以單一的直接正交檢波電路為基礎(chǔ)的接收電路來實(shí)現(xiàn)空間分集功能。
借助于上述裝置，把從天線得到的接收信號(hào)提供到第一變頻電路和第二變頻電路上，本地頻率信號(hào)發(fā)生電路把兩個(gè)不同的頻率，即與信道間中心值相對應(yīng)的上、下頻率分別提供給第一變頻電路和第二變頻電路，可以產(chǎn)生分別按每個(gè)所需波、以及上側(cè)信道和下側(cè)信道這三個(gè)信號(hào)的兩個(gè)輸出信號(hào)。把第一變頻電路和第二變頻電路中共同存在的信號(hào)分量即所需波信道的信號(hào)，借助于共同波提取電路提取出來。因?yàn)樵诠餐ㄌ崛‰娐返妮敵鲋袣堄嘀l率為ω0的頻率偏置，所以，在偏置頻率電路中進(jìn)行微小的變頻，在頻率偏置電路中把偏置差消除。在利用濾波器、進(jìn)而把這一過程中所產(chǎn)生不需要的頻率分量消除以后，其產(chǎn)生的信號(hào)作為基帶信號(hào)提供到基帶信號(hào)處理部分上。
在本發(fā)明令人滿意的形態(tài)下，接收電路具有把通過天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路；連接到前述第一和第二變頻電路上，產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；把前述第一變頻電路的輸出和前述第二變頻電路的輸出第二者中共同存在的分量提取出來的共同波提取電路；把前述共同波提取電路輸出中殘余的頻率偏置部分消除的頻率偏置電路；把前述頻率偏置電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器。
還有，在本發(fā)明令人滿意的形態(tài)下，接收電路具有把借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路；連接到前述第一和第二變頻電路上，產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；把前述第一變頻電路輸出中所包括的頻率偏置部分消除的第一頻率偏置電路；把前述第二變頻電路輸出中所包括的頻率偏置消除的第二頻率偏置電路；把前述第一頻率偏置電路和前述第二頻率偏置電路的輸出這二者中共同存在的分量提取出來的共同波提取電路；把前述共同波提取電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器。
在根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)中，接收電路具有借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路；連接到前述第一和第二變頻電路上，產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；把前述第一變頻電路的輸出量化的第一量化裝置；把前述第二變頻電路的輸出量化的第二量化裝置；把前述第一量化裝置和前述第二量化裝置的輸出這二者中共同存在的分量提取出來的共同波提取電路；把前述共同波提取電路輸出中殘余的頻率偏置部分消除的頻率偏置電路；把前述頻率偏置電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器。
在根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)中，接收電路具有把借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路；連接到前述第一和第二變頻電路上，產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；把前述第一變頻電路的輸出量化的第一量化裝置；把前述第二變頻電路的輸出量化的第二量化裝置；把前述第一量化裝置的輸出中所包括的頻率偏置部分消除的第一頻率偏置電路；把前述第二量化裝置的輸出中所包括的頻率偏置消除的第二頻率偏置電路；把前述第一頻率偏置電路和前述第二頻率偏置電路的輸出這二者中共同存在的分量提取出來的共同波提取電路；把前述共同波提取電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器。
還有，如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有把借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二正交解調(diào)電路；連接到前述第一和第二正交解調(diào)電路上，產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)濾頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一正交解調(diào)電路變換用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二正交解調(diào)電路變換用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；連接到前述第一和第二正交解調(diào)電路上，把前述第一正交解調(diào)電路的I輸出和前述第二正交解決電路的I輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第一共同波提取電路；連接到前述第一和第二正交解調(diào)電路上，把前述第一正交解調(diào)電路的Q輸出和前述第二正交解調(diào)電路Q輸出的反極性輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第二共同波提取電路；把利用前述第一共同波提取電路提取出來的I輸出中殘余的頻率偏置部分消除的第一頻率偏置電路；把利用前述第二共同波提取電路提取出來的Q輸出中殘余的頻率偏置部分消除的第二頻率偏置電路；把前述第一頻率偏置電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第一濾波器；把前述第二頻率偏置電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第二濾波器。
如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有把借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二正交解調(diào)電路；連接到前述第一和第二正交解調(diào)電路上，產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一正交解調(diào)電路變換用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二正交解調(diào)電路變換用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；把前述第一，第二正交解調(diào)電路的I輸出和Q輸出中共同包括的頻率偏置部分消除的第一和第二頻率偏置電路；把前述第一頻率偏置電路的I輸出和前述第二頻率偏置電路的I輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第一共同波提取電路；把前述第一頻率偏置電路的Q輸出和前述第二頻率偏置電路Q輸出的反極性輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第二共同波提取電路；把前述各共同波提取電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第一和第二濾波器。
如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有把借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二正交解調(diào)電路；連接到前述第一和第二正交解調(diào)電路上，產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一正交解調(diào)電路變換用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二正交解調(diào)電路變換用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；分別把前述第一正交解調(diào)電路的I輸出和Q輸出量化的第一和第二量化裝置；分別把前述第二正交解調(diào)電路的I輸出和Q輸出量化的第三和第四量化裝置；把前述第一和第三量化裝置的I輸出中共同存在的分量提取出來的第一共同波提取電路；把前述第二量化裝置的Q輸出和前述第四量化裝置Q輸出的反極性輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第二共同波提取電路；把利用前述第一共同波提取電路提取出來的I輸出中殘余的頻率偏置部分消除的第一頻率偏置電路；把利用前述第二共同波提取電路提取出來的Q輸出中殘余的頻率偏置部分消除的第二頻率偏置電路；把前述第一頻率偏置電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第一濾波器；把前述第二頻率偏置電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第二濾波器。
如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有把借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二正交解調(diào)電路；連接到前述第一和第二正交解調(diào)電路上，產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一正交解調(diào)電路變換用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二正交解調(diào)電路變換用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；分別把前述第一正交解調(diào)電路的I輸出和Q輸出量化的第一和第二量化裝置；分別把前述第二正交解調(diào)電路的I輸出和Q輸出量化的第三和第四量化裝置；把前述第一到第四量化裝置的I輸出和Q輸出中殘余的頻率偏置部分消除的頻率偏置電路；把前述頻率偏置電路的I輸出中共同存在的分量提取出來的第一共同波提取電路；把前述頻率偏置電路的Q輸出和Q輸出的反極性輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第二共同波提取電路；把前述第一共同波提取電路提取的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第一濾波器；把前述第二共同波提取電路的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第二濾波器。
如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，進(jìn)而可以使用計(jì)算互相關(guān)性的相關(guān)器、來代替共同波提取電路。
還有，在本發(fā)明接收電路中，假定，只有第一變頻電路用于接收輸入信號(hào)，在進(jìn)行了經(jīng)第一變頻電路變頻以后，借助于另一個(gè)變頻電路得到前述第一變頻電路沒對其進(jìn)行變頻的那一邊的變頻輸出，確保在共同波提取中所需的兩個(gè)變頻輸出。
進(jìn)而，如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，假定，只有第一變頻電路用于接收輸入信號(hào)，同時(shí)，只使用第一和第二量化裝置中的一個(gè)量化裝置，在進(jìn)行了依靠前述量化裝置的量化以后，借助于數(shù)字變頻電路、得到?jīng)]有借助于前述第一變頻電路進(jìn)行變頻的那一邊的變頻輸出，確保在共同波提取中所需的兩個(gè)變頻數(shù)字輸出。
還有，本發(fā)明的特征在于，如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，只使用前述第一和第二正交解調(diào)電路中的一個(gè)正交解調(diào)電路接收信號(hào)，借助于相應(yīng)的變頻電路對前述正交解調(diào)電路的兩個(gè)輸出進(jìn)行變頻，得到?jīng)]有進(jìn)行正交解調(diào)的那一邊的變頻輸出，確保在共同波提取中所需的兩個(gè)正交解調(diào)輸出。
還有，本發(fā)明的特征在于，如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，只使用第一和第二正交解調(diào)電路中的一個(gè)接收信號(hào)輸入、同時(shí)，量化裝置也是只使用第二和第三量化裝置，在進(jìn)行了依靠前述量化裝置的量化以后，借助于相應(yīng)的數(shù)字變頻電路對該量化裝置的兩個(gè)輸出進(jìn)行變頻，得到?jīng)]有進(jìn)行正交解調(diào)的那一邊的變頻輸出，確保在共同波提取中所需的兩個(gè)正交解調(diào)輸出。
進(jìn)而，如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有把借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路；產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；兼作低通濾波器的第一積分電路和第二積分電路，使前述第一變頻電路和第二變頻電路的輸出分別通過輸入線路以后、提供到該低通濾波器上；分別接收前述第一積分電路和第二積分電路的輸出的第一緩沖放大器和第二緩沖放大器；分別把前述第一緩沖放大器和第二緩沖放大器的輸出提供到構(gòu)造相同的第一變壓器的第二變壓器初級(jí)繞組的一端上，前述第一變壓器和第二變壓器初級(jí)繞組的另一端二者在一起交流接地，使第一個(gè)第二變壓器的次級(jí)繞組以極性與初級(jí)繞組的極性一致地并聯(lián)連接到一起，同時(shí)，以極性與初級(jí)繞組極性相同的一端為輸出端子，次級(jí)繞組的另一端接地，接受前述第一變壓器和第二變壓器的輸出的第三緩沖放大器；把前述第三緩沖放大器輸出中殘余的頻率偏置部分消除的頻率偏置電路；把前述頻率偏置電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器。
還有，如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有把借助于天線接收的接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路；產(chǎn)生前述接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為前述第一變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為前述第二變頻電路變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；第一和第二差分放大器，使前述第一變頻電路和第二變頻電路的輸出分別通過輸入線路以后，提供到該第一和第二差分放大器上；兼作低通濾波器的第一和第二積分電路，該低通濾波器分別對應(yīng)地接受前述第一和第二差分放大器的輸出；提供前述第一和第二積分電路輸出的第一和第二緩沖放大器；從輸出那一邊把反饋分別加到前述第一和第二緩沖放大器負(fù)輸入端上的裝置；分別把前述第一和第二緩沖放大器的輸出提供到構(gòu)造相同的第一和第二變壓器初級(jí)繞組的一端上，至少把前述第一和第二變壓器初級(jí)繞組的另一端交流接地，使第一和第二變壓器的次級(jí)繞組以極性與初級(jí)繞組的極性一致地并聯(lián)連接到一起，同時(shí)，以極性與初級(jí)繞組極性相同的一端為輸出端，至少把次級(jí)繞組的另一端交流接地，接受前述第一和第二變壓器的輸出的第三緩沖放大器；把前述第三緩沖放大器的輸出、與前述第一變頻電路的輸出及第二變頻電路的輸出的平均值相比較，對第一變頻電路的輸出和第二變頻電路的輸出加以修正的裝置；把前述第三緩沖放大器的輸出，分別反饋到前述第一變頻電路的輸出或第二變頻電路的輸出端，以修正在前述第一變頻電路的輸出與第二變頻電路的輸出之間所產(chǎn)生的之差的裝置；把前述第三緩沖放大器輸出中殘余的頻率偏置電路部分消除的頻率偏置電路；把前述頻率偏置電路輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器。
進(jìn)而，本發(fā)明的特征在于，如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，不是把與初級(jí)繞組極性相同的次級(jí)繞組的一端連接到第三緩沖放大器上；而是把與初級(jí)繞組極性相反的次級(jí)繞組的一端連接到第三緩沖放大器上。
還有，本發(fā)明的特征在于，如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，不是把與初級(jí)繞組極性相同的次級(jí)繞組的一端連接到第三緩沖放大器上；而是把與初級(jí)繞組極性相反的次級(jí)繞組的一端連接到第三緩沖放大器上。
本發(fā)明接收電路進(jìn)而具有由下列部件構(gòu)成的本地頻率發(fā)生裝置頻率等于所需接收信號(hào)載波頻率的第一頻率信號(hào)源；接收來自該第一頻率信號(hào)源的信號(hào)、將其相對于所接收信號(hào)頻率相位移動(dòng)π/2的第一裝置；頻率信號(hào)等于頻率信道間隔之半的第二頻率信號(hào)源；接收來自該第二頻率信號(hào)源的信號(hào)、將其相對接收信號(hào)頻率相移π/2的第二裝置；由把來自前述第一和第二頻率信號(hào)源的兩個(gè)信號(hào)作為輸入的乘法器、和把來自前述兩種移相裝置的兩個(gè)信號(hào)作為輸入的乘法器構(gòu)成的第一正交調(diào)制器；由從把前述兩種頻率信號(hào)源之一的信號(hào)移相的裝置接收信號(hào)的兩個(gè)乘法器構(gòu)成的正交調(diào)制器。
本發(fā)明接收電路進(jìn)而具有由下列部件構(gòu)成的本地頻率發(fā)生裝置產(chǎn)生頻率等于所需接收信號(hào)載波頻率的第一頻率信號(hào)源；接受來自該第一頻率信號(hào)源的信號(hào)、將其移動(dòng)相對該信號(hào)頻率為π/2相位的第一裝置；產(chǎn)生頻率等于頻率信道間隔之半的第二頻率信號(hào)源；接收來自該第二頻率信號(hào)源的信號(hào)，將其移相對該頻率為π/2相位的第二裝置；把來自前述第一和第二頻率信號(hào)源的兩個(gè)信號(hào)作為輸入的乘法器；把前述兩個(gè)乘法器之一的輸出極性反轉(zhuǎn)以后、與另一乘法器的輸出相加的裝置。
本發(fā)明接收電路進(jìn)而具有由下列部件構(gòu)成的本地頻率發(fā)生裝置產(chǎn)生頻率等于所需接收信號(hào)載波頻率的頻率信號(hào)源；接受該信號(hào)、將其移動(dòng)相對該信號(hào)頻率為π/2相位的裝置；由從把前述頻率信號(hào)移相的裝置接受信號(hào)的兩個(gè)乘法器構(gòu)成的正交調(diào)制器；把前述兩個(gè)乘法器之一的輸出極性反轉(zhuǎn)以后、與另一乘法器的輸出相加的裝置。
如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中具有分別對借助于變頻電路和正交解調(diào)電路得到的第一接收信號(hào)和第二接收信號(hào)進(jìn)行A/D變換的裝置；分別接收該模/數(shù)變換裝置的數(shù)字輸出的第一和第二傅里葉變換器；接受各傅里葉變換器每一個(gè)頻率分量輸出的相關(guān)器；接受所得到的相關(guān)器輸出的加權(quán)函數(shù)器；接受該加權(quán)函數(shù)器輸出的加權(quán)值乘法器；接受前述第一傅里葉變換輸出和第二傅里葉變換輸出的加法器；把該相加結(jié)果輸入到前述乘法器上的裝置；接受前述加權(quán)值乘法器輸出的反傅里葉變換器；得到反傅里葉變換的輸出，將其作為所需的波提取結(jié)果。
進(jìn)而，如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有從天線接受接收信號(hào)的接收輸入裝置；對來自該接收信號(hào)輸入裝置的接收信號(hào)進(jìn)行變頻處理的正交解調(diào)器；把來自正交解調(diào)器的輸出信號(hào)輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第一和第二A/D變換器；給第一和第二A/D變換器產(chǎn)生與接收信號(hào)所具有帶寬相應(yīng)的頻率二倍以上的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把延時(shí)脈沖串附加到來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串上的加法電路；把來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從前述A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的正交分量的裝置。
如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有從天線接受接收信號(hào)的接收輸入裝置；對來自該接收信號(hào)輸入裝置的接收信號(hào)進(jìn)行變頻處理的正交解調(diào)器；把來自正交解調(diào)器的輸出信號(hào)輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第一和第二A/D變換器；給這些A/D變換器產(chǎn)生高于信號(hào)所具有帶寬相應(yīng)的頻率的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把延時(shí)脈沖串附加到來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串上的加法電路；把來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從前述A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的正交分量的裝置；產(chǎn)生一個(gè)或幾個(gè)延時(shí)脈沖串以使來自取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和來自把延時(shí)脈沖串附加上去的電路的延時(shí)脈沖串，被延時(shí)了相當(dāng)于除所需信道信號(hào)頻率的π相位差以外的延時(shí)時(shí)間。
如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，把來自取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串、和來自把延時(shí)脈沖串附加上去的電路的延時(shí)脈沖串，延時(shí)相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π/2相位差的延時(shí)時(shí)間。
如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有從天線接受接收信號(hào)的接收信號(hào)輸入裝置；把該接收信號(hào)輸入進(jìn)行A/D變換的第一第二A/D變換器；給這些A/D變換器產(chǎn)生高于接收信號(hào)所具有帶寬相應(yīng)的頻率的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把延時(shí)脈沖串附加到來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串上的電路；把來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從前述A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的裝置。
還有，如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，產(chǎn)生來自取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和來自把延時(shí)脈沖串附加上去的電路的延時(shí)相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π/2相位差時(shí)間的延時(shí)脈沖串。
進(jìn)而，如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，產(chǎn)生來自取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和來自把延時(shí)脈沖串附加上去的電路的多個(gè)延時(shí)相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π/2相位差時(shí)間的延時(shí)脈沖串。
如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有從天線接受接收信號(hào)的接收信號(hào)輸入裝置；把該接收信號(hào)輸入、進(jìn)行A/D變換的一個(gè)A/D變換器；給A/D變換器產(chǎn)生高于接收信號(hào)所具有帶寬相應(yīng)的頻率的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把延時(shí)脈沖串附加到來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串上的電路；把來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從前述A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)提取所需接收信道信號(hào)的裝置。
如果根據(jù)本發(fā)明令人滿意的形態(tài)，接收電路具有從多個(gè)天線接受接收信號(hào)的接收信號(hào)輸入裝置；把該接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻裝置；把頻率為對所需波載波頻率進(jìn)行了信道間隔頻率之半的頻率偏置的輸出、提供到這些第一和第二變頻裝置上的本地振蕩器；分別從前述第一和第二變頻裝置得到信號(hào)的第一和第二A/D變換器；為這些A/D變換器產(chǎn)生高于接收信號(hào)帶寬相應(yīng)的頻率的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把延時(shí)脈沖串附加到來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串上的電路；把來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從前述A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)提取所需接收信道信號(hào)的裝置。
本發(fā)明的特征在于，如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，獨(dú)立地設(shè)置對第一和第二變頻裝置提供信號(hào)的本地振蕩器；使各個(gè)本地振蕩頻率為，以所需波載波頻率為中心、正負(fù)地進(jìn)行為信道間隔頻率之半的頻率偏置的頻率。
本發(fā)明的特征在于，如果根據(jù)本發(fā)明，在接收電路中，對兩個(gè)接收信號(hào)不是進(jìn)行變頻、而是將其提供到第一和第二A/D變換器上。


本發(fā)明的目的和特征，通過利用附圖詳細(xì)說明的實(shí)施形態(tài)，將會(huì)更加明了。
圖1為示出本發(fā)明第一實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖2為示出本發(fā)明第二實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖3為示出本發(fā)明第三實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖4為示出本發(fā)明第四實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖5為示出本發(fā)明第五實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖6為示出本發(fā)明第六實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖7為示出本發(fā)明第七實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖8為示出本發(fā)明第八實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖9為示出本發(fā)明第九實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖10為示出本發(fā)明第十實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖11為示出本發(fā)明第十一實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖12為示出本發(fā)明第十二實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；
圖13為示出本發(fā)明第十三實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖14為示出本發(fā)明第十四實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖15為本發(fā)明第十四實(shí)施形態(tài)中，變壓器的概念圖；圖16為示出本發(fā)明第十五實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖17為示出本發(fā)明第十五實(shí)施形態(tài)具體化的接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖18為示出本發(fā)明第十六實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖19為示出本發(fā)明第十七實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖20為用來說明本發(fā)明各實(shí)施形態(tài)中，本地頻率設(shè)定方法的模式圖；圖21為示出本發(fā)明第十八實(shí)施形態(tài)中，接收電路裝置的構(gòu)成的方框圖；圖22為示出本發(fā)明第十九實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖23為示出本發(fā)明第二十實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖24為示出本發(fā)明第二十一實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖25為示出本發(fā)明第二十二實(shí)施形態(tài)中，變壓器的概念圖；圖26為說明在本發(fā)明第二十二實(shí)施形態(tài)中，由于在A/D變換器內(nèi)進(jìn)行取樣而產(chǎn)生的混淆狀態(tài)的圖；圖27為示出在本發(fā)明中所采用多信道通信系統(tǒng)內(nèi)，接收信道狀況的圖；圖28為表示在本發(fā)明第二十二實(shí)施形態(tài)中，出現(xiàn)具有負(fù)頻率區(qū)域的A/D變換輸出的圖；圖29為示出在本發(fā)明第二十二實(shí)施形態(tài)中，利用π/2相位差、借助于余弦和正弦函數(shù)、把信號(hào)分量分解成正交分量的方法的圖；
圖30為示出在本發(fā)明第二十二實(shí)施形態(tài)中，對正交的兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行A/D變換時(shí)、正交取樣操作之一例的圖；圖31為在圖30正交取樣的說明圖中，考慮了偏置時(shí)的圖；圖32為示出在本發(fā)明第二十二實(shí)施形態(tài)中，對正交的兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行A/D變換時(shí)、與圖30和圖31不同的另一正交取樣操作之一例的圖；圖33為示出在本發(fā)明第二十二實(shí)施形態(tài)中，進(jìn)行了圖32所示正交取樣操作時(shí)、所得到取樣脈沖的圖；圖34為示出本發(fā)明第二十三實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖35為示出在本發(fā)明第二十三實(shí)施形態(tài)中，對正交的兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行A/D變換時(shí)、正交取樣操作之一例的圖；圖36為示出本發(fā)明第二十四實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖37為示出在本發(fā)明第二十四實(shí)施形態(tài)中，對正交的兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行A/D變換時(shí)，正交取樣操作之一例的圖；圖38為示出本發(fā)明第二十五實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖39為用來說明本發(fā)明第二十五實(shí)施形態(tài)中，描述取樣信號(hào)發(fā)生源部分一個(gè)操作的簡化方框圖；圖40為用來說明本發(fā)明第二十五實(shí)施形態(tài)中，取樣信號(hào)發(fā)生源部分另一個(gè)操作的簡化方框圖；圖41為用來說明本發(fā)明第二十五實(shí)施形態(tài)中，取樣信號(hào)發(fā)生源部分再一個(gè)操作的簡化方框圖；圖42為用于說明本發(fā)明第二十六實(shí)施形態(tài)的日本標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字方式汽車電話系統(tǒng)的頻率配置概略圖；圖43為圖42所示日本標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字方式汽車電話系統(tǒng)的信道配置概略圖；圖44為示出本發(fā)明第二十六實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖45為示出本發(fā)明第二十七實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖46為示出本發(fā)明第二十八實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖47為示出本發(fā)明第二十九實(shí)施形態(tài)具體化的接收電路的構(gòu)成的方框圖；圖48為示出本發(fā)明第三十實(shí)施形態(tài)中，接收電路的構(gòu)成的方框圖。
具體實(shí)施例方式
下面，說明有關(guān)本發(fā)明的優(yōu)選實(shí)施例，但在此之前，先說明有關(guān)本發(fā)明的理論根據(jù)。首先，以當(dāng)前數(shù)字調(diào)制方式中常用的二元PSK、即BPSK，為對象加以說明。
可以把在基頻、即基帶上的BPSK信號(hào)SB，表示如下SB＝Acos(θK)此處，A為幅度，θK為表示BPSK信息的相位，即θK＝0，π當(dāng)以載波角頻率ωc調(diào)制該基帶信號(hào)時(shí)，可以把已調(diào)輸出Sc表示如下SC=SB(θk)×acosωct+SB(θk-12π)×acos(ωct-12π)]]>AC=a×A,θk=0,π]]>=ACcos(ωct+θk)---(1)]]>接收該已調(diào)信號(hào)，以變頻用的本地頻率ωc進(jìn)行變頻時(shí)，可以把變頻輸出表示如下
SR=SC×bcosωct]]>=AC·b2[cos{2ωct+θk}+cos{θk}]]]>令A(yù)C·b2=AR]]>=AR[cos{2ωct+θk}+cos{θk}]---(2)]]>使該變頻輸出SR通過低通濾波器，把高頻分量2消除，其輸出SRF成為下示，可以把二元PSK、即BPSK信號(hào)解調(diào)SRF＝ARcos(θK) θK＝0，π......(3)但是，因?yàn)樵诮邮兆冾l中，本地振蕩頻率信號(hào)設(shè)定為與載波頻率相同的ωc，所以，該本地振蕩頻率信號(hào)從接收機(jī)向空間發(fā)射，對附近的其它接收機(jī)產(chǎn)生干擾。
本發(fā)明為了解決這樣的問題，下述那樣地設(shè)定本地振蕩頻率。圖20示出本發(fā)明中本地振蕩頻率的設(shè)定方法。圖20中，A表示所需信道的頻帶，載波頻率為ωc，B表示上側(cè)相鄰信道的頻帶，載波頻率為ωcU，C表示下側(cè)相鄰信道的頻帶，載波頻率為ωcL。各信道載波頻率之間的間隔約為BPSK中基頻ωb間隔的4倍。
各信道的頻帶為以載波頻率為中心±2ωb。因而，與各載波頻率相距為基頻2ωb的位置為信道間的槽，在這種位置上即使存在著線狀頻譜的干擾波、任一信道都不易被干擾。即，本發(fā)明注視這一點(diǎn)，把接收機(jī)的本地振蕩頻率設(shè)定在相對于相鄰信道載波的中間值，以此作為用于解決上述課題的主要方法。
其次，將利用數(shù)學(xué)式說明有關(guān)本發(fā)明的另一點(diǎn)，即，應(yīng)該如何組成以后的電路，使得在如上所述設(shè)定接收機(jī)本地振蕩頻率的情況下，能夠與過去同樣地進(jìn)行解調(diào)。
接收已調(diào)信號(hào)，把接收機(jī)中用于進(jìn)行變頻的本地振蕩頻率如前述那樣地設(shè)定為ωc+ωo時(shí)，變頻輸出SR成為下式
SR=SC×bcos(ωc+ωo)t]]>=AC·b2cos{ωct+θk}cos(ωc+ωo)t]]>令A(yù)C·b2=AR]]>=AR[cos{(2ωc+ωo)t+θk}+cos(-ωot+θk)]---(4)]]>使該變頻輸出SR通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SRF成為SRF＝AR{cos(-ωot+θk)}θk＝0，π.....(5)，產(chǎn)生反偏置了頻率ωo的二元PSK、即BPSK信號(hào)。
其次，把本地振蕩頻率設(shè)定為比所需信道的載波頻率ωc低ωo、即ωc-ωo。這時(shí)，變頻輸出SL成為下式SL=SC×bcos(ωc-ωo)t]]>=AC·b2cos{ωct+θk}cos(ωc-ωo)t]]>令A(yù)C·b2=AR]]>=AR[cos{2ωc-ωo+θk}+cos{ωot+θk}]---(6)]]>使該變頻輸出SL通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SLF成為下式SLF＝ARcos(ωot+θk)θk＝0，π
......(7)，產(chǎn)生相位與輸出SRF也相等的BPSK信號(hào)。
可是，因?yàn)榻邮盏谋镜卣袷庮l率與相鄰信道相距也是等距離的，所以，相鄰信道的分量也混入解調(diào)信號(hào)中，用ωch表示上側(cè)相鄰信道信號(hào)的載波頻率時(shí)，因?yàn)棣豤h＝ωc+2ωo，所以，前述接收那一邊的變頻成為下述那樣。
首先，接收已調(diào)信號(hào)，把接收機(jī)中用于進(jìn)行變頻的本地振蕩頻率如前所述那樣地設(shè)定為ωc+ωo時(shí)，變頻輸出SRh成為下式SRh=SCh×bcos(ωc+ωo)t]]>=ACh·b2[cos{ωct+2ωot+θh}cos(ωc+ωo)t]]]>令A(yù)Ch·b2=ARh]]>=ARh[cos{(2ωc+3ωo)t+θh}+cos{ωot+θh}]---(8)]]>使該變頻輸出SRh通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SRFh成為SRFh＝ARhcos(ωot+θh)θh＝0，π......(9)，產(chǎn)生與所需信道存在于同一頻帶內(nèi)的BPSK信號(hào)。
另一方面，用ωcl表示下側(cè)相鄰信道信號(hào)的載波頻率時(shí)，因?yàn)棣豤l＝ωc-2ωo，所以，前述接收那一邊的變頻成為下述那樣。
首先，把接收機(jī)的本地振蕩頻率如前述那樣地設(shè)定為ωc+ωo時(shí)，變頻輸出SRl成為下式
SRl=SCl×bcos(ωc+ωo)t]]>=ACl·b2[cos{(ωc-2ωo)t+θl}cos(ωc+ωo)t]]]>令A(yù)Cl·b2=ARl]]>=ARl[cos(2ωct-ωot+θl)+cos(-3ωot+θl)]]]>θh=0,π---(10)]]>使該變頻輸出SRl通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SRFl成為SRFl＝ARlcos(3ωot+θl)......(11)，在與所需信道相距為3ωo的頻率上產(chǎn)生BPSK信號(hào)。
其次，驗(yàn)證有關(guān)本地振蕩頻率為ωc-ωo情況下相鄰信道的變頻狀態(tài)。用ωch表示上側(cè)相鄰信道信號(hào)的載波頻率時(shí)，因?yàn)棣豤h-ωc+2ωo，所以，本地振蕩頻率為ωc-ωo情況下的變頻成為下述那樣。
首先，接收已調(diào)信號(hào)，把用于進(jìn)行接收機(jī)變頻的本地振蕩頻率如前所述那樣地設(shè)定為ωc-ωo時(shí)，變頻輸出SLh成為下式SLh=SCh×bcos(ωc-ωo)t]]>=ACh·b2[cos{ωct+2ωot+θh}cos(ωc-ωo)t]]]>令A(yù)Ch·b2=ARh]]>=ARh[cos{(2ωc+ωo)t+θh}+cos(3ωot+θh)]---(12)]]>
使該變頻輸出SLh通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SLFh成為下述那樣SLFh＝ARhcos(3ωot+θh) θh＝0，π......(13)另一方面，用ωcl表示下側(cè)相鄰信道信號(hào)的載波頻率時(shí)，因?yàn)棣豤l＝ωc-2ωo，所以，前述接收那一邊的變頻成為下述那樣。
首先，把接收機(jī)的本地振蕩頻率如前述那樣地設(shè)定為ωc-ωo時(shí)，變頻輸出SLl成為下式SLl=SCl×bcos(ωc+ωo)t]]>=ACl·b2[cos{(ωc-2ωo)t+θl}cos(ωc-ωo)t]]]>令A(yù)Cl·b2=ARl]]>=ALl[cos{(2ωc-3ωo)t+θl)}+cos(-ωot+θl)]]]>θh=0,π---(14)]]>使該變頻輸出SLl通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SLFl成為SLFl＝ARlcos(ωot-θl)......(15)，在與所需信道同一頻率上產(chǎn)生BPSK信號(hào)。
歸納上述，把本地頻率向上側(cè)移動(dòng)ωo情況下的輸出，有以下三種SRF＝ARcos(-ωot+θk) —所需信道SRFh＝ARhcos(ωot+θh) —上側(cè)信道SRFl＝ARlcos(3ωot-θl) —下側(cè)信道(16)把本地頻率向下側(cè)移動(dòng)ωo情況下的輸出，有以下三種
SLF＝ARcos(ωot+θk)—所需信道SLFh＝ARhcos(3ωot+θh) —上側(cè)信道SLFl＝ARlcos(ωot-θl) —下側(cè)信道(17)在這兩組中，只在所需信道內(nèi)存在著共同的分量。因而，如果把這二者作為兩個(gè)輸入提供到加法器上，只可以在其輸出中取出所需信道。還有，雖然該加法器的輸出偏置了頻率ω0，但是，利用簡單的頻率偏置電路就可以將其消除。
本發(fā)明借助于下示實(shí)施形態(tài)，來實(shí)現(xiàn)這樣的原理。
實(shí)施形態(tài)1圖1示出本發(fā)明第一實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。圖1中，1為接受接收信號(hào)的天線；把接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路；產(chǎn)生接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰的上、下信道所具有的無線電載波頻率的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為第一變頻電路2變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為第二變頻電路3變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4；把第一變頻電路2的輸出和第二變頻電路3的輸出這二者中共同存在的分量提取出來的共同波提取電路5；把共同波提取電路5的輸出中殘余的頻率偏置部分消除的頻率偏置電路6；進(jìn)行微小的變頻，把偏置量提供到頻率偏置電路6上的偏置頻率發(fā)生電路7；把頻率偏置電路6的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器8。
其次，說明有關(guān)上述第一實(shí)施形態(tài)中接收電路的操作。如果根據(jù)前述數(shù)學(xué)式，把從天線1得到的接收信號(hào)提供到第一變頻電路2和第二變頻電路3上，借助于從本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4把兩個(gè)不同的、即與信道間中心值相等的上、下頻率分別提供到第一變頻電路2和第二變頻電路3上，可以產(chǎn)生分別按所需信道信號(hào)、以及上側(cè)信道信號(hào)和下側(cè)信道信號(hào)這三個(gè)信號(hào)的兩個(gè)輸出信號(hào)。如果根據(jù)數(shù)學(xué)式展開，第一變頻電路2和第二變頻電路3中共同存在的信號(hào)分量即為所需信道的信號(hào)，借助于將其提供到提取平衡分量的共同波提取電路5上，可以得到以所需波為主的平衡分量。因?yàn)樵诠餐ㄌ崛‰娐?的輸出中殘余著頻率為ωo的頻率偏置，所以，在偏置頻率發(fā)生電路7中進(jìn)行微小的變頻，在頻率偏置電路6中把偏置量消除。在利用濾波器8、進(jìn)而把這一過程中所產(chǎn)生不需要的頻率分量消除以后，作為基帶信號(hào)提供到基帶信號(hào)處理電路部分(圖中，未示出)上。
實(shí)施形態(tài)2圖2示出本發(fā)明第二實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。圖2中，包括接受接收信號(hào)的天線1；把接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路2，3；產(chǎn)生接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為第一變頻電路2變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為第二變頻電路3變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4；把第一變頻電路2輸出中所包括的頻率偏置部分消除的第一頻率偏置電路6A；把第二變頻電路3輸出中所包括的頻率偏置消除的第二頻率偏置電路6B；進(jìn)行微小的變頻，把偏置量提供到各頻率偏置電路6A、6B上的偏置頻率發(fā)生電路7A；把第一頻率偏置電路6A和第二頻率偏置電路6B的輸出這二者中共同存在的分量提取出來的共同波提取電路5A；把共同波提取電路5A的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器8A。
其次，說明有關(guān)上述第二實(shí)施形態(tài)中接收電路的操作。當(dāng)與上述第一實(shí)施形態(tài)相比較時(shí)，本實(shí)施形態(tài)中、進(jìn)行共同波提取的過程與進(jìn)行頻率偏置的過程對調(diào)了。即，借助于先進(jìn)行頻率偏置過程，使所需信道的信號(hào)成為原原本本的基帶信號(hào)，可以期待提取操作更加穩(wěn)定。
下面，說明有關(guān)使頻率偏置處理先行情況下的準(zhǔn)確性。在對本地頻率向上側(cè)移動(dòng)ωo的信號(hào)群進(jìn)行頻率偏置的情況下，由于進(jìn)行了消除ωo的移動(dòng)的結(jié)果，輸出變成以下三種SRF＝ARcos(2ωot-θk) —所需信道SRFh＝ARhcos(θh) —上側(cè)信道SRFl＝ARlcos(4ωot-θl) —下側(cè)信道(18)還有，在對本地頻率向下側(cè)移動(dòng)ωo的信號(hào)群進(jìn)行頻率偏置的情況下，由于進(jìn)行了消除ωo的移動(dòng)的結(jié)果，輸出變成以下三種SLF＝ARcos(2ωot+θk) —所需信道SLFh＝ARhcos(4ωot+θh) —上側(cè)信道SLFl＝ARlcos(θl) —下側(cè)信道(19)
在這兩組中，在所需信道內(nèi)，仍然存在著共同的分量。因而，如果把這二者作為兩個(gè)輸入提供到加法器上，可以在其輸出中只取出所需信道的BPSK信號(hào)。
實(shí)施形態(tài)3圖3示出本發(fā)明第三實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。圖3中，包括接受接收信號(hào)的天線1；把接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路2和3；產(chǎn)生接收信號(hào)的無線電載波頻率和相鄰上、下信道的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為第一變頻電路2變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為第二變頻電路3變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4；對第一變頻電路2的輸出進(jìn)行波形整形的第一帶通濾波器9A；把第一帶通濾波器9A的輸出變換成數(shù)字信號(hào)的第一A/D變換器10A；對第二變頻電路3的輸出進(jìn)行波形整形的第二帶通濾波器9B；把第二帶通濾波器9B的輸出變換成數(shù)字信號(hào)的第二A/D變換器10B；把第一A/D變換器10A和第二A/D變換器10B的輸出這二者中共同存在的分量提取出來的共同波提取電路5B；把共同波提取電路5B的輸出中殘余的頻率偏置部分消除的頻率偏置電路6C；進(jìn)行微小的變頻，把偏置量提供到頻率偏置電路6C上的偏置頻率發(fā)生電路7B；把頻率偏置電路6C的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器8B。
其次，說明有關(guān)上述第三實(shí)施形態(tài)中接收電路的操作。本實(shí)施形態(tài)是把與上述第一實(shí)施形態(tài)中同樣的兩個(gè)變頻電路2和3的輸出、分別借助于A/D變換器10A和10B量化，每個(gè)A/D變換器的功能類似于量化裝置；利用數(shù)字運(yùn)算，進(jìn)行與第一實(shí)施形態(tài)等價(jià)的處理，即，進(jìn)行共同波提取、頻率偏置、和濾波。共同波提取和濾波可以使用數(shù)字濾波技術(shù)，頻率偏置可以使用數(shù)字正交調(diào)制。
下面，以數(shù)字調(diào)制方式中常用的正交PSK、即QPSK或四元QAM為對象，說明有關(guān)本實(shí)施形態(tài)的原理。
可以把在基頻、即基帶上的QPSK信號(hào)SB，表示如下SB＝Acos(θk)+jAsin(θk) ......(20)此處，j為表示垂直于實(shí)軸的虛軸的虛數(shù)單位，A為幅度，θk為表示QPSK信息的相位，
θk=(±14,±34)π]]>當(dāng)以載波角頻率ωc調(diào)制該基帶信號(hào)時(shí)，可以把已調(diào)輸出SC表示如下SC＝SB×a(cosωct+jsinωct)＝AC{cos(ωct+θk)+jsin(ωct+θk)}此處AC=a×2A,θk=(±14,±34)π]]>=AC2[cos{ωct+θk}]+AC2[jsin(ωct+θk)]---(21)]]>在這里，一般，把實(shí)軸分量稱為I軸信號(hào)，把虛軸分量稱為Q軸信號(hào)。接收該已調(diào)信號(hào)，以變頻用的本地頻率ωc進(jìn)行正交解調(diào)時(shí)，可以把正交解調(diào)I軸輸出SIR表示如下SIR=SC×bcosωct]]>=AC·b2×2[cos{ωct+θk}+cosωct]]]>令A(yù)C·b2=AR]]>=AR[cos{2ωct+θk}+cos{θk}]---(22)]]>使該正交解調(diào)I軸輸出SIR通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SIRF成為
SIRF=ARcos(θk),θk=(±14,±34)π---(23)]]>，可以把正交PSK、即QPSK信號(hào)的I軸信號(hào)解調(diào)。
但是，與前述說明同樣地，在此情況下，因?yàn)樵谡唤庹{(diào)中、本地振蕩頻率也是與載波頻率相同的ωc，所以，該本地振蕩頻率信號(hào)從接收機(jī)向空間發(fā)射，對附近的其它接收機(jī)產(chǎn)生干擾。因而，把接收機(jī)的本地振蕩頻率與前述說明同樣地設(shè)定為ωc+ωo時(shí)，正交調(diào)解的I軸輸出SIR成為下式SIR=SC×bcos(ωc+ωo)t]]>=AC·b2[cos{ωct+θk}cos(ωc+ωo)t]]]>令A(yù)C·b2=AR]]>=AR[cos{(2ωc+ωo)t+θk}+cos(ωot+θk)]---(24)]]>使該正交解調(diào)I軸輸出SIR通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SIRF成為SIRF＝AR[cos(ωot+θk)]......(25)，得到正交PSK、即QPSK信號(hào)的I軸輸出。
其次，把本地振蕩頻率設(shè)定為比所需信道的載波頻率低ωo，即ωc-ωo。這時(shí)，變頻輸出SIL成為下式
SIL=SC×bcos(ωc-ωo)t]]>=AC·b2[cos(ωct+θk)cos(ωc-ωo)t]]]>令A(yù)C·b2=AR]]>=AR[cos{2ωc-ωot+θk}+cos{-ωot+θk}]---(26)]]>使該正交解調(diào)I軸輸出SIL通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SILF成為SILF=ARcos{-ωot+θk}]]>θk=(±14,±34)π---(27)]]>，使該正交解調(diào)I軸輸出SIRh通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，得到輸出SIRFh。
可是，與接收本地振蕩頻率等距離的相鄰信道的解調(diào)信號(hào)，成為下述那樣。即用ωch表示上側(cè)相鄰信道信號(hào)的載波頻率時(shí)，因?yàn)棣豤h＝ωc+2ωo，所以，本地振蕩頻率為ωc+ωo的情況下，正交解調(diào)I軸輸出SIRh成為下式那樣
SIRh=SCh×bcos(ωc+ωo)t]]>=ACh·b2[cos{ωct+2ωot+θh}cos(ωc+ωo)t]]]>令A(yù)Ch·b2=ARh]]>SIRh=ARh[cos{(2ωc+3ωo)t+θh}+cos{ωot+θh}]---(28)]]>使該正交解調(diào)I軸輸出SIRh通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SIRFh成為SIRFh=ARh[cos(ωot+θh)]]]>θh=(±14,±34)π---(29)]]>，產(chǎn)生與所需信道存在于同一頻帶內(nèi)的QPSK信號(hào)。
另一方面，用ωcl表示下側(cè)相鄰信道信號(hào)的載波頻率時(shí)，因?yàn)棣豤l＝ωc-2ωo，所以，把本地振蕩頻率如前述那樣地設(shè)定為ωc+ωo時(shí)，接收那一邊的正交解調(diào)I軸輸出SIRl成為下式SIRl=SCl×bcos(ωc+ωo)t]]>=ACl·b2[cos{(ωc-2ωo)t+θl}cos(ωc+ωo)t]]]>令A(yù)Cl·b2=ARl]]>=ARl[cos{2ωct-ωot+θl}+cos{-ωot+θl}]---(30)]]>
使該正交解調(diào)I軸輸出SIRl通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SIRFL成為SIRFl=ARl[cos{-ωot+θl}]]]>θl=(±14,±34)π---(31)]]>，在與所需信道同一頻率上產(chǎn)生正交PSK、即QPSK信號(hào)。
其次，如前述那樣地，假定接收機(jī)的本地振蕩頻率為ωc+ωo，使其相位滯后π/2時(shí)，可按下述那樣地得到正交解調(diào)Q軸輸出SQRSQR=SC×bsin(ωc+ωo)t]]>=AC·b2[cos(ωct+θk)sin(ωc+ωo)t]]]>令A(yù)C·b2=AR]]>=AR[sin{(2ωc+ωo)t+θk}+sin(-ωot+θk)]---(32)]]>使該正交解調(diào)Q軸輸出SQR通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SQRF成為SQRF＝ARsin(-ωot+θk) ......(33)，可以得到正交PSK、即QPSK信號(hào)的Q軸輸出。
其次，把本地振蕩頻率設(shè)定為比所需信道的載波頻率低ωo，即ωc-ω0時(shí)，考慮使相位滯后π/2的情況。這時(shí)，正交解調(diào)Q軸輸出SQL成為下式
SQL=SC×bsin(ωc-ωo)t]]>=AC·b2[cos{ωct+θk}sin(ωc-ωo)t]]]>令A(yù)C·b2=AR]]>SQL=AR[sin{(2ωc+ωo)t+θk}+sin(ωot+θk)]---(34)]]>使該正交解調(diào)Q軸輸出SQL通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SQLF成為SQLF=ARsin(ωot+θk)]]>θk=(±14,±34)π---(35)]]>，可以得到與SQLF極性不同的正交PSK信號(hào)Q軸輸出。
其次，有關(guān)正交解調(diào)Q軸輸出，對相鄰信道進(jìn)行分析。用ωch表示上側(cè)相鄰信道信號(hào)的載波頻率時(shí)，因?yàn)棣豤h＝ωc+2ωo，所以，把本地振蕩頻率設(shè)定為ωc+ωo的情況下，上側(cè)信道的正交解調(diào)Q軸輸出SQRh成為下式
SQRh=SCh×bsin(ωc+ωo)t]]>=ACh·b2[cos{ωct+2ωot+θh}sin(ωc+ωo)t]]]>令A(yù)Ch·b2=ARh]]>=ARh[sin{(2ωc+3ωo)t+θh}+sin{ωot+θh}]---(36)]]>使該正交解調(diào)Q一軸輸出SQRh通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SQLFh成為SQRFh=ARh[sin(ωot+θh)]]]>θh=(±14,±34π)---(37)]]>，產(chǎn)生與所需信道存在于同一頻帶內(nèi)的正交PSK、即QPSK信號(hào)Q軸輸出。
有關(guān)下側(cè)相鄰信道的信號(hào)，進(jìn)行同樣的處理．載波頻率ωcl，因?yàn)棣豤l＝ωc+2ωo，所以，本地振蕩頻率為ωc+ωo時(shí)，正交解調(diào)Q軸輸出SQRL成為下式
SQRl=SCl×bsin(ωc+ωo)t]]>=ACl·b2[cos{(ωc·2ωo)t+θl}sin(ωc+ωo)t]]]>令A(yù)Cl·b2=ARl]]>=ARl[sin(2ωct-ωot+θl)+sin(-3ωot+θl)]---(38)]]>使該正交解調(diào)Q軸輸出SQRI通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SQRFL成為SQRFl=ARlsin(-3ωot+θl)]]>θl=(±14,±34)π---(39)]]>，在與所需信道相距為3ω0的頻率上產(chǎn)生正交PSK、即QPSK信號(hào)的Q軸輸出。
其次，假定本地振蕩頻率為ωc-ω0時(shí)，相鄰信道正交解調(diào)的Q軸輸出SQR成為下述那樣。即，上側(cè)相鄰信道信號(hào)的載波頻率ωch，因?yàn)棣豤h＝ωc+2ω0，所以，本地振蕩頻率為ωc-ω0時(shí)，正交解調(diào)Q軸輸出成為下式SQRh=SCh×bsin(ωc-ωo)t]]>=ACh·b2[cos{ωct+2ωot+θh}sin(ωc-ωo)t]]]>令A(yù)Ch·b2=ARh]]>
SQRh＝ARh[sin{(2ωc+ωo)t+θh}+sin(3ωot+θh)].....(40)使該正交解調(diào)Q軸輸出SQRh通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SQRFh成為SQRFh=AQRh[sin(3ωot+θh)]]]>θh=(±14,±34)π---(41)]]>，產(chǎn)生存在于與所述信道相距為3ω0的頻帶內(nèi)的正交PSK、即QPSK信號(hào)的Q軸輸出。
有關(guān)下側(cè)相鄰信道的信號(hào)，進(jìn)行同樣的處理。載波頻率ωcl，ωcl＝ωc-2ω0。接收機(jī)的本地振蕩頻率為ωc-ω0，正交解調(diào)Q軸輸出SQRL成為下式SQRl=SCl×bsin(ωc-ωo)t]]>=ACl·b2[cos{(ωc-2ωo)t+θl}sin(ωc-ωo)t]]]>令A(yù)Cl·b2=ARl]]>=ARl[sin{(2ωc-3ωo)t+θl}+sin(-ωot+θl)]---(42)]]>使該正交解調(diào)Q軸輸出SQRL通過低通濾波器，把高頻分量2ωc消除，其輸出SQRFL成為SQRFl=ARl[sin(-ωot+θl)]]]>θl=(±14,±34)π---(43)]]>
在與所需信道同一頻率上產(chǎn)生正交PSK、即QPSK信號(hào)的Q軸輸出。
歸納上述，成為下述那樣。
I軸的正交解調(diào)輸出上側(cè)本地頻率情況下的輸出SIRF＝AR[cos(-ωot+θk)]—所需信道SIRFh＝ARh[cos(ωot+θh)]—上側(cè)信道SIRFl＝ARl[cos(-3ωot+θl)] —下側(cè)信道下側(cè)本地頻率情況下的輸出SILF＝AR[cos(ωot+θk)] —所需信道SILFh＝ARh[cos(3ωot+θh)] —上側(cè)信道SILFl＝ARl[cos(-ωot+θl)] —下側(cè)信道(44)Q軸的正交解調(diào)輸出上側(cè)本地頻率情況下的輸出SQRF＝AR[sin(-ωot+θk)]—所需信道SQRFh＝ARh[sin(ωot+θh)]—上側(cè)信道SQLFh＝ARh[sin(-3ωot+θh)] —下側(cè)信道下側(cè)本地頻率情況下的輸出SQLF＝AR[sin(ωot+θk)] —所需信道SQRF＝ARl[sin(3ωot+θl)]—上側(cè)信道SQLFl＝ARl[sin(-ωot+θl)] —下側(cè)信道(45)
根據(jù)上述各式可知，如前述那樣，在I軸一側(cè)的兩個(gè)正交解調(diào)電路輸出中，共同包括所需信道。還可知，在Q軸一側(cè)的兩個(gè)正交解調(diào)電路輸出中，共同包括反相位的所需信道。本發(fā)明的第三實(shí)施形態(tài)，基于這一原理而實(shí)現(xiàn)。
實(shí)施形態(tài)4圖4示出本發(fā)明第四實(shí)施形態(tài)的構(gòu)成。圖4中，包括接受接收信號(hào)的天線1；把接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻電路2，3；產(chǎn)生接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為第一變頻電路2變頻用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為第二變頻電路3變頻用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4；對第一變頻電路2的輸出進(jìn)行波狀整形的第一帶通濾波器9A；把第一帶通濾波器9A的輸出變換成數(shù)字信號(hào)的第一A/D變換器10A；對第二變頻電路3的輸出進(jìn)行波形整形的第二帶通濾波器9B；把第二帶通濾波器9B的輸出變換成數(shù)字信號(hào)的第二A/D變頻器10B；把第一A/D變換器10A輸出中所包括的頻率偏置部分消除的第一頻率偏置電路6D；把第二A/D變換器10B的輸出中所包括的頻率偏置消除的第二頻率偏置電路6E；進(jìn)行微小的變頻，把偏置量提供到各頻率偏置電路6D、6E上的偏置頻率發(fā)生電路7C；把第一頻率偏置電路6D和第二頻率偏置電路6E的輸出這二者中共同存在的分量提取出來的共同波提取電路5C；把共同波提取電路5C的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的濾波器8C。
其次，說明有關(guān)上述第四實(shí)施形態(tài)中接收電路的操作。當(dāng)與上述第三實(shí)施形態(tài)相比較時(shí)，本實(shí)施形態(tài)中、進(jìn)行共同波提取的過程與進(jìn)行頻率偏置的過程對調(diào)了。即，借助于先進(jìn)行頻率偏置過程，使所需信道的信號(hào)成為原原本本的基帶信號(hào)，可以期待提取操作更加穩(wěn)定。還有，借助于數(shù)字化，可以提高正交解調(diào)功能的精度，使適合于集成化，并使消耗功率減少。
實(shí)施形態(tài)5圖5示出本發(fā)明第五實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。圖5中，表示了接受接收信號(hào)的天線1；把接收信號(hào)作為輸入的第一和第二正交解調(diào)電路11和12；產(chǎn)生接收信號(hào)的無線電載波頻率和相鄰上、下信道的無線電載波頻率的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為第一正交解調(diào)電路11變換用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為第二正交解調(diào)電路12變換用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4；把第一正交解調(diào)電路11的I輸出和第二正交解調(diào)電路12的I輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第一共同波提取電路5D；把第一正交解調(diào)電路11的Q輸出和第二正交解調(diào)電路12的Q輸出的反極性輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第二共同波提取電路5E；把利用第一共同波提取電路5D提取出來I那一邊的輸出中殘余的頻率偏置部分消除的第一頻率偏置電路6F；把利用第二共同波提取電路5E提取出來Q側(cè)輸出中殘余的頻率偏置部分消除的第二頻率偏置電路6G；進(jìn)行微小的變頻，把偏置量提供到各頻率偏置電路6F、6G上的偏置頻率發(fā)生電路7D；把第一頻率偏置電路6F的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第一濾波器8D；把第二頻率偏置電路6G的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第二濾波器8E。
其次，說明有關(guān)上述第五實(shí)施形態(tài)中接收電路的操作。本實(shí)施形態(tài)以數(shù)字調(diào)制中四元PSK、即QPSK來實(shí)現(xiàn)本發(fā)明。如果根據(jù)依靠前述數(shù)學(xué)式的說明，把從天線1得到的接收信號(hào)提供到第一正交解調(diào)電路11和第二正交解調(diào)電路12上，借助于從本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4A把兩個(gè)不同的、即與信道間中心值匹敵的上、下頻率分別提供到第一正交解調(diào)電路11和第二正交解調(diào)電路12上，可以產(chǎn)生分別按所需信道、以及上側(cè)信道和下側(cè)信道的三個(gè)信號(hào)的四個(gè)輸出信號(hào)。如果根據(jù)數(shù)學(xué)式展開，第一正交解調(diào)電路11和第二正交解調(diào)電路12中共同存在的信號(hào)分量僅為所需信道的信號(hào)，在I軸那一側(cè)可作為平衡分量提取，在Q軸那一側(cè)可作為差分分量提取。因而，借助于把I軸那一邊的平衡分量提供到共同波提取電路5D上，還把Q軸那一邊的差分分量提供到共同波提取電路5E上，可以得到所需信道的I軸和Q軸信號(hào)。因?yàn)樵诠餐ㄌ崛‰娐?D和5E的輸出中殘余著頻率為ω0的頻率偏置，所以，在偏置頻率發(fā)生電路7D中進(jìn)行微小的變頻，使得在頻率偏置電路6F和6G中把偏置量消除。在利用濾波器8D和8E、進(jìn)而把這一過程中所產(chǎn)生不需要的頻率分量消除以后，作為基帶信號(hào)提供到基帶信號(hào)處理部分上。
實(shí)施形態(tài)6圖6示出本發(fā)明第六實(shí)施形態(tài)的構(gòu)成。圖6中表示接受接收信號(hào)的天線1；把接收信號(hào)作為輸入的第一和第二正交解調(diào)電路11和12；產(chǎn)生接收信號(hào)所具有的無線電載波頻率和相鄰上、下信道所具有的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為第一正交解調(diào)電路11變換用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為第二正交解調(diào)電路12變換用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4A；把各正交解調(diào)電路11和12的I輸出和Q輸出中共同包括的頻率偏置部分消除的第一和第二頻率偏置電路；進(jìn)行微小的變頻，把偏置量提供到各頻率偏置電路6H、6I上的偏置頻率發(fā)生電路7E；把第一頻率偏置電路6H的I輸出和第二頻率偏置電路6I的I輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第一共同波提取電路5F；把第一頻率偏置電路6H的Q輸出和第二頻率偏置電路6I的Q輸出的反極性輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第二共同波提取電路5G；為把各共同波提取電路5F和5G的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第一和第二濾波器8F和8G。
其次，說明有關(guān)上述第六實(shí)施形態(tài)中接收電路的操作。當(dāng)與上述第五實(shí)施形態(tài)相比較時(shí)，本實(shí)施形態(tài)中、進(jìn)行共同波提取的過程與進(jìn)行頻率偏置的過程對調(diào)了。即，借助了先進(jìn)行頻率偏置過程，使所需信道的信號(hào)成為原原本本的基帶信號(hào)，可以期待提取操作更加穩(wěn)定。
實(shí)施形態(tài)7圖7示出本發(fā)明第七實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。圖7中，表示了接受接收信號(hào)的天線1；把接收信號(hào)作為輸入的第一和第二正交解調(diào)電路11和12；產(chǎn)生接收信號(hào)的無線電載波頻率和相鄰上、下信道的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為第一正交解調(diào)電路11變換用的頻率輸入而輸出，把下側(cè)頻率作為第二正交解調(diào)電路12變換用的頻率輸入而輸出的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4；對第一正交解調(diào)電路11的I輸出和Q輸出分別進(jìn)行波形整形的第一和第二帶通濾波器9C和9D；把第一和第二帶通濾波器9C和9D的輸出變換成數(shù)字信號(hào)的第一和第二A/D變換器；對第二正交解調(diào)電路12的I輸出和Q輸出分別進(jìn)行波形整形的第三和第四帶通濾波器9E和9F；將第三和第四帶通濾波器9E和9F的輸出變換成數(shù)字信號(hào)的第三和第四A/D變換器10E和10F；把第一和第三A/D變換器10C和10E的I輸出中共同存在的分量提取出來的第一共同波提取電路5H；把第二A/D變換器10D的Q輸出和第四A/D變換器10E的Q輸出的反極性輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第二共同波提取電路5I；把利用第一共同波提取電路5H提取出來I那一邊的輸出中殘余的頻率偏置部分消除的第一頻率偏置電路6J；把利用第二共同波提取電路5I提取出來Q那一邊的輸出中殘余的頻率偏置部分消除的第二頻率偏置電路6K；進(jìn)行微小的變頻，把偏置量提供到各頻率偏置電路6J和6K上的偏置頻率發(fā)生電路7F；把第一頻率偏置電路6J的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第一濾波器8H；把第二頻率偏置電路6K的輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第二濾波器8I。
其次，說明有關(guān)上述第七實(shí)施形態(tài)中接收電路的操作。本實(shí)施形態(tài)是把與上述第五實(shí)施形態(tài)中同樣的兩個(gè)正交解調(diào)電路11和12的輸出、借助于A/D變換器10C～10F量化，每個(gè)A/D變換器的功能類似于量化裝置；利用數(shù)字運(yùn)算，進(jìn)行與第五實(shí)施形態(tài)等價(jià)的處理，即，進(jìn)行共同波提取、頻率偏置和濾波。共同波提取和濾波可以使用數(shù)字濾波器技術(shù)，頻率偏置可以使用數(shù)字正交解調(diào)。
實(shí)施形態(tài)8圖8示出本發(fā)明第八實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。圖8中，表示了接受接收信號(hào)的天線1；把接收信號(hào)作為輸入的第一和第二正交解調(diào)電路11和12；產(chǎn)生接收信號(hào)的無線電載波頻率和相鄰上、下信道的無線電載波頻率之間的中間頻率，同時(shí)，把上、下兩個(gè)波頻率中的上側(cè)頻率作為第一正交解調(diào)電路11變換用的頻率輸入而提供，把下側(cè)頻率作為第二正交解調(diào)電路12變換用的頻率輸入而提供的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4A；對第一正交解調(diào)電路11的I輸出和Q輸出分別進(jìn)行波形整形的第一和第二帶通濾波器9C和9D；把第一和第二帶通濾波器9C和9D的輸出變換成數(shù)字信號(hào)的第一和第二A/D變換器10C和10D；對第二正交解調(diào)電路12的I輸出和Q輸出分別進(jìn)行波形整形的第三和第四帶通濾波器9E和9F；把第三和第四帶通濾波器9E和9F的輸出變換成數(shù)字信號(hào)的第三和第四A/D變換器10E和10F；把各A/D變換器10C～10F的I輸出和Q輸出中殘余的頻率偏置部分分別消除的頻率偏置電路6L；進(jìn)行微小的變頻，把偏置量提供到各頻率偏置電路6L上的偏置頻率發(fā)生電路7G；把頻率偏置電路6L的I輸出中共同存在的分量提取出來的第一共同波提取電路5J；把頻率偏置電路6L的Q輸出和Q輸出的反極性輸出這二者中共同存在的分量提取出來的第二共同波提取電路5K；把利用第一共同波提取電路5J提取出來I輸出中殘余的不需要的頻率分量去掉的第一濾波器8J；把利用第二共同波提取電路5K提取出來Q輸出中殘余的不需要的頻率分量消除的第二濾波器。
其次，說明有關(guān)上述第八實(shí)施形態(tài)中接收電路的操作。當(dāng)與上述第七實(shí)施形態(tài)相比較時(shí)，本實(shí)施形態(tài)中、進(jìn)行共同波提取的過程與進(jìn)行頻率偏置的過程對調(diào)了。即，借助于先進(jìn)行頻率偏置過程，使所需信道的信號(hào)成為原原本本的基帶信號(hào)，可以期待提取操作更加穩(wěn)定。還有，借助于數(shù)字化，可以提高正交解調(diào)功能的精度，使適合于集成化，并可以減少消耗功率。
實(shí)施形態(tài)9圖9示出本發(fā)明第九實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。本實(shí)施形態(tài)中，使用計(jì)算互相關(guān)性的相關(guān)器13，來代替圖3所示第三實(shí)施形態(tài)中的共同波提取電路5B。
因而，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，因?yàn)槭褂脭?shù)字濾波技術(shù)來進(jìn)行共同波提取，所以，即使共同包括的分量極性不同、只須把相關(guān)系數(shù)的極性翻轉(zhuǎn)一下，故相關(guān)器13具有能夠確保幅度的優(yōu)點(diǎn)。
再者，本實(shí)施形態(tài)的特征，同樣也可以應(yīng)用于第四、第七和第八實(shí)施形態(tài)。
實(shí)施形態(tài)10圖10示出本發(fā)明第十實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。本實(shí)施形態(tài)假定，與圖1所示第一實(shí)施形態(tài)相比，接收經(jīng)天線1的接收信號(hào)的變頻電路只有第一變頻電路2；在進(jìn)行了依靠該第一變頻電路2的變頻以后，第二變頻電路15從本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4B接受相當(dāng)于信道間頻率2ω0的頻率、提供沒有借助于第一變頻電路2進(jìn)行變頻的那一邊的變頻輸出，確保在依靠共同波提取電路5L的所需信道提取中、所需的兩個(gè)變頻輸出。
因而，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，因?yàn)榈谝蛔冾l電路2和第二變頻電路15的輸出、與第一實(shí)施形態(tài)中第一和第二變頻電路2和3的兩個(gè)輸出一致，所以，只用一組高頻電路就能夠進(jìn)行載波頻率的處理了，不僅能夠減少電路所需的空間，還能夠減少消耗的功率。
再者，本實(shí)施形態(tài)的特征，同樣也可以應(yīng)用于第二實(shí)施形態(tài)。
實(shí)施形態(tài)11圖11示出本發(fā)明第十一實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。與圖3所示第三實(shí)施形態(tài)相比較，本實(shí)施形態(tài)假定，輸入接收信號(hào)的變頻電路只有第一變頻電路2，同時(shí)，還假定量化裝置只有接受第一變頻電路2的輸出的帶通濾波器9C和A/D變換器10C；在依靠A/D變換器10C的A/D進(jìn)行了變換以后，借助于從數(shù)字頻率發(fā)生電路17接受的相當(dāng)于信道間頻率2ω0的頻率，數(shù)字變頻電路16進(jìn)行數(shù)字變頻、借此，得到?jīng)]有借助于第一變頻電路2進(jìn)行變頻的那一邊的變頻輸出，確保在依靠共同波提取電路5M的所需信道提取中、所需的兩個(gè)變頻數(shù)字輸出。
因而，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，因?yàn)榻柚诘谝蛔冾l電路2的已經(jīng)A/D變換器10C變換的輸出和數(shù)字變頻電路16的輸出、與第三實(shí)施形態(tài)中第一和第二變頻電路2和3的兩個(gè)輸出一致，所以，只用一組高頻電路就能夠?qū)Ω遁d波頻率的處理了，不僅能夠減少電路所需的空間，還能夠減少消耗的功率。
再者，本實(shí)施形態(tài)的特征，同樣也可以應(yīng)用于第四實(shí)施形態(tài)。
實(shí)施形態(tài)12圖12示出本發(fā)明第十二實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。與圖5所示第五實(shí)施形態(tài)相比較，本實(shí)施形態(tài)的特長在于，假定輸入接收信號(hào)的正交解調(diào)裝置只有一個(gè)正交解調(diào)電路11；借助于從本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4B接受頻率相當(dāng)于信道間頻率2ω0的變頻電路15A、對該正交解調(diào)電路11的兩個(gè)輸出進(jìn)行變頻、借此，得到?jīng)]有進(jìn)行正交解調(diào)的那一邊的變頻輸出，確保在依靠第一和第二共同波提取電路5N和5P的所需信道提取中、所需的兩個(gè)正交解調(diào)輸出。
因而，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，因?yàn)檎唤庹{(diào)電路11的輸出和變頻電路15A的輸出、與第五實(shí)施形態(tài)中第一和第二正交解調(diào)電路11和12的兩個(gè)正交解調(diào)輸出一致，所以，只用一組以載波頻率為對象的高頻電路就能夠?qū)Ω读?，不僅能夠減少電路所需的空間，還能夠減少消耗的功率。
再者，本實(shí)施形態(tài)同樣也可以應(yīng)用于第六實(shí)施形態(tài)。
實(shí)施形態(tài)13圖13示出本發(fā)明第十三實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。與圖7所示第七實(shí)施形態(tài)相比較，本實(shí)施形態(tài)的特長在于，輸入接收信號(hào)的正交解調(diào)裝置只有一個(gè)正交解調(diào)電路11，同時(shí)，量化裝置只有一個(gè)帶通濾波器9D和9E、以及A/D變換器10D和10E；在依靠A/D變換器10D和10E進(jìn)行了A/D變換以后，借助于從數(shù)字頻率發(fā)生電路17A接受頻率相當(dāng)于信道間頻率2ω0的數(shù)字變頻電路16A進(jìn)行數(shù)字變頻、借此，得到?jīng)]有借助于正交解調(diào)電路11進(jìn)行正交解調(diào)的那一邊的變頻輸出，確保在依靠第一和第二共同波提取電路5Q和5R的所需信道提取中所需的兩個(gè)正交解調(diào)輸出。
因而，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，因?yàn)榻柚贏/D變換器10D和10E對正交解調(diào)電路11的輸出進(jìn)行了A/D變換的輸出和數(shù)字變頻電路16A的輸出、與第七實(shí)施形態(tài)中第一和第二正交解調(diào)電路11和12的兩個(gè)輸出一致，所以，只用一組處理載波頻率的高頻電路就能夠?qū)Ω读耍粌H能夠減少電路所需的空間，還能夠減少消耗的功率。
再者，本實(shí)施形態(tài)的特征同樣也可以應(yīng)用于第八實(shí)施形態(tài)。
實(shí)施形態(tài)14圖14示出本發(fā)明第十四實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。本實(shí)施形態(tài)與圖1所示第一實(shí)施形態(tài)中共同波提取電路的改良有關(guān)。圖14中，接收電路包括天線1；第一變頻電路2；第二變頻電路3；本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4；共同波提取電路5；濾波器8；與第一實(shí)施形態(tài)的構(gòu)成相同。
還包括接收信號(hào)輸入部分20；第一變頻電路2的輸出通過的輸入線路21；接受第二變頻電路3的輸出的輸入線路22；兼作低通濾波器的積分電路23和24，使第一和第二變頻電路3和4的輸出分別通過輸入線路21和22以后、提供到該低通濾波器上；分別接受積分電路23和積分電路24的輸出的第一和第二緩沖放大器25和26；在初級(jí)繞組的一端上分別接受第一和第二緩沖放大器25和26的輸出的第一變壓器27和第二變壓器28。第一和第二變壓器27和28初級(jí)繞組的另一端交流接地，使次級(jí)繞組以相同極性的端子并聯(lián)連接到一起，同時(shí)，以極性與初級(jí)繞組極性相同一端的連接點(diǎn)29為輸出，另一端子接地。還包括其輸入端連接到連接點(diǎn)29的第三緩沖放大器30，其輸出31作為共同波提取電路5的輸出、提供到下一級(jí)頻率偏置電路6上。
其次，說明有關(guān)上述第十四實(shí)施形態(tài)中共同波提取電路5的操作。從第一變頻電路2和第二變頻電路3，可以得到所需波信號(hào)分量的共同波eD和相鄰信道波信號(hào)分量eU。有關(guān)相鄰信道波信號(hào)分量，因?yàn)閺牡谝蛔冾l電路2得到的分量與從第二變頻電路3得到的分量的中心頻率不同，所以，以eU1表示從第一變頻電路2得到的分量，以eU2表示從第二變頻電路得到的分量。也就是，從第一變頻電路2來的信號(hào)假定為eD+eU1，而從第二變頻電路3來的信號(hào)假定為eD+eU2。在第一變頻電路2和第二變頻電路3的輸出中、有可能還包括除了這些信號(hào)以外的不需要的高頻分量，借助于兼作低通濾波器的積分電路23和積分電路24、減小這些高頻分量。
把分別通過積分電路23和積分電路24的、從第一變頻電路2得到的信號(hào)eD+eU1、和從第二變頻電路3得到的信號(hào)eD+eU2，分別提供到對應(yīng)的緩沖放大器25和26上。使每個(gè)緩沖放大器25和26的輸出阻抗很小。把通過緩沖放大器25和26的、從第一變頻電路2得到的信號(hào)eD+eU1、和從第二變頻電路3得到的信號(hào)eD+eU2，分別提供到變壓器27和28的初級(jí)繞組上。假定，變壓器27和28初級(jí)繞組對次級(jí)繞組的圈數(shù)比為1。這樣，在變壓器27和28的次級(jí)繞組上，分別對應(yīng)地產(chǎn)生從第一變頻電路2得到的信號(hào)eD+eU1和從第二變頻電路3得到的信號(hào)eD+eU2。
在這里，因?yàn)樽儔浩?7和28次級(jí)繞組的端子是以極性與初級(jí)繞組極性一致地并聯(lián)連接起來的，所以，有關(guān)在次級(jí)繞組上產(chǎn)生的、從第一變頻電路2得到的信號(hào)eD+eU1和從第二變頻電路3得到的信號(hào)eD+eU2各分量中的共同分量、即所需波信號(hào)分量eD，次級(jí)繞組的各輸出并無沖突等問題，在端子上可以得到該信號(hào)。
另一方面，因?yàn)樵谧儔浩?7次級(jí)繞組上產(chǎn)生的從第一變頻電路2得到的分量eU1、與在變壓器28次級(jí)繞組上產(chǎn)生的從第二變頻電路3得到的分量eU2為頻率不同的分量，所以，它們互相流入對方的次級(jí)繞組中。這時(shí)，從次級(jí)繞組看到的變壓器輸入阻抗雖然分別等于連接到初級(jí)繞組上的信號(hào)源輸出阻抗，但是，因?yàn)槿缜八?，已把各信?hào)源、即緩沖放大器25和26的輸出阻抗設(shè)定成非常小的值，所以，借助于這樣小的阻抗減小了共同波分量以外的分量、即在變壓器27次級(jí)繞組上產(chǎn)生的從第一變頻電路2得到的分量eU1、和在變壓器28次級(jí)繞組上產(chǎn)生的從第二變頻電路3得到的分量eU2。
一般，緩沖放大器可以用依靠晶體管的射極跟隨器來實(shí)現(xiàn)，在采用射極跟隨器的情況下，依靠圖14所示連線的緩沖放大器輸出阻抗為幾歐以下。利用圖15，說明這一原理。圖15中，變壓器由兩個(gè)繞組L1和L2構(gòu)成，假定繞組L1為初級(jí)繞組，繞組L2為次級(jí)繞組。
按下述那樣地設(shè)定各繞組端子上的電壓和電流。即，假定初級(jí)電流為I1，次級(jí)電流為I2，初級(jí)繞組L1端子間產(chǎn)生的電壓為V1，次級(jí)繞組L2端子間產(chǎn)生的電壓為V2。還假定，初級(jí)繞組L1與次級(jí)繞組L2之間的互感為M。這時(shí)，把負(fù)載Z連接到次級(jí)繞組L2上，從初級(jí)繞組L1的端子看到的輸入阻抗Zin可用下式來表示，假定ω為角頻率，且L1L2＝M成立Zin=V1I1=jωL1+(ωM)2jωL2+Z---(46)]]>在這里，在把負(fù)荷Z短路的情況下，即Z＝0時(shí)，輸入阻抗Zin按下述那樣地變成零 其次，在把負(fù)載Z開路的情況下，即Z＝∞時(shí)，輸入阻抗Zin成為 ，變成單純地只依靠初級(jí)繞組的電感的阻抗了。
這樣，變壓器27和28初級(jí)繞組那一邊的輸入阻抗受次級(jí)繞組那一邊負(fù)載的影響。
返回到圖14，當(dāng)應(yīng)用依靠圖15的原理時(shí)，緩沖放大器25和26的負(fù)載處于短路狀態(tài)，變壓器27和28的各初級(jí)繞組變成在變壓器27和28的次級(jí)繞組各輸入阻抗為零(短路)狀態(tài)下而工作。因而，圖14中信號(hào)電路iU1和iU2在各次級(jí)繞組的端子間不感應(yīng)電壓。
再者，通常，當(dāng)激勵(lì)變壓器時(shí)，用于變壓器的信號(hào)看作電流，在變壓器鐵心內(nèi)產(chǎn)生的磁通量正比于該電流與初級(jí)繞組電感量之積，根據(jù)該磁通量的時(shí)間變化率(微分系數(shù))、在次級(jí)繞組中感應(yīng)出電壓?，F(xiàn)在，令在次級(jí)繞組L2的端子上感應(yīng)的電位為e2，e2可按下式定義e2=MdI1dt---(49)]]>即，在此情況下，因?yàn)榧?lì)變壓器的信號(hào)源為電流源，所以，其輸出阻抗為∞，從次級(jí)繞組一側(cè)時(shí)，如前所述，該阻抗由僅依靠次級(jí)繞組電電感的阻抗來決定。本實(shí)施形態(tài)的特征之一在于，與該通常方法不同，是利用電壓源來激勵(lì)變壓器。
其次，簡單說明有關(guān)圖14中兼作低通濾波器的積分器23和24。在積分器23和24中，假定積分電容量為C時(shí)，則1/C為積分比例系數(shù)。此處，輸入信號(hào)可以用正弦波表示時(shí)，假定其角頻率為ω，則積分比例系數(shù)變成1/ωc，呈現(xiàn)出頻率特性。這一頻率特性是為了取消變壓器27和28的微分作用(即，假定電感為L時(shí)，在微分輸出中出現(xiàn)微分比例系數(shù)ωL)、而使變壓器27和28具有另一頻率特性互相抵消而兼?zhèn)涞摹＜?，使從第一變頻電路2和第二變頻電路3、一直到共同波提取輸出的綜合頻率特性是平坦的。假定在作為對象的信號(hào)頻率范圍內(nèi)，其它電路元件的頻率特性是平坦的，則從第一變頻電路2和第二變頻電路3、一直到共同波提取輸出的綜合頻率特性H可以用下式來表示，其中沒有頻率變量ω，所以，是平坦的H=1ωC×ωL=LC---(50)]]>如上所述，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，共同波提取電路是接收電路構(gòu)成元件之一、把過去作為激勵(lì)變壓器的信號(hào)源即電流源、代之以電壓源，進(jìn)而，借助于把變壓器次級(jí)繞組的端子并聯(lián)連接起來，能夠形成負(fù)載效應(yīng)即，只對共同波(借助于變壓器次級(jí)繞組的連接極性，只對同相信號(hào)或者只對反相信號(hào))、才提高變壓器的阻抗，對非共同波、阻抗接近于零，盡管過去在電路內(nèi)共同波與非共同波之差(比)最高只能達(dá)到2∶1，如果根據(jù)本實(shí)施例，該比值至少能夠比過去提高一倍，可以得到過去得不到的消除作用。
實(shí)施形態(tài)15圖16示出本發(fā)明第十五實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。本實(shí)施形態(tài)為圖14所示第十四實(shí)施形態(tài)的變形，共同的元件標(biāo)以相同的符號(hào)。與第十四實(shí)施形態(tài)的不同在于，把接受第一變頻電路2輸出的輸入線路21和接受第二變頻電路3輸出的輸入線路22、分別連接到作為第一輸入的第一和第二非共同波信號(hào)消除電路46和47上，把第一和第二非共同波信號(hào)消除電路46和47的輸出提供到共同波提取電路5n上。還把接受第一變頻電路2輸出的輸入線路21和接受第二變頻電路3輸出的輸入線路22連接到、把相應(yīng)的輸出作為比較信號(hào)而輸入的平衡性監(jiān)視電路43上。把共同波信號(hào)提取電路5n的輸出31a連接到頻率偏置電路6上，同時(shí)，作為平衡性監(jiān)視電路43的第三輸入而提供。把共同波信號(hào)提取電路5n的其它輸出分別提供到第一和第二非共同波信號(hào)檢出電路41和42上。第一和第二非共同波信號(hào)檢出電路41和42，把分別通過輸入線路21的第一變頻電路2的輸出、和通過輸入線路22的第二變頻電路3的輸出作為第二輸入而接受；將第一和第二非共同波信號(hào)檢測電路41，42的輸出與平衡性監(jiān)視電路43的輸出一起、分別提供到第一和第二合成電路44和45上。把第一和第二合成電路44和45的輸出、分別作為第一和第二非共同波信號(hào)消除電路46和47的第二輸入而提供。因?yàn)槌税褕D14中作為5的共同波提取電路、代之以5n而一般化以外、其它構(gòu)成與圖14相同，所以，省略其說明。
其次，說明有關(guān)本實(shí)施形態(tài)中接收電路的操作。與圖14同樣地，從第一變頻電路2輸出信號(hào)eD+eU1，從第二變頻電路3得到信號(hào)eD+eU2。把第一變頻電路2和第二變頻電路3的各輸出分別提供到第一和第二非共同波信號(hào)消除電路46和47上。在這里，用后述的第二輸入進(jìn)行減法運(yùn)算以后，將第一和第二非共同波信號(hào)消除電路46和47的輸出提供到共同波提取電路5n上。提供到共同波提取電路5n上的這些輸入，除了第一變頻電路2那一邊的信號(hào)eD+eU1和第二變頻電路3那一邊的信號(hào)eD+eU2以外，基本上沒有其它信號(hào)。因而，像圖14所示第十四實(shí)施形態(tài)中作為共同波提取電路5具體說明了的那樣，利用共同波提取電路5n把共同波信號(hào)eD提取出來。但是，正如從圖14所示例子也能明了的那樣，在共同波提取電路5n中并不能把非共同波信號(hào)完全消除。即，在共同波提取電路5n中變壓器27和28的初級(jí)繞組與次級(jí)繞組的耦合系數(shù)不夠大的情況下、或者，如果激勵(lì)變壓器的放大器25或26的輸出阻抗不夠小，則非共同波分量的消除能力就不夠了。因此，在本實(shí)施形態(tài)中，把一旦提取出來的共同波信號(hào)輸出31a反饋回去、與第一變頻電路2那一邊的信號(hào)eD+eU1或第二變頻電路3那一邊的信號(hào)eD+eU2相比較。該比較器就是前述的第一和第二非共同波信號(hào)檢出電路41和42。
其結(jié)果通過第一和第二合成電路44和45輸出，對來自接受第一變頻電路2的輸出的輸入線路21和接受第二變頻電路3的輸出的輸入線路22的輸入信號(hào)加以修正。進(jìn)行該修正的電路就是前述第一和第二非共同波信號(hào)消除電路46和47。另一方面，有關(guān)共同波信號(hào)eD，第一變頻電路2那一邊的信號(hào)強(qiáng)度和第二變頻電路3那一邊的信號(hào)強(qiáng)度，在從接受第一變頻電路2的輸出的輸入線路21和從接受第二變頻電路3的輸出的輸入線路22得到的階段中、或者，通過了一直到共同波提取電路5n的整體情況下，保證不了經(jīng)常相等。因而，當(dāng)信號(hào)強(qiáng)度存在著顯著差異時(shí)，把該差異作為共同波分量處理，另一方面，即使一個(gè)信號(hào)的強(qiáng)度足夠大，也不能有效地利用。因此，把共同波提取電路5n的輸出、與第一和第二非共同波信號(hào)消除電路46和47輸出間的中點(diǎn)加以比較，對其結(jié)果在整個(gè)電路上進(jìn)行同樣的偏置修正、是有效的。實(shí)現(xiàn)這一功能的部分可以是平衡性監(jiān)視電路43和使衡其輸出經(jīng)由第一和第二合成電路44和45、分別反饋到第一和第二非共同波信號(hào)消除電路46和47上的路徑。
圖17把圖16所示第十五實(shí)施形態(tài)更具體化了，同樣的元件標(biāo)以同樣的符號(hào)。
與圖16同樣地，使第一變頻電路2的輸出和第二變頻電路3的輸出分別作為通過輸入線路21和22的第一輸入提供到第一和第二差分放大器46a和47a上，將其輸出分別提供到兼作低通濾波器的第一和第二積分電路23和24上。把第一和第二積分電路23和24的輸出分別提供到第一和第二緩沖放大器25和26上。第一和第二緩沖放大器25和26的輸出被反饋加到它們的負(fù)輸入端上。分別把第一和第二緩沖放大器25和26的輸出提供到變壓器27和28初級(jí)繞組的一端上。變壓器27和28初級(jí)繞組的另一端交流接地，使次級(jí)繞組同一極性的端子并聯(lián)連接到一起，同時(shí)，以極性與初級(jí)繞組極性相同的一端的連接點(diǎn)29作為輸出端子使用，至少把另一端交流接地。把次級(jí)繞組的連接點(diǎn)29連接到第三緩沖放大器30上，第三緩沖放大器30從輸出把反饋加到負(fù)輸入端上。把第三緩沖放大器30的輸出31a提供到頻率偏置電路6上，同時(shí)，將其連接到第三和第四差分放大器41a和42a的正輸入端上，還將其連接到差分放大器50的正輸入端上。
分別把第三和第四差分放大器41a和42a的負(fù)輸入端連接到接受第一變頻電路2輸出的輸入線路21和接受第二變頻電路3輸出的輸入線路22上。把第四和第五緩沖放大器48和49的輸出分別通過相等的電阻R耦合起來，耦合點(diǎn)連接到第八差分放大器50的負(fù)輸入端上。還有，把第三和第四差分放大器41a和42a的輸出分別連接到第六和第七差分放大器44a和45a的正輸入端上，把差分放大器44a和45a的負(fù)輸入端連接到第八差分放大器50的輸出上。把第六和第七差分放大器44a和45a的各輸出分別連接到第一和第二差分放大器46a和47a的負(fù)輸入端上。
圖16與圖17的對應(yīng)關(guān)系如下非共同波信號(hào)消除電路46和47分別對應(yīng)于第一和第二差分放大器46a的47a；共同波提取電路5n對應(yīng)于共同波提取電路5P；平衡性監(jiān)視電路43對應(yīng)于由第四和第五緩沖放大器48、49、電阻R、以及差分放大器50構(gòu)成的平衡性監(jiān)視電路43a；非共同波信號(hào)檢出電路41和42分別對應(yīng)于第三和第四差分放大器41a和42a；合成電路44和45分別對應(yīng)于第六和第七差分放大器44a和45a。
其次，說明有關(guān)本實(shí)施形態(tài)具體例的操作。與圖16同樣地，從第一變頻電路2提供信號(hào)eD+eU1，從第二變頻電路3提供信號(hào)eD+eU2。把第一變頻電路2和第二變頻電路3的各輸出分別提供到用來消除非共同波信號(hào)的差分放大器46a和47a的正輸入端上。在這里，對后述的第二輸入進(jìn)行減法運(yùn)算以后，將其輸出提供到共同波提取電路5P上。在共同波提取電路5P中，借助于兼作低通濾波器的積分電路23和積分電路24把不需要的高頻分量減小以后，提供到第一和第二緩沖放大器25和26上。正如圖15所示第十四實(shí)施形態(tài)中說明了的那樣，利用從緩沖放大器25和26接受第一變頻電路2那一邊的信號(hào)eD+eU1和第二變頻電路3那一邊的信號(hào)eD+eU2的變壓器27和28，提取共同波信號(hào)eD，同時(shí)，產(chǎn)生非共同波分量的消除殘差。把包括該非共同波分量殘差的變壓器27和28的次級(jí)繞組輸出，提供到差分放大器41a和42a的正輸入端上。
差分放大器41a和42a作為比較信號(hào)通過輸入線21和22得到第一變頻電路2的輸出和第二變頻電路3的輸出，把大體上作為共同波分量提取出來的共同波信號(hào)輸出31a與比較信號(hào)之差傳送到差分放大器44a和45a上。另一方面，把共同波提取輸出31a反饋到差分放大器44a和45a上、與第一變頻電路2那一邊的信號(hào)eD+eU1或第二變頻電路3那一邊的信號(hào)eD+eU2相比較。該差分放大器41a和42a相應(yīng)于前述非共同波信號(hào)檢出電路41和42。把該比較結(jié)果傳送到合成電路44和45、即差分放大器44a和45a的正輸入端上。另一方面，有關(guān)共同波信號(hào)eD，在輸入第一變頻電路2那一邊的信號(hào)強(qiáng)度或者從第一變頻電路2的輸出(21)一直到共同波信號(hào)輸出31a的電路增益、與輸入第二變頻電路3那一邊的信號(hào)強(qiáng)度或者從第二變頻電路3的輸出(22)一直到輸出31a的電路增益有差異的情況下，為了高效率地得到輸出，在利用緩沖放大器48和49得到第一變頻電路2的輸出(21)和第二變頻電路3的輸出(22)信號(hào)以后，借助于差分放大器50把依靠電阻R的中間值與共同波提取輸出31a相比較，為了加到第一變頻電路2的輸出(21)和第二變頻電路3的輸出(22)上、把該比較結(jié)果傳送到合成電路44或45、即差分放大器44a或45a的負(fù)輸入端上。
把由差分放大器44a和45a合成的這些信號(hào)分別提供到差分放大器46a和47a的負(fù)輸入端上，對第一變頻電路2的輸出(21)和第二變頻電路3的輸出(22)進(jìn)行修正。
這樣，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，能夠?qū)崿F(xiàn)把共同波提取輸出中殘余的非共同波分量消除的功能；和有關(guān)共同波信號(hào)eD，在輸入第一變頻電路2那一邊的信號(hào)強(qiáng)度或者從輸出21一直到輸出31a的電路增益、與輸入第二變頻電路3那一邊的信號(hào)強(qiáng)度或者從輸出22一直到輸出31a的電路增益之間有差異的情況下，將此差異消除的功能。
實(shí)施形態(tài)16圖18示出本發(fā)明第十六實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成。作為本申請對象的通信方式中也有QPSK，圖14、圖16、圖17所示電路只能提取相位相同的、即QPSK中的I軸分量。
本實(shí)施形態(tài)設(shè)計(jì)成提取相位差為180°的各信號(hào)，如圖18所示，其構(gòu)成與圖14基本上相同，變成把兩個(gè)變壓器的次級(jí)繞組極性相反地連接起來。因?yàn)槌诉@一點(diǎn)以外、有關(guān)構(gòu)成與圖14相同，所以，省略其說明。有關(guān)操作，雖然圖14中，能夠在次級(jí)那一邊無干擾地產(chǎn)生各同相信號(hào)，但是，在圖18中，因?yàn)樵谝粋€(gè)次級(jí)繞組的極性翻轉(zhuǎn)了，所以，可以取出接收時(shí)無干擾的反相信號(hào)、即QPSK中的Q信號(hào)。同相信號(hào)在次級(jí)繞組那一邊變成互相反相的關(guān)系，變成與干擾一致的關(guān)系了，故被衰減。
實(shí)施形態(tài)17圖19示出本發(fā)明第十七實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成，把有關(guān)上述實(shí)施形態(tài)16中所示反相信號(hào)的特征應(yīng)用于圖16和圖17所示的接收電路上。雖然在圖17中涉及同相信號(hào)非共同波信號(hào)分量的消除和平衡性的提高，但是，在本實(shí)施形態(tài)中，把共同波信號(hào)作為反相信號(hào)處理，得到同樣的效果。
實(shí)施形態(tài)18圖21示出本發(fā)明第十八實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。在這一實(shí)施形態(tài)中，作為接收方式采用與按照圖5所示本發(fā)明第五實(shí)施形態(tài)的接收電路同樣的方式。因而，有關(guān)與圖5相同的構(gòu)成部分標(biāo)以相同的符號(hào)，借此，省略其詳細(xì)說明，下面說明有關(guān)圖21獨(dú)特的構(gòu)成。上述第十八實(shí)施形態(tài)中的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4A具有產(chǎn)生所需波載波頻率信號(hào)的所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32；與該所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32并列關(guān)系設(shè)置的、產(chǎn)生偏置頻率信號(hào)的偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33；把來自所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的載波頻率信號(hào)移相(即，延時(shí))的裝置、即載波頻率信號(hào)移相電路34；把來自偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33的偏置頻率信號(hào)移相的裝置、即偏置頻率信號(hào)移相電路35；第一正交調(diào)制器36a；第二正交調(diào)制器36b。
第一正交調(diào)制器36a由下列部件構(gòu)成把借助于所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32產(chǎn)生的所需波載波頻率信號(hào)與借助于偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33產(chǎn)生的偏置頻率信號(hào)相乘的第一乘法器37a；把借助于載波頻率信號(hào)移相電路34移相處理后的所需波載波頻率信號(hào)與借助于偏置頻率信號(hào)移相電路35移相處理后的偏置頻率信號(hào)相乘的第二乘法器38a；把第一乘法器37a的相乘結(jié)果與第二乘法器38a的相乘結(jié)果相加，輸出負(fù)偏置那一邊本地頻率(ωc-ω0)的負(fù)偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器51。
另一方面，第二正交調(diào)制器36b由下列部件構(gòu)成把借助于所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32產(chǎn)生的所需波載波頻率信號(hào)與借助于偏置頻率信號(hào)移相電路35移相處理后的偏置頻率信號(hào)相乘的第三乘法器37b；把借助于載波頻率信號(hào)移相電路34移相處理后的所需波載波頻率信號(hào)與借助于偏置頻率信號(hào)頻率信號(hào)源3 3產(chǎn)生的偏置頻率信號(hào)相乘的第四乘法器38b；把第三乘法器37b的相乘結(jié)果與第四乘法器38b的相乘結(jié)果相加，輸出正偏置那一邊本地頻率(ωc+ω0)的正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器52。而且，把負(fù)偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器51的輸出送到第二正交解調(diào)12上，另一方面，把正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器52的輸出送到第一正交解調(diào)11上。
其次，說明有關(guān)上述第十八實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。把來自所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的所需波載波頻率信號(hào)ωc提供到載波頻率信號(hào)移相電路34上以后，延時(shí)π/2相位。把來自偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33的偏置頻率信號(hào)ω0提供到偏置頻率信號(hào)移相電路35上以后，延時(shí)π/2相位。在構(gòu)成第一正交調(diào)制器36a的兩個(gè)乘法器37a和38a中的第一乘法器37a上，輸入來自上述所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的所需波載波頻率信號(hào)cosωct和來自偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33的偏置頻率信號(hào)cosω0t。在第二乘法器38a上，輸入來自載波頻率信號(hào)移相電路34的延時(shí)了π/2相位的所需波載波頻率信號(hào)sinωct和來自偏置頻率信號(hào)移相電路35的延時(shí)了π/2相位的偏置頻率信號(hào)sinω0t。
其結(jié)果是，如下式所示那樣地，在第一正交調(diào)制器36a負(fù)偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器51的輸出中出現(xiàn)頻率ωc-ω0cosωct×cosω0t+sinωct×sinω0t＝cos(ωc-ω0)t在構(gòu)成第二正交調(diào)制器36b的兩個(gè)乘法器37b和38b中的第三乘法器37b上，輸入來自上述所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的所需波載波頻率信號(hào)cosωct和來自偏置頻率信號(hào)移相電路35的延時(shí)了π/2相位的偏置頻率信號(hào)sinω0t。在第四乘法器38b上，輸入來自載波頻率信號(hào)移相電路34的延時(shí)了π/2相位的所需波載波頻率信號(hào)sinωct和來自偏置頻率信號(hào)移相電路35的延時(shí)了π/2相位的偏置頻率信號(hào)cosω0t。其結(jié)果是，如下式所示那樣地，在第二正交調(diào)制器36b負(fù)偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器52的輸出中出現(xiàn)頻率ωc+ω0
cosωct×sinω0t+sinωct×cosω0t＝sin(ωc+ω0)t如上所述，可以明了，如果根據(jù)上述實(shí)施形態(tài)，在產(chǎn)生了作為本發(fā)明基本構(gòu)成所需的互補(bǔ)型本地振蕩頻率以后，可以作為獨(dú)立的輸出而得到。
進(jìn)而，可以明了，沒有必要使用對應(yīng)于各個(gè)頻率的濾波器，即使所需信號(hào)的載波頻率可變時(shí)，也能夠沒有問題地對付得了。
實(shí)施形態(tài)19圖22示出本發(fā)明第十九實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。為了得到fc+f0和fc+f0，這一實(shí)施形態(tài)使用兩個(gè)移相器，一個(gè)正交調(diào)制器，兩個(gè)加法器，和一個(gè)極性翻轉(zhuǎn)電路。作為這一實(shí)施形態(tài)的接收方式，采用與依靠圖5所示本發(fā)明第五實(shí)施形態(tài)的接收電路同樣的方式。因而，有關(guān)與圖5相同的構(gòu)成部分標(biāo)以相同的符號(hào)，借此，省略其詳細(xì)說明，下面說明有關(guān)圖21獨(dú)特的構(gòu)成。上述第十九實(shí)施形態(tài)中的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4A具有產(chǎn)生所需波載波頻率信號(hào)的所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32；與該所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32有并列關(guān)系設(shè)置的、產(chǎn)生偏置頻率信號(hào)的偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33；把來自所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的載波頻率信號(hào)移相的裝置、即載波頻率信號(hào)移相電路34；把來自偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33的偏置頻率信號(hào)移相的裝置、即偏置頻率信號(hào)移相電路35；正交調(diào)制器36a；極性翻轉(zhuǎn)電路53；正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器54。
正交調(diào)制器36a具有與上述第十八實(shí)施形態(tài)中第一正交調(diào)制器相同的構(gòu)成，36a由下列部件構(gòu)成把借助于所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32產(chǎn)生的所需波載波頻率信號(hào)與借助于偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33產(chǎn)生的偏置頻率信號(hào)相乘的第一乘法器37a；把借助于載波頻率信號(hào)移相電路34移相處理后的所需波載波頻率信號(hào)與借助于偏置頻率信號(hào)移相電路35移相處理后的偏置頻率信號(hào)相乘的第二乘法器38a；把第一乘法器37a的相乘結(jié)果與第二乘法器38a的相乘結(jié)果相加，輸出負(fù)偏置那一邊本地頻率(ωc-ω0)的負(fù)偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器51。
極性翻轉(zhuǎn)電路53對第二乘法器38a的輸出進(jìn)行極性翻轉(zhuǎn)處理。正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器54把依靠第一乘法器37a的相乘結(jié)果輸出與依靠極性翻轉(zhuǎn)電路53的極性翻轉(zhuǎn)輸出相加，輸出正偏置那一邊本地頻率(ωc+ω0)。而且，把負(fù)偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器51的輸出送到第二正交解調(diào)器12上，另一方面，把正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器54的輸出送到第一正交解調(diào)11上，而構(gòu)成。
其次，說明有關(guān)上述第十九實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。把來自所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的所需波載波頻率信號(hào)ωc提供到載波頻率信號(hào)移相電路34上以后，延時(shí)π/2相位。把來自偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33的偏置頻率信號(hào)ω0提供到偏置頻率信號(hào)移相電路35上以后，延時(shí)π/2相位。
在構(gòu)成正交調(diào)制器36a的兩個(gè)乘法器37a和38a中的第一乘法器37a上，輸入來自上述所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的所需波載波頻率信號(hào)cosωct和來自偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33的偏置頻率信號(hào)cosω0t。在第二乘法器38a上，輸入來自載波頻率信號(hào)移相電路34的延時(shí)了π/2相位的所需波載波頻率信號(hào)sinωct和來自偏置頻率信號(hào)移相電路35的延時(shí)了π/2相位的偏置頻率信號(hào)sinω0t。其結(jié)果是，如下式所示那樣地，在第一正交調(diào)制器36a負(fù)偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器51的輸出中得到頻率ωc-ω0cosωct×cosω0t+sinωct×sinω0t＝cos(ωc-ω0)t把構(gòu)成正交調(diào)制器36a的兩個(gè)乘法器37a和38a中的第二乘法器38a輸出的一部分、提供到極性翻轉(zhuǎn)電路53上，將其翻轉(zhuǎn)輸出和上述第一乘法器37a的輸出一起輸入到正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器54上以后，如下式所示那樣地，產(chǎn)生頻率ωc+ω0cosωct×sinω0t+(-1)sinωct×sinω0t＝cos(ωc+ω0)t如上所述，可以明了，如果根據(jù)上述實(shí)施形態(tài)，在產(chǎn)生了作為本發(fā)明基本構(gòu)成所需的互補(bǔ)型本地振蕩頻率以后，可以作為獨(dú)立的輸出而得到。進(jìn)而，可以明了，沒有必要使用對應(yīng)于各個(gè)頻率的濾波器，即使所需信號(hào)的載波頻率可變時(shí)，也能夠沒有問題地對付得了。
實(shí)施形態(tài)20圖23示出本發(fā)明第二十實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。為了得到fc+f0和fc-f0，這一實(shí)施形態(tài)使用兩個(gè)移相器，一個(gè)正交調(diào)制器，兩個(gè)加法器，和一個(gè)極性翻轉(zhuǎn)電路。作為這一實(shí)施形態(tài)的方式，采用與依靠圖5所示本發(fā)明第五實(shí)施形態(tài)的接收電路同樣的方式。因而，有關(guān)與圖5相同的構(gòu)成部分標(biāo)以相同的參考符號(hào)，借此，省略其詳細(xì)說明，下面說明有關(guān)圖23獨(dú)特的構(gòu)成。上述第二十實(shí)施形態(tài)中的本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4A具有產(chǎn)生所需波載波頻率信號(hào)的所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32；與該所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32有并列關(guān)系設(shè)置的、產(chǎn)生偏置頻率信號(hào)的偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33；把來自所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的載波頻率信號(hào)移相的裝置、即載波頻率信號(hào)移相電路34；把來自偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33的偏置頻率信號(hào)移相的裝置、即偏置頻率信號(hào)移相電路35；正交調(diào)制器36a；極性翻轉(zhuǎn)電路53；正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器54。
正交調(diào)制器36a具有與上述第十八實(shí)施形態(tài)中第一正交調(diào)制器相同的構(gòu)成，36a由下列部件構(gòu)成把借助于所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32產(chǎn)生的所需波載波頻率信號(hào)與借助于偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33產(chǎn)生的偏置頻率信號(hào)相乘的第一乘法器37a；把借助于載波頻率信號(hào)移相電路34移相處理后的所需波載波頻率信號(hào)與借助于偏置頻率信號(hào)移相電路35移相處理后的偏置頻率信號(hào)相乘的第二乘法器38a；把第一乘法器37a相乘結(jié)果與第二乘法器38a的相乘結(jié)果相加，輸出負(fù)偏置那一邊本地頻率(ωc-ω0)的負(fù)偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器51。
極性翻轉(zhuǎn)電路53對第二乘法器38a的輸出進(jìn)行極性翻轉(zhuǎn)處理。正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器54把依靠第一乘法器37a的相乘結(jié)果輸出與依靠極性翻轉(zhuǎn)電路53的極性翻轉(zhuǎn)輸出相加，輸出正偏置那一邊本地頻率(ωc+ω0)。而且，與上述第十九實(shí)施形態(tài)不同，把負(fù)偏置那一本地頻率輸出用的加法器51的輸出送到第一正交解調(diào)器11上，另一方面，把正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器54的輸出送到第二正交解調(diào)12上，而構(gòu)成。
其次，說明有關(guān)上述第二十實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。把來自所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的所需波載波頻率信號(hào)ωc提供到載波頻率信號(hào)移相電路34上以后，延時(shí)π/2相位。把來自偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33的偏置頻率信號(hào)ω0提供到偏置頻率信號(hào)移相電路35上以后，延時(shí)π/2相位。
在構(gòu)成正交調(diào)制器36a的兩個(gè)乘法器37a和38a中的第一乘法器37a上，輸入來自上述所需波載波頻率信號(hào)發(fā)生源32的所需波載波頻率信號(hào)cosωct和來自偏置頻率信號(hào)發(fā)生源33的偏置頻率信號(hào)cosω0t。在第二乘法器38a上，輸入來自載波頻率信號(hào)移相電路34的延時(shí)了π/2相位的所需波載波頻率信號(hào)sinωct和來自偏置頻率信號(hào)移相電路35的延時(shí)了π/2相位的偏置頻率信號(hào)sinω0t。其結(jié)果是，如下式所示那樣地，在第一正交調(diào)制器36a負(fù)偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器51的輸出中得到頻率ωc-ω0cosωct×cosω0t+sinωct×sinω0t＝cos(ωc-ω0)t把構(gòu)成正交調(diào)制器36a的兩個(gè)乘法器37a和38a中的第二乘法器38a輸出的一部分、提供到極性翻轉(zhuǎn)電路53上，將其翻轉(zhuǎn)輸出和上述第一乘法器37a的輸出一起輸入到正偏置那一邊本地頻率輸出用的加法器54上以后，如下式所示那樣地，產(chǎn)生頻率ωc+ω0cosωct×sinω0t+(-1)sinωct×cosω0t＝cos(ωc+ω0)t如上所述，可以明了，如果根據(jù)上述實(shí)施形態(tài)，在產(chǎn)生了作為本地基本構(gòu)成所需的互補(bǔ)型本地振蕩頻率以后，可以作為獨(dú)立的輸出而得到。
進(jìn)而，可以明了，即使所需信號(hào)的載波頻率可變時(shí)，也沒有必要使用對應(yīng)于各個(gè)頻率的濾波器，也能夠沒有問題地對付得了。
實(shí)施形態(tài)21圖24示出本發(fā)明第二十一實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。這一實(shí)施形態(tài)主要是在具有多個(gè)信道的數(shù)字調(diào)制方式的通信系統(tǒng)中，謀求減少接收系統(tǒng)的功率、精簡電路、減少消耗功率。圖24中，符號(hào)61表示把借助于變頻電路或正交解調(diào)電路得到的第一接收信號(hào)的數(shù)據(jù)輸入的第一數(shù)據(jù)輸入線；62表示對從第一數(shù)據(jù)輸入線61輸入的信號(hào)進(jìn)行傅里葉變換的第一傅里葉變換器；63表示通過第一傅里葉變換器62得到的第一傅里葉變換輸出。還有，64表示把借助于變頻電路或正交解調(diào)電路得到的第二接收信號(hào)的數(shù)據(jù)輸入的第二數(shù)據(jù)輸入線；65表示對從第二數(shù)據(jù)輸入線64輸入的信號(hào)進(jìn)行傅里葉變換的第二傅里葉變換器；66表示通過第二傅里葉變換器65得到的傅里葉變換輸出。
以及67為在每一頻率處分別接受上述第一和第二傅里葉變換62和65的輸出，以算出相關(guān)系數(shù)的相關(guān)器；68為把第一和第二傅里葉變換器62和65的輸出相加的加法器；69為相關(guān)器67的輸出；70為接受所得到的相關(guān)器輸出69，進(jìn)行加權(quán)的加權(quán)函數(shù)器；71為把加法器68的相加輸出和加權(quán)函數(shù)器70的輸出相乘的加權(quán)值乘法器；72為對依靠加權(quán)值乘法器71的乘法操作進(jìn)行后處理的后處理電路；73為把加權(quán)值乘法器71的輸出后處理以后所產(chǎn)生的反傅里葉變換器輸入；74為接受反傅里葉變換器輸入進(jìn)行反傅里葉變換處理的反傅里葉變換器；75為反傅里葉變換輸出。
其次，說明有關(guān)上述第二十一實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。先前所述第一至第十三實(shí)施形態(tài)中，為具有第一變頻電路2和第二變頻電路3、或具有第一正交解調(diào)電路11和第二正交解調(diào)電路12、還有，或具有一個(gè)變頻電路和一個(gè)正交解調(diào)電路的基本構(gòu)成。當(dāng)借助于這種構(gòu)成進(jìn)行接收操作時(shí)，在接收電路中可以得到第一接收信號(hào)和第二接收信號(hào)。在這一實(shí)施形態(tài)中，用x(t)表示第一接收信號(hào)，它從第一數(shù)據(jù)輸入線61輸入。
用y(t)表示第二接收信號(hào)，它從第二數(shù)據(jù)輸入線64輸入。從第一數(shù)據(jù)輸入線61輸入的第一接收信號(hào)x(t)輸入到第一傅里葉變換器62上，在這里進(jìn)行傅里葉變換處理，得到第一傅里葉變換輸出63。還有，第二接收信號(hào)y(t)輸入到第二傅里葉變換器65上，在這里進(jìn)行傅里葉變換處理，得到第二傅里葉變換輸出66。借助于在該第一和第二傅里葉變換器62和65中進(jìn)行的傅里葉變換處理，把上述輸入的第一和第二接收信號(hào)的數(shù)據(jù)從時(shí)間軸信息變換成頻率軸信息。
相關(guān)器67把第一和第二傅里葉變換輸出63和65取出，該相關(guān)器67分別接受第一和第二傅里葉變換輸出63和65的每一個(gè)頻率分量，算出相關(guān)系數(shù)。另一方面，第一和第二傅里葉變換輸出63和65，除了通過上述相關(guān)器67算出相關(guān)系數(shù)以外，還輸入到加法器68上。這兩個(gè)傅里葉變換輸出信號(hào)，通過該加法器68相加。還有，通過相關(guān)器67輸出的相關(guān)系數(shù)輸入到加權(quán)函數(shù)器70上，在這里進(jìn)行加權(quán)處理。而且，加權(quán)值乘法器71接受加法器68的相加輸出和加權(quán)函數(shù)器70的輸出，將此二輸出信號(hào)相乘。此后，后處理電路72對依靠加權(quán)值乘法器71的乘法操作進(jìn)行后處理，反傅里葉變換器74接受進(jìn)行了該后處理而產(chǎn)生的反傅里葉變換器輸入73以后、進(jìn)行反傅里葉變換處理，使處理數(shù)據(jù)從頻率軸信息恢復(fù)到時(shí)間軸信息，作為反傅里葉變換輸出75就成為所需波提取結(jié)果。
其次，說明上述所需波提取原理的理論。首先，表明所需波未到來時(shí)，對非所需波抑制作用的理論。把非所需波(兩個(gè)信號(hào)系統(tǒng)在時(shí)間上是獨(dú)立存在的)同步相加以后，將其幅度分量R倍(R為相關(guān)系數(shù))。
相關(guān)器中的運(yùn)算公式，表示如下相加x+y2]]>相關(guān)系數(shù)R=|ΣRe(x*·y)|(Σ|x|2)(Σ|y|2)]]>加權(quán) R＞0時(shí)f(R)＝RR＜0時(shí)f(R)＝0(51)假定，在用來算出相關(guān)系數(shù)的各平均化窗口內(nèi)的非所需波功率-PNO為恒定值，則處理輸出的功率-PN可用下表示PN＝(R2PNO)/2PN此處PNO為非所需波的功率R為相關(guān)系數(shù)因?yàn)樵撓嚓P(guān)系數(shù)R是用有限平均化窗口算出的，所以，產(chǎn)生了統(tǒng)計(jì)誤差，與實(shí)際相關(guān)系數(shù)的值不一致。R是用N個(gè)獨(dú)立的取樣算出的，考慮到實(shí)際相關(guān)系數(shù)應(yīng)該為零，則R的分布可以下式概率密度函數(shù)來表示對R分布的概率密度函數(shù)g(R)=I(N-12)πΓ(N-22)(1-R2)N-42---(52)]]>根據(jù)上述，處理輸出的平均功率PN可以下式來表示平均功率
PN=∫0112R2PNo·g(R)dR=PNo4(N-1)---(53)]]>在這里，假定，算出相關(guān)系數(shù)的平均化窗口是長度為Tc的矩形，進(jìn)行傅里葉變換時(shí)、加重平均窗口的長度為TF，則存在于平均化窗口內(nèi)獨(dú)立取樣的個(gè)數(shù)N成為下式N＝(Tc)/(TF)因而，在個(gè)數(shù)N較大的情況下，非所需波的處理輸出可以下式來表示PN=limN→∞PNo4(N-1)=PNo4N∝TFTC---(54)]]>即，輸出與1/N成正比。
其次，說明所需波到來時(shí)，對非所需波的抑制作用。當(dāng)對信號(hào)分量進(jìn)行頻帶分割時(shí)，可以區(qū)分為所需波信號(hào)存在的區(qū)間和所需波信號(hào)不存在的區(qū)間。在包括所需波分量的第K個(gè)頻帶分量的幅度、乘以該頻帶內(nèi)的相關(guān)系數(shù)R(K)以后輸出。相關(guān)系數(shù)R(K)可以下式來表示包括所需波分量的第K個(gè)頻帶內(nèi)的相關(guān)系數(shù)R(k)=PSO(k)PSO(k)+PNO(k)---(55)]]>PSO(K)為在平均時(shí)間內(nèi)，所需波分量第K個(gè)頻帶分量的功率PNO(K)為在平均時(shí)間內(nèi)，非所需波分量第K個(gè)頻率分量的功率與K有關(guān)，假定PSO(K)和PNO(K)為恒定值PSO和PNO時(shí)，可借助于下式求出對非所需波的抑制效果輸出信號(hào)的(所需波/非所需波)/輸入信號(hào)的(所需波/非所需波)=1/(FS2+(1-FS)4(N-1)PSO+PNOPSO)---(56)]]>此處FS＝包括所需波分量的頻帶數(shù)/全部頻帶數(shù)借助于上式可以明了，包括所需波分量的頻帶數(shù)越少，所需波/非所需波比的改善效果越大。
因而，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，利用借助于有限平均化窗口、即平均時(shí)間求出的相關(guān)系數(shù)統(tǒng)計(jì)誤差，利用非所需波在第一接收信號(hào)與第二接收信號(hào)這兩個(gè)信號(hào)系數(shù)之間在時(shí)間上獨(dú)立存在、可以作為不平衡信號(hào)來處理的性質(zhì)，就能夠?qū)崿F(xiàn)對該非所需波的抑制功能。
實(shí)施形態(tài)22圖25～圖33說明本發(fā)明第二十二實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成和操作原理。至此所述的各實(shí)施形態(tài)涉及相應(yīng)于象正交調(diào)制信號(hào)處理等那樣的復(fù)用數(shù)字調(diào)制方法。在這種方法中，需要兩個(gè)正交調(diào)制器，故不能說在減少功率和精簡裝置方面是最佳的。本實(shí)施形態(tài)涉及有關(guān)這一點(diǎn)的改良。為此，在本實(shí)施形態(tài)中，假定使用一個(gè)正交解調(diào)器。為此，通過在A/D變換器中進(jìn)行二次取樣來防止頻率軸上的折疊，借助于數(shù)字信號(hào)處理、從A/D變換輸出中產(chǎn)生在本來必然要損失的那一邊依靠互補(bǔ)本地振蕩頻率的正交解調(diào)輸出，而構(gòu)成。
圖25示出有關(guān)上述第二十二實(shí)施形態(tài)的接收電路的構(gòu)成方框圖。圖25中，1為接收接收信號(hào)的天線；96為在給定頻帶內(nèi)對接收信號(hào)進(jìn)行波形整形的帶通濾波器、即接收頻帶濾波器(帶通濾波器)；11為把接收信號(hào)作為輸入的正交解調(diào)器；4為本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；86為把來自正交解調(diào)器11一個(gè)輸出信號(hào)的高頻頻帶濾除的第一低通濾波器；87為把來自正交解調(diào)器11另一個(gè)輸出信號(hào)的高頻頻帶濾除的第二低通濾波器；90為對第一低通濾波器86的輸出進(jìn)行A/D變換的第一A/D變換器；91為對第一低通濾波器87的輸出進(jìn)行A/D變換的第二A/D變換器；92為具有產(chǎn)生與這些第一和第二A/D變換器90和91中接收信號(hào)所具有帶寬相當(dāng)?shù)念l率以上的時(shí)鐘的功能，把延時(shí)脈沖串附加到取樣時(shí)鐘脈沖串上的功能，把取樣時(shí)鐘脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述第一和第二A/D變換器90和91的取樣脈沖而提供的功能的取樣信號(hào)發(fā)生源；93為從前述第一和第二A/D變換器90和91的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的運(yùn)算器。
在這一實(shí)施形態(tài)中，正交解調(diào)器11具有輸入來自接收頻帶濾波器96的接收信號(hào)、進(jìn)行變頻的第一和第二乘法器78和79；和把來自本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4的本地振蕩頻率信號(hào)偏置以后、輸入到第二乘法器79上的頻率偏置電路78；對接收信號(hào)進(jìn)行變頻處理。
其次，說明上述第二十二實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。在圖25中，由天線1接收的接收信號(hào)通過接收頻帶濾波器96、變成作為對象的頻帶內(nèi)的信號(hào)群以后，借助于正交解調(diào)器11、提取I軸分量和Q軸分量。利用第一和第二低通濾波器86和87，把該信號(hào)中不需要的高頻分量濾除以后，輸入到第一和第二A/D變換器90和91上。當(dāng)進(jìn)行A/D變換器90和91上的A/D變換操作時(shí)，把來自取樣信號(hào)發(fā)生源20的取樣信號(hào)提供到A/D變換器90和91上、進(jìn)行取樣操作。而且，把經(jīng)過該取樣操作得到的數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)送到運(yùn)算器93上、進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理，得到基帶輸出。在這里，在A/D變換器90和91中、進(jìn)行通常的取樣時(shí)，產(chǎn)生依靠取樣的混淆，此后，使預(yù)定的數(shù)字變頻成為不可能。
圖26說明由于利用A/D變換器90和91進(jìn)行取樣、所產(chǎn)生混淆的情況。首先，提供圖26(A)所示那樣的信號(hào)，使該信號(hào)通過低通濾波器時(shí)、成為圖26(B)所示那樣地濾除了高頻分量的信號(hào)。而且，對這個(gè)信號(hào)進(jìn)行取樣時(shí)，如圖26(C)中A/D變頻輸出圖所示那樣地產(chǎn)生混淆。在這里，在本實(shí)施形態(tài)中，提供了防止頻率軸上折疊的裝置，而折疊是產(chǎn)生混淆的基礎(chǔ)。下面，利用數(shù)學(xué)式來說明。
現(xiàn)在，令載波頻率為fc，QPSK副載波頻率為f0，則QPSK的無線信號(hào)fRF可以表示如下fRF＝A(t)cos{2π(fc+fo)t+θ(t)}＝A(t)cos{2π(fc+fo)t+θa(t)}+A(t)sin{2π(fc+fo)t+θa(t)}.....(57)
在這里，相位信號(hào)θ(t)為θ(t)＝0，±π/2，π?？紤]PDC等多信道通信系統(tǒng)中的情況。圖27為多信道通信系統(tǒng)中接收信道的情況模型化了的結(jié)果?，F(xiàn)在，如圖27所示那樣地，各信道在頻率軸上以等間隔設(shè)置。還假定，信道的間隔頻率fC。而且，假定N個(gè)信道通過接收機(jī)的輸入濾波器而進(jìn)入接收機(jī)，則輸入信號(hào)fin為fIN=Σi=0N-1Ai(t)cos{2π(fc+i×fb+fo)t+θai(t)}]]>+Σi=0N-1Ai(t)sin{2π(fc+i×fb+fo)t+θai(t)}---(58)]]>這時(shí)，如果各信道相接近，則因?yàn)?fo＝fb，故可將輸入信號(hào)fin描述為fIN=Σi=oN-1Ai(t)cos{2π(fc+[2i+1]fo)t+θai(t)}]]>+Σi=oN-1Ai(t)sin{2π(fc+[2i+1]fo)t+θai(t)}---(59)]]>對該信號(hào)群進(jìn)行直接變頻。一般，進(jìn)行使頻率降低fLO的變頻，假定得到的信號(hào)頻率為fDC，則fDC可以下式來表示
fDC=fIN×fLO]]>=Σi=0N-1Ai(t)cos{2π(fc-fLO+[2i+1]fo)t+θai(t)}]]>+Σi=oN-1Ai(t)sin{2π(fc-fLO+[2i+1]fo)t+θai(t)}]]>+Σi=oN-1Ai(t)cos{2π(fc+fLO+[2i+1]fo)t+θai(t)}]]>+Σi=oN-1Ai(t)sin{2π(fc+fLO+[2i+1]fo)t+θai(t)}---(60)]]>在上式中，后兩項(xiàng)的頻率提高到射頻(RF)頻率的兩倍，通常，利用電路的頻率特性就能夠簡單地阻止其通過。因而，不妨把變頻以后的頻率fDC表示為下式fDC=fIN×fLO]]>=Σi=oN-1Ai(t)cos{2π(fc-fLO+[2i+1]fo)t+θai(t)}]]>+Σi=oN-1Ai(t)sin{2π(fc-fLO+[2i+1]fo)t+θai(t)}---(61)]]>在這里，一些信道使fC-fLO變負(fù)。雖然說頻率是負(fù)的，就是說在QPSK信號(hào)相位旋轉(zhuǎn)面的極性中、把Q軸翻轉(zhuǎn)，這只不過意味著QPSK信號(hào)反向旋轉(zhuǎn)。因而，雖說頻率的極性是負(fù)的，但是，信號(hào)也消失不了。
其次，為了數(shù)字化，把該信號(hào)提供到A/D變換器90和91上。這時(shí)，A/D變換器90和91與取樣是等價(jià)的，其輸出為離散化了的信號(hào)。離散化處理在處理前和處理后的信號(hào)并不一定一一對應(yīng)。在很多情況下，產(chǎn)生混淆。因而，為了不產(chǎn)生混淆，把將進(jìn)行A/D變換的信號(hào)抑制到低于A/D變換頻率之半，或者，使A/D變換的變換信號(hào)串多個(gè)化(高次取樣)。
在這里，觀察負(fù)頻率所具有的物理意義，這樣，打開利用頻率軸負(fù)區(qū)的途徑。下式為把QPSK的載波設(shè)定于負(fù)頻率的情況。
移動(dòng)負(fù)信號(hào)在數(shù)字上的位置，把時(shí)間和函數(shù)值的改寫式并列出來。下式中，最上行表示負(fù)頻率，第二行表示負(fù)時(shí)間軸，最下行表示負(fù)函數(shù)fRF＝A(t)cos{2π(-fc)t+θa(t)}+A(t)sin{2π(-fc)t+θa(t)}＝A(-t)cos{2πfc(-t)+θa(-t)}+A(-t)sin{2πfc(-t)+θa(-t)]＝A(t)cos{2πfct+θa(t)}-A(t)sin{2πfct+θa(t)}.....(62)圖28示出具有負(fù)頻率區(qū)的A/D變換輸出。單從上式看，負(fù)頻率區(qū)的物理意義與正頻率區(qū)的操作并無不同。
但是，對以-fc表示的信號(hào)、作為正fc處理時(shí)，意味著與頻率軸上的前進(jìn)方向或視線方向正好相反。即，意味著在頻率圓周上的旋轉(zhuǎn)方向相反，所謂頻率為零、如果看作是在圓周上表示為不動(dòng)的點(diǎn)就好了。因?yàn)樵谶@個(gè)位置上進(jìn)行θa(t)的QPSK操作，所以，其頻譜表示QPSK信息的帶寬。
例如，在射頻信號(hào)(RF)、與加到第一和第二乘法器94和95上的本地信號(hào)進(jìn)行變頻之際，可以認(rèn)為，是在相應(yīng)的頻率圓上、進(jìn)行有關(guān)旋轉(zhuǎn)方向的斗爭。頻率降低的過程是分別沿著互相相反的方向旋轉(zhuǎn)的激烈競爭。隨著頻率接近于零，旋轉(zhuǎn)速度降低了，終于停止旋轉(zhuǎn)。當(dāng)進(jìn)一步推進(jìn)時(shí)，本地信號(hào)那一邊反方向的轉(zhuǎn)速戰(zhàn)勝，旋轉(zhuǎn)方向則變成反方向了。
根據(jù)上述，在把這里的理論展開時(shí)，借助于變頻等所形成負(fù)頻率區(qū)的信號(hào)頻譜、不表示為一般所表示那樣的向正頻率區(qū)折疊，而是表示為頻率軸在正、負(fù)方向上連續(xù)起來了。其目的在于，能夠表示像QPSK信號(hào)等那樣的、具有由多個(gè)軸所形成信息的信號(hào)本身。過去，一般的表示是把頻率區(qū)限定為正區(qū)，因?yàn)轭l譜折疊已使頻率空間很狹窄，由此，那種表示失掉了一個(gè)自由度。
另一方面，信號(hào)本身還作為時(shí)間、即相位的函數(shù)而形成相位空間，有必要把信號(hào)分解為在正交空間內(nèi)能夠識(shí)別的形式。圖29示出，利用π/2相位差、把信號(hào)分量借助于余弦函數(shù)(cos函數(shù))和正弦函數(shù)(sin函數(shù))分解為正交分量的方法。圖29中，因?yàn)閒I(t)是借助于cos函數(shù)來表示的，所以，不受頻率軸上正、負(fù)的支配(因?yàn)槭桥己瘮?shù))。因?yàn)閒Q(t)是借助于sin函數(shù)來表示的，所以，在負(fù)區(qū)內(nèi)函數(shù)值的符號(hào)要翻轉(zhuǎn)(因?yàn)槠婧瘮?shù))。
借助于采用以上兩種方法，就可以脫離在一般A/D變換中以變換頻率(或者，取樣頻率)fs為折疊點(diǎn)、把高頻那一邊折疊到變換頻率fs以下的所謂過去的頻譜配置，而使鏡像頻譜原原本本地表示在變換頻率fs以上。
其次，對該正交的兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行A/D變換。正交的兩個(gè)信號(hào)的頻率區(qū)在基帶附近，根據(jù)香農(nóng)(Shannon)取樣定理，變換速度為對象信號(hào)的兩倍以上就足夠了。圖30示出對正交的兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行A/D變換時(shí)正交取樣之一側(cè)，圖30清楚地示出沿著圖25所示構(gòu)成中從接收頻帶濾波器96以后一直到第一和第二A/D變換器90和91的構(gòu)成、在各個(gè)部位上的信號(hào)流。圖30中，Ts表示取樣周期。在該A/D變換操作中，取樣頻率ωs滿足下式ωs≥W0，并且，形成一對取樣串fI(t)和fQ(t)。在這種取樣方法中，因?yàn)樾盘?hào)f(t)是作為IQ平面上的點(diǎn)進(jìn)行取樣的，所以，能夠確保信號(hào)旋轉(zhuǎn)方向等信息，還能夠進(jìn)行數(shù)字化。
在這里，當(dāng)考慮本實(shí)施形態(tài)的要點(diǎn)、即頻率偏置時(shí)，圖30的構(gòu)成則成為圖31。即，把本地頻率從ωc變?yōu)棣豤-ω0，在輸出信號(hào)中殘余著偏置頻率ω0。因?yàn)樵谔峁┑紸/D變換器90和91上的信號(hào)fI(ω0t)和fQ(ω0t)中、包括著基帶信號(hào)的傳送速度(即，頻率ω0和頻率偏置ω0)，所以，對于滾降系數(shù)小于0.5的傳送，可以視為是以載波頻率為中心、具有3ω0頻率的帶寬。因而，如果取樣時(shí)鐘的頻率為6ω0以上，則足夠了。因?yàn)樾盘?hào)f(t)進(jìn)作為IQ正交平面上的點(diǎn)進(jìn)行取樣的，所以，能夠確保信號(hào)旋轉(zhuǎn)方向等信息，而且，能夠在保持頻率軸的正、負(fù)連續(xù)性的情況下進(jìn)行數(shù)字化。
因而，借助于對該接收電路的數(shù)字信號(hào)輸出進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理，就能夠進(jìn)行正、負(fù)任一邊的變頻了。即，通過進(jìn)行-2ω0的數(shù)字變頻，根據(jù)信號(hào)fI(ω0t)和fQ(ω0t)可以得到信號(hào)fI(-ω0t)和fQ(-ω0t)。其結(jié)果是，如果根據(jù)上述方法，只用一對依靠互補(bǔ)本地振蕩頻率的正交解調(diào)器中的一個(gè)就行，由此，能夠精簡大約一半高頻電路，并能減少消耗功率。
圖32說明與進(jìn)行上述A/D變換操作時(shí)正交取樣(圖30和31)不同的另一取樣操作。圖32基于所謂香農(nóng)二次取樣。在這種取樣2方法中，如圖32所示那樣地，利用變頻把高頻輸入信號(hào)f(t)降低到基帶、成為信號(hào)fb(t)，把信號(hào)fb(t)連接到兩個(gè)系統(tǒng)的A/D變換器上。當(dāng)采用這樣的構(gòu)成時(shí)，把作為變換用脈沖(取樣脈沖)的圖33所示那樣時(shí)間間隔相等的取樣脈沖、作為延時(shí)時(shí)間為τ的兩個(gè)系統(tǒng)的脈沖串而得到。其結(jié)果是，如圖33所示那樣地，成為利用雙脈沖對將被取樣信號(hào)進(jìn)行取樣。假定，取樣頻率大于信號(hào)帶寬。即，在上述情況下，因?yàn)榛鶐盘?hào)fb(t)的傳送速度為ω0，所以，在滾降系數(shù)小于0.5時(shí)，帶寬為3ω0左右。因而，如果取樣頻率也是3ω0，就好了。因?yàn)榻柚谶@樣的取樣、在被取樣信號(hào)頻率上的相位空間也能夠提取實(shí)軸以外的分量，所以，所得到的信息在頻率軸的正、負(fù)方向上是連續(xù)的。但是，因?yàn)楫?dāng)延時(shí)量相當(dāng)于π時(shí)、只能得到實(shí)軸分量，所以，必須選π以外的相移量。當(dāng)把這種方式作為本申請的頻率偏置型時(shí)，則變成為圖33那樣。
實(shí)施形態(tài)23圖34和圖35說明本發(fā)明第二十三實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成和操作原理。該第二十三實(shí)施形態(tài)也是以與上述第二十二實(shí)施形態(tài)中同樣的原理為基礎(chǔ)，把正交解調(diào)器的個(gè)數(shù)減至一個(gè)，以削減功率和精簡裝置。為此，通過在A/D變換器中進(jìn)行二次取樣來防止頻率軸上的折疊，借助于數(shù)字信號(hào)處理、從A/D變換輸出中產(chǎn)生在本來必然要損失的那一邊依靠互補(bǔ)本地振蕩頻率的變頻輸出，而構(gòu)成。
圖34示出有關(guān)第二十三實(shí)施形態(tài)的接收電路的構(gòu)成方框圖。圖34中，1為接收接收信號(hào)的天線；96為在給定頻帶內(nèi)對接收信號(hào)進(jìn)行波形整形的頻帶濾波器、即接收頻帶濾波器；11為把接收信號(hào)作為輸入的正交解調(diào)器；4為本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；86為把來自正交解調(diào)器11一個(gè)輸出信號(hào)(I)的高頻頻帶濾除的第一低通濾波器；87為把來自正交解調(diào)器11上述那一個(gè)輸出信號(hào)(I)的高頻頻帶濾除的第二低通濾波器；90為對第一低通濾波器86的輸出進(jìn)行A/D變換的第一A/D變換器；91為對第二低通濾波器87的輸出進(jìn)行A/D變換的第二A/D變換器；92為具有產(chǎn)生高于接收信號(hào)所具有帶寬的頻率的時(shí)鐘信號(hào)、作為取樣脈沖而提供到第一和第二A/D變換器90和91的功能的取樣信號(hào)發(fā)生源；97為把來自取樣信號(hào)發(fā)生源92的取樣時(shí)鐘信號(hào)偏置以后、提供到第二A/D變換器91上的延時(shí)電路。還有，把正交解調(diào)器11的另一個(gè)輸出信號(hào)Q提供到與借助于上述濾波器86和87、A/D變換器90和91、取樣信號(hào)發(fā)生源92、延時(shí)電路97構(gòu)成的I軸那一邊電路部分相同構(gòu)成的Q軸那一邊電路部分上。構(gòu)成Q軸那一邊電路部分的元件標(biāo)號(hào)是在I軸那一邊的標(biāo)號(hào)上加“，”，以表示對應(yīng)關(guān)系。93為從I軸那一邊和Q軸那一邊這二者的第一和第二A/D變換器90、90’和91、91’的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)，提取提需接收信道信號(hào)的運(yùn)算器。
再者，不設(shè)置兩個(gè)低通濾波器86和87、而是以單一的低通濾波器(例如，低通濾波器86)共用于兩個(gè)A/D變換器90和91，可以把該低通濾波器的輸出連接到A/D變換器90和91的輸入上。還有，I軸那一邊的電路部分和Q軸那一邊的電路部分可以共用取樣信號(hào)發(fā)生源92、92’和延時(shí)電路97、97’。
其次，說明上述第二十三實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。在圖34中，由天線1接收的接收信號(hào)通過接收帶通濾波器96、變成作為對象的頻帶內(nèi)的信號(hào)群以后，借助于正交解調(diào)器11、提取I軸分量和Q軸分量。利用第一和第二低通濾波器86和87，把該I軸分量的信號(hào)中不需要的高頻分量濾除以后，輸入到第一和第二A/D變換器90和91上。當(dāng)在A/D變換器90和91中進(jìn)行了A/D變換操作時(shí)，把來自取樣信號(hào)發(fā)生源92的取樣信號(hào)原原本本地提供到第一A/D變換器90上。還有，把在延時(shí)電路97中進(jìn)行了頻率偏置處理的取樣信號(hào)提供到第二A/D變換器91上，進(jìn)行取樣操作。有關(guān)Q分量，也進(jìn)行同樣的取樣。而且，把經(jīng)過該取樣操作得到的四個(gè)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)送到運(yùn)算器93上、進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理，得到基帶輸出。
圖35說明在該第二十三實(shí)施形態(tài)中、對正交的兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行A/D變換時(shí)正交取樣之一例，圖35清楚地示出沿著圖34所示從接收頻帶濾波器96以后一直到I軸那一邊電路部分的第一和第二A/D變換器90和91，在各個(gè)部位上流動(dòng)的信號(hào)，圖中省略了Q軸那一邊的電路。圖35中，Ts1表示取樣周期。
在這一實(shí)施形態(tài)中，因?yàn)樽冾l包括偏置頻率ω0，所以，在輸出信號(hào)中存在著偏置殘量ω0。在這種狀態(tài)下，正如前述第二十二實(shí)施形態(tài)中也說明了的那樣，可以把偏置頻率ω0用作載波、形成傳送速度為ω0的頻譜的信號(hào)頻帶。這時(shí)，香農(nóng)二次取樣定理具有信號(hào)帶寬以上的取樣頻率，借助于把進(jìn)行了延時(shí)的脈沖串也附加上去、能夠?qū)π盘?hào)本來所具有的信息量無遺漏地進(jìn)行取樣。因而，在滾降系數(shù)小于0.5時(shí)，因?yàn)樯鲜鲂盘?hào)fb(t)的帶寬為3ω0左右，所以，可以把取樣頻率假定為3ω0。如前述那樣，如果延時(shí)時(shí)間τ為信號(hào)fb(t)相位為π以外之值，就好了，特別是，如果假定τ＝π/2，輸出就可以形成IQ正交平面。
根據(jù)上述，因?yàn)樾盘?hào)f(t)是作為IQ正交平面上的點(diǎn)進(jìn)行取樣的，所以，能夠有確保信號(hào)旋轉(zhuǎn)方向等信息，而且，能夠在保持頻率軸的正、負(fù)連續(xù)性的情況下進(jìn)行數(shù)字化。因而，借助于對該接收電路的數(shù)字信號(hào)輸出進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理，就能夠進(jìn)行正、負(fù)任一邊的變頻了。即，通過進(jìn)行-2ω0的數(shù)字變頻，根據(jù)信號(hào)fI(ω0t)和fQ(ω0t)可以得到信號(hào)fI(-ω0t)和fQ(-ω0t)。其結(jié)果是，如果根據(jù)上述方法，一對依靠互補(bǔ)本地振蕩頻率的變頻器，只用其中一個(gè)就能對付，由此，能夠精簡大約一半高頻電路，并能減少消耗功率。再者，把A/D變換器假定為一個(gè)、與集中提供取樣脈沖無疑是等價(jià)的。即，在圖25的例子中，還可以構(gòu)成這樣的接收電路把第一A/D變換器90和第二A/D變換器91用一個(gè)A/D變換器替換，使依靠第一A/D變換器90取樣脈沖和第二A/D變換器91延時(shí)脈沖串的取樣脈沖、從一個(gè)A/D變換器所具有共同的取樣脈沖輸入部分接受；在這一例子中設(shè)置兩個(gè)數(shù)字輸出數(shù)據(jù)輸出部分，使依靠未延時(shí)取樣脈沖的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)的輸出、與依靠已延時(shí)取樣脈沖的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)的輸出分開提供。
實(shí)施形態(tài)24圖36和37說明本發(fā)明第二十四實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成和操作原理。在該第二十四實(shí)施形態(tài)中，也是以與上述第十八和第二十三實(shí)施形態(tài)中同樣的考慮為基礎(chǔ)，把正交解調(diào)器的個(gè)數(shù)減至一個(gè)，達(dá)到削減功率和精簡裝置。但是，備有多個(gè)(兩個(gè)以上)A/D變換器，通過在這些A/D變換器中進(jìn)行兩次取樣來防止頻率軸上的折疊，借助于數(shù)字信號(hào)處理、從A/D變換輸出中產(chǎn)生在本來必然要損失的那一邊依靠互補(bǔ)本地振蕩頻率的變頻輸出，而構(gòu)成。
圖36示出有關(guān)本發(fā)明第二十四實(shí)施形態(tài)的接收電路的構(gòu)成方框圖。圖36中，1為接收接收信號(hào)的天線；9為在給定頻帶內(nèi)對接收信號(hào)進(jìn)行波形整形的頻帶濾波器、即接收頻率濾波器；11為把接收信號(hào)作為輸入的正交解調(diào)器；4為本地頻率信號(hào)發(fā)生電路；86為把來自正交解調(diào)器11一個(gè)輸出信號(hào)(I)的高頻頻帶濾除的第一低通濾波器；87a～87m為用來把來自正交解調(diào)器11上述那一個(gè)輸出信號(hào)(I)的高頻頻帶濾除的、與后述第二以后A/D變換器的個(gè)數(shù)一致地設(shè)置的多個(gè)第二以后的低通濾波器；90為對第一低通濾器86的輸出進(jìn)行A/D變換的第一A/D變換器；91a～91m為用來分別對第二以后低通濾波器87a～87m的輸出進(jìn)行A/D變換而設(shè)置的多個(gè)第二以后的A/D變換器；92為具有產(chǎn)生高于這些第一和第二以后A/D變換器90和91a～91m中接收信號(hào)所具有帶寬的頻率的時(shí)鐘，作為取樣脈沖而提供的功能的取樣信號(hào)發(fā)生源；97a～97m為用來把來自取樣信號(hào)發(fā)生源92的取樣時(shí)鐘信號(hào)偏置以后，提供到第二以后A/D變換器91a~91m上而設(shè)置的多個(gè)延時(shí)電路。在圖36的構(gòu)成中，也與圖34同樣地，把正交解調(diào)器11的一個(gè)輸出(I)提供到I軸地一邊的電路部分上；把另一個(gè)輸出信號(hào)(Q)提供到與上述構(gòu)成I軸那一邊的電路部分相同的Q軸那一邊的電路部分105上。93為從前述第一和第二以后A/D變換器90和91a~91m的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)，提取所需接收信道信號(hào)的運(yùn)算器。再者，在這一實(shí)施形態(tài)中，假定第二以后A/D變換器91a~91m的個(gè)數(shù)為m。低通濾波器87和延時(shí)電路97的個(gè)數(shù)，同樣也是m。再者，在I軸那一邊的電路部分和Q軸那一邊的電路部分中、可以共用取樣信號(hào)發(fā)生源87和延時(shí)電路97，這一點(diǎn)與第二十三實(shí)施形態(tài)相同。
其次，說明上述第二十四實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。在圖36中，由天線1接收的接收信號(hào)通過接收頻帶濾波器96、變成作為對象的頻帶內(nèi)的信號(hào)群以后，借助于正交解調(diào)器11、提取I軸分量和Q軸分量。利用第一和第二以后的低通濾波器86和87a~87m，把不需要的高頻分量濾除以后，輸入到第一和第二以后的A/D變換器90和91a~91m上。當(dāng)進(jìn)行A/D變換器90和91a~91m上的A/D變換操作時(shí)，把來自取樣信號(hào)發(fā)生源92的取樣信號(hào)直接地提供到第一A/D變換器90上、還有，把依靠各個(gè)對應(yīng)延時(shí)電路97a~97m接受了頻率偏置處理的取樣信號(hào)提供到設(shè)置了多個(gè)的第二以后的A/D變換器91a~91m上，進(jìn)行取樣操作。有關(guān)Q分量，也進(jìn)行同樣的取樣。而且，把經(jīng)過該取樣操作得到的I軸那一邊和Q軸那一邊多個(gè)數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)送到運(yùn)算器93上、進(jìn)行數(shù)字信號(hào)處理，得到基帶輸出。
圖37說明在該第二十四實(shí)施形態(tài)中、對正交的兩個(gè)信號(hào)進(jìn)行A/D變換時(shí)正交取樣之一例，圖37清楚地示出沿著圖36所示構(gòu)成中從接收帶通濾波器96以后一直到I軸那一邊電路部分的第一和第二以后A/D變換器90和91a~91m的構(gòu)成、在各個(gè)部位上流動(dòng)的信號(hào)。圖37中，Ts1表示取樣周期。
在這一實(shí)施形態(tài)中，借助于延時(shí)時(shí)間不同的(m+1)個(gè)A/D變換器，進(jìn)行(m+1)次取樣。因而，對于數(shù)字調(diào)制和多路復(fù)用情況下的信號(hào)，可以使高頻電路簡略化。其結(jié)果是，如果根據(jù)上述方法，即使對于復(fù)雜的多路數(shù)字調(diào)制信號(hào)，一對依靠互補(bǔ)本地振蕩頻率的變頻器，只用其中一個(gè)也能夠適應(yīng)，由此，能夠精簡大約一半高頻電路，并能減少消耗功率。再者，使用一個(gè)A/D變換器與集中提供取樣脈沖無疑也是等價(jià)的。
實(shí)施形態(tài)25圖38示出本發(fā)明第二十五實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。圖38中，符號(hào)1為天線；81為接受從天線1接收到的接收信號(hào)的接收輸入電路；88為調(diào)整有關(guān)接收信號(hào)增益的增益控制(AGC自動(dòng)增益控制)電路；90為對來自增益控制電路88的輸出信號(hào)進(jìn)行A/D變換的第一A/D變換器；91為把來自增益控制電路88的輸出信號(hào)作為與上述第一A/D變換器90不同系統(tǒng)的信號(hào)接受以后，對該信號(hào)進(jìn)行A/D變換的第二A/D變換器；92為具有產(chǎn)生高于這些第一和第二A/D變換器90和91中接收信號(hào)所具有帶寬的頻率的時(shí)鐘的功能，把延時(shí)脈沖串附加到取樣時(shí)鐘脈沖串上的功能，把取樣時(shí)鐘脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述第一和第二A/D變換器90和91的取樣脈沖而提供的功能的取樣信號(hào)發(fā)生源；93為從前述第一和第二A/D變換器90和91的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的運(yùn)算器。接收信號(hào)輸入部分81由放大電路94、帶通濾波器(接收頻帶)96構(gòu)成。還有，在增益控制電路88與第二A/D變換器91之間，設(shè)有移相器99。
其次，說明有關(guān)上述第二十五實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。從天線1接收的信號(hào)群借助于包括接收帶通濾波器96的接收信號(hào)輸入電路81，變成只有通信信道頻帶內(nèi)的信號(hào)。借助于增益控制電路88對該信號(hào)進(jìn)行增益調(diào)整、使其成為給定電平的信號(hào)，提供到第一A/D變換器90上。在這里，從取樣信號(hào)發(fā)生源9 2得到抽樣脈沖，包括頻率為頻率ω0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、和進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群。這樣，借助于第一A/D變換器90、對接收信號(hào)進(jìn)行二次取樣操作，將其變換成以所需信道信號(hào)為中心的數(shù)據(jù)，提供到運(yùn)算器93上。
借助于增益控制電路88調(diào)整增益、到給定電平的接收信號(hào)，通過另一系統(tǒng)的信號(hào)線輸入到移相器99，進(jìn)行移相處理操作，之后，提供到第二A/D變換器91上。在這里，從取樣信號(hào)發(fā)生源92得到包括頻率為頻率ω0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、和進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合的取樣脈沖。這樣，借助于第二A/D變換器91、對接收信號(hào)進(jìn)行二次取樣操作，將其變換成以所需信道信號(hào)為中心的數(shù)據(jù)，然后提供到運(yùn)算器93上。在運(yùn)算器93中，借助于這二者的數(shù)據(jù)、產(chǎn)生利用頻率ωc-ω0進(jìn)行變頻時(shí)的信息，同時(shí)，進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，把所需信號(hào)作為共同波提取出來。
圖39為，說明該第二十五實(shí)施形態(tài)中取樣信號(hào)發(fā)生源92操作之一例，表示一個(gè)A/D變換器(例如，90)、取樣信號(hào)發(fā)生源92、和圖38裝置中除運(yùn)算器93以外其它部分的簡略方框圖。在圖39的裝置中，使取樣信號(hào)發(fā)生源92產(chǎn)生頻率為頻率ω0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、延時(shí)電路還對該脈沖群進(jìn)行對ω0為時(shí)間τ的延時(shí)操作以后，將其結(jié)果附加到來自取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串上。
圖40為，為了說明該第二十五實(shí)施形態(tài)中取樣信號(hào)發(fā)生源92操作之另一例，是表示第一A/D變換器90、取樣信號(hào)發(fā)生源92、圖38裝置中除運(yùn)算器93以外把其它部分的概略方框圖。在圖40的例子中，使取樣信號(hào)發(fā)生源92產(chǎn)生頻率為ω0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、延時(shí)電路還對該脈沖群進(jìn)行對ω0為π/2時(shí)間的延時(shí)操作，產(chǎn)生來自取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和來自延時(shí)脈沖串附加電路的延時(shí)脈沖串，特別是延時(shí)了相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π/2相位差時(shí)間的延時(shí)脈沖。
圖41為，為了說明該第二十五實(shí)施形態(tài)中取樣信號(hào)發(fā)生源92操作之一另一例，表示第一A/D變換器90、取樣信號(hào)發(fā)生源92、除圖38裝置中的運(yùn)算器93以外，其它部分的簡略方框圖。在圖41的例子中，使取樣信號(hào)發(fā)生源92產(chǎn)生頻率為ω0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群，延時(shí)電路還對該脈沖群多次進(jìn)行對ω0為π/2時(shí)間的延時(shí)操作，產(chǎn)生來自取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和來自延時(shí)脈沖串附加電路的多串延時(shí)脈沖，特別是延時(shí)了相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π/2相位差時(shí)間的延時(shí)脈沖。
根據(jù)上述，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，通過不是用接收信號(hào)的載波頻率作為A/D變換器的取樣時(shí)鐘頻率、而是用以其帶寬為基礎(chǔ)的頻率，則即使該取樣頻率分量向空間漏泄，對通信也不會(huì)產(chǎn)生干擾，利用安裝在接收信號(hào)輸入電路81中的接收頻帶濾波器96，能夠很容易地防止這種漏泄。進(jìn)而，可以明了，因?yàn)槿宇l率比載波頻率低得多，所以，支配電路消耗功率的頻率很低，就行了。還有，因?yàn)樵诮邮针娐分懈静淮嬖谀M方式的變頻電路，所以，與此有密切關(guān)系的有源元件和濾波元件根本不需要了?？梢园袮/D變換器90和91、以及其后的數(shù)字信號(hào)處理電路全部構(gòu)造成集成電路，伴隨著在能夠小型化方面，即在集成電路內(nèi)部布線的要領(lǐng)是短、就行了這方面，減少消耗功率的效果是明顯的。根據(jù)上述，本實(shí)施形態(tài)不產(chǎn)生因本地振蕩頻率的漏泄所引起的通信干擾，能夠減少接收系統(tǒng)的功率，精簡接收電路，并能減少消耗功率。
實(shí)施形態(tài)26下面，說明有關(guān)本發(fā)明第二十六實(shí)施形。至今，在移動(dòng)體通信裝置的接收電路中，雖然完成了各種用來削減高頻電路部分、減少消耗功率的改良，但是，哪一種也沒有達(dá)到令人滿意的改善。在這里，作為圖42，示出日本標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字型汽車電話系統(tǒng)的頻率配置概略圖。在圖42中，例如，在日本標(biāo)準(zhǔn)的一例、即PDC的810MHz~826MHz中，包括640個(gè)波。即，在25KMz有1200個(gè)信道。直接對該頻帶進(jìn)行取樣，浪費(fèi)嚴(yán)重。因?yàn)槿菁{傳送信息的信道帶寬窄到23KHz，信息量少。因而，如果對接收的無線電頻率信號(hào)直接以共載波頻率(即，800MHz)為對方進(jìn)行取樣，雖然根據(jù)計(jì)算、取樣頻率須為幾GHz(吉赫)，但是，信息量只有25Khz，大部分取樣數(shù)據(jù)變得冗余。
本實(shí)施形態(tài)的接收裝置實(shí)現(xiàn)把接收信號(hào)直接加到A/D變換器上的方法，可以減少變頻器數(shù)。
根據(jù)香農(nóng)取樣定量，考慮有關(guān)把用來規(guī)定任意時(shí)間函數(shù)f(t)所需的取樣時(shí)間間隔最大值均等取樣的情況時(shí)，可以用下式來表示，這就成為周知的過取樣定理了。
f(t)=Σn=-∞∞f(n2W)sin(2πWt-nπ)2πWt-nπ---(63)]]>在這里，頻率W表示時(shí)間函數(shù)f(t)所包括頻率分量的上限，在此情況下，即為826MHz。因而，取樣速度為826MHz的兩倍以上，成為幾吉S/S。在這里，考慮有關(guān)把頻譜限定于f1~f2的情況下。這時(shí)，利用了香農(nóng)二次取樣定理的公式成為下式f(t)=TπΣn=-∞∞(f(nT)sin(π/T)(t-nT)2πWt-nπcosπ(f1+f2)(t-nT)]]>+fq(nT)sin(π/T)(t-nT)2πWt-nπsinπ(f1+f2)(t-nT))]]>fq(t)把f(t)全部頻譜的相位偏移了π/2的信號(hào)。
上式表明，如果在每一個(gè)取樣間隔T＝1/f2-f1內(nèi)、對f(t)和fq(t)之值進(jìn)行取樣，就完全能夠表示原信號(hào)f(t)。因而，假定f2-f1＝w(Hz)時(shí)，則取樣時(shí)間間隔為1/W，如果把f(t)和fq(t)交互取樣，就好了。即，如果設(shè)置在接收輸入電路中的濾波器帶寬為25KHz，則利用25KHz的取樣速度就能夠適應(yīng)。實(shí)際上，因?yàn)樵O(shè)置在接收輸入電路中的濾波器是在包括全部相鄰信道的狀態(tài)下設(shè)計(jì)的，故其帶寬為826(MHz)-810(MHz)＝16MHz即寬16MHz，取樣速度成為15MS/s。該接收信號(hào)的配置情況，示于圖43。圖43為日本標(biāo)準(zhǔn)數(shù)字方式汽車電話系統(tǒng)的信道配置概略圖。
圖44示出本發(fā)明第二十六實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。圖44中，符號(hào)1為天線；81為接收從天線1接收到的信號(hào)的接收輸入電路；88為調(diào)整有關(guān)接收信號(hào)增益的增益控制電路；90為對來自增益控制電路88的輸出信號(hào)進(jìn)行A/D變換的A/D變換器；92為具有產(chǎn)生高于該A/D變換器90中接收信號(hào)所具有帶寬的頻率的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘產(chǎn)生部分92a，把延時(shí)脈沖串附加到取樣時(shí)鐘脈沖串上的延時(shí)脈沖附加部分92b，把取樣時(shí)鐘脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述A/D變換器90的取樣脈沖而提供的脈沖相加部分92c的取樣信號(hào)發(fā)生源；93為從前述A/D變換器90的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的運(yùn)算器。接收輸入部分81由放大電路94、接收頻帶濾波器96構(gòu)成。
其次，說明有關(guān)上述第二十六實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。從天線1接收的信號(hào)群借助于包括接收帶通濾波器96的接收輸入電路81，變成只有通信信道頻帶內(nèi)的信號(hào)。借助于增益控制電路88對該信號(hào)進(jìn)行增益調(diào)整、成為給定電平的信號(hào)，提供到A/D變換器90上。A/D變換器90中，從取樣信號(hào)發(fā)生源92得到依靠頻率為頻率ω0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、與進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合在一起的脈沖群的取樣脈沖。這樣，A/D變換器90對接收信號(hào)進(jìn)行二次取樣操作，將其變換成以所需信道信號(hào)為中心的數(shù)據(jù)，提供到運(yùn)算器93上。在運(yùn)算器93中，借助于這一數(shù)據(jù)、產(chǎn)生利用頻率ωc-ω0進(jìn)行變頻時(shí)的信息，同時(shí)，進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，把所需信號(hào)、即BPSK信號(hào)作為共同波提取出來。
根據(jù)上述，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，主要是在具有多個(gè)信道的BPSK方式數(shù)字調(diào)制方式的通信系統(tǒng)等中，不使用變頻器就能夠接收所需波信道，能夠減少功率、精簡電路地實(shí)現(xiàn)接收電路。再者，在該第二十六實(shí)施形態(tài)中，雖然是作為使用一個(gè)A/D變換器90進(jìn)行A/D變換處理而構(gòu)成的，但是，通過把兩個(gè)A/D變換器并列配置起來、把兩種取樣脈沖串分開提供到這兩個(gè)A/D變換器上、在得到數(shù)字信號(hào)輸出以后進(jìn)行合成的方式也行。
實(shí)施形態(tài)27圖45示出本發(fā)明第二十七實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。圖45中，符號(hào)1為天線；81為接收從天線1接收到的接收信號(hào)的接收輸入電路；88為調(diào)整有關(guān)接收信號(hào)增益的增益控制電路；90為對來自增益控制電路88的輸出信號(hào)進(jìn)行A/D變換的第一A/D變換器；91為把來自第二增益控制電路88的輸出信號(hào)作為與上述第一A/D變換器90不同系統(tǒng)的信號(hào)接受以后，對該信號(hào)進(jìn)行A/D變換的第二A/D變換器；92為具有產(chǎn)生高于這些第一和第二A/D變換器90和91中接收信號(hào)所具有帶寬的頻率的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生部分92a，把延時(shí)脈沖串附加到取樣時(shí)鐘脈沖串上的延時(shí)脈沖附加部分92b，把取樣時(shí)鐘脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述第一和第二A/D變換器90和91的取樣脈沖而提供的脈沖相加部分92c的取樣信號(hào)發(fā)生源；93為從前述A/D變換器90和91的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的運(yùn)算器；99為接受上述增益控制電路88的輸出、進(jìn)行移相處理以后，把由此得到的信號(hào)送到第二A/D變換器92上的移相器。接收信號(hào)輸入部分81由放大電路94、接收頻帶濾波器96構(gòu)成。
其次，說明有關(guān)上述第二十七實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。從天線1接收的信號(hào)群借助于包括接收頻帶濾波器96的接收輸入電路81，變成只有通信信道頻帶內(nèi)的信號(hào)。借助于增益控制電路88對該信號(hào)進(jìn)行增益調(diào)整、成為給定電平的信號(hào)。把增益控制電路88的輸出分配給兩個(gè)系統(tǒng)。一個(gè)系統(tǒng)的輸出輸入到第一A/D變換器90上，從取樣信號(hào)發(fā)生源92接受依靠頻率與接收信號(hào)所具有帶寬相當(dāng)?shù)念l率以上的時(shí)鐘脈沖串、即頻率f0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、與進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合在一起的脈沖群的取樣脈沖，受到取樣控制。第一A/D變換器90產(chǎn)生與上述第二十六實(shí)施形態(tài)中A/D變換器完全相同的數(shù)字信號(hào)輸出，將其提供到運(yùn)算器93上。
另一方面，把增益控制電路88的輸出分配給另一個(gè)系統(tǒng)(第二系統(tǒng))。把第二系統(tǒng)連接到移相器99上，利用該移相器99使接收信號(hào)的相位改變90°。經(jīng)過該移相處理的信號(hào)輸入到第一A/D變換器91上，第二A/D變換器91從取樣信號(hào)發(fā)生器92接受頻率高于接收信號(hào)所具有的帶寬相應(yīng)的頻率的時(shí)鐘脈沖串、即頻率為f0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、與進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合在一起的脈沖群的取樣脈，受到取樣控制。在運(yùn)算器93中，產(chǎn)生利用頻率fc-f0進(jìn)行變頻時(shí)的信息，同時(shí)，進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，把所需信號(hào)作為共同波，把BPSK信號(hào)提取出來。其結(jié)果是，借助于運(yùn)算器93從第二A/D變換器91的數(shù)字輸出中提取出來的BPSK信號(hào)、與第一A/D變換器90那一邊的輸出之間，相位差90°。這兩種信息形成了BPSK信號(hào)系統(tǒng)。因此，根據(jù)上述，表明能夠解調(diào)QPSK系統(tǒng)通信方式的信號(hào)。
根據(jù)上述，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，主要是在具有多個(gè)信道的QPSK方式數(shù)字調(diào)制方式的通信系統(tǒng)等中，不使用變頻器就能夠接收所需波信道，能夠減少功率、精簡電路地實(shí)現(xiàn)接收電路。
實(shí)施形態(tài)28圖46示出本發(fā)明第二十八實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。這一實(shí)施形態(tài)借助于安裝到成為本發(fā)明根本的本地頻率互補(bǔ)偏置型直接變頻方式中、以單一的直接正交檢波電路為基礎(chǔ)的接收電路，來實(shí)現(xiàn)空間分集功能。圖46中，符號(hào)1為天線，由第一天線1a和第二天線1b的多個(gè)天線構(gòu)成。81為接收從第一天線1a接收到的第一接收信號(hào)的第一接收輸入電路；82為接收第二天線1b接收到的第二接收信號(hào)的第二接收輸入電路；83為輸入來自第一接收輸入電路81的接收信號(hào)、進(jìn)行變頻的第一變頻器；84為輸入來自第二接收輸入電路82的接收信號(hào)、進(jìn)行變頻的第二變頻器；85為把頻率為對所需波載波頻率進(jìn)行了信道間隔頻率之半的頻率偏置的輸出、分別提供到第一和第二變頻器83和84上的本地振蕩器；86為把第一變頻器83輸出信號(hào)的高頻頻帶濾除的第一低通濾波器；87為把第二變頻器84輸出信號(hào)的高頻頻帶濾除的第二低通濾波器；88為調(diào)整有關(guān)第一接收信號(hào)增益的第一增益控制(AGC自動(dòng)增益控制)電路；89為調(diào)整有關(guān)第二接收信號(hào)增益的第二增益控制電路；90為對來自第一變頻器83的輸出信號(hào)進(jìn)行A/D變換的第一A/D變換器；91為對來自第二變頻器84的輸出信號(hào)進(jìn)行A/D變換的第二A/D變換器；92為具有產(chǎn)生與這些第一和第二A/D變換器90和91中接收信號(hào)所具有的帶寬相當(dāng)?shù)念l率以上的時(shí)鐘的功能，把延時(shí)脈沖串附加到取樣的時(shí)鐘脈沖串上的功能，把取樣時(shí)鐘脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述第一和第二A/D變換器90和91的取樣脈沖而提供的功能的取樣信號(hào)發(fā)生源；93為從前述第一和第二A/D變換器90和91的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的運(yùn)算器。第一和第二接收輸入部分81分別由放大電路94和95、接收頻帶濾波器(帶通濾波器)96和97構(gòu)成。
其次，說明有關(guān)上述第二十八實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。從第一天線1a接收的信號(hào)群借助于接收頻帶濾波器96，變成只有通信信道頻帶內(nèi)的信號(hào)，借助于第一變頻器83、利用加了偏置的本地振蕩頻率fc+f0進(jìn)行變頻。該本地振蕩頻率由本地振蕩器8 5提供。其結(jié)果是，雖然把頻率2fc+f0和頻率-f0的輸出提供到第一低通濾波器86上，但是，借助于低頻通過特性，取出頻率-f0的信號(hào)。該信號(hào)借助于第一增益控制電路88、成為給定電平的信號(hào)，提供到第一A/D變換器90上。在這里，從取樣信號(hào)發(fā)生源92得到依靠頻率為頻率f0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、與進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合在一起的脈沖群的取樣脈沖。
這樣，第一A/D變換器90進(jìn)行二次取樣操作，把輸入信號(hào)變換成以所需信道信號(hào)為中心的數(shù)據(jù)。把變頻信號(hào)提供到運(yùn)算器93上。
從第二天線1b接收的信號(hào)群借助于接收頻帶濾波器97，變成只有通信信道頻帶內(nèi)的信號(hào)，借助于第二變頻器84、利用加了偏置的本地振蕩頻率fc+f0進(jìn)行變頻。該本地振蕩頻率由本地振蕩器85提供。其結(jié)果是，雖然把頻率2fc+f0和頻率-f0的輸出提供到第二低通濾波器87上，但是，借助于低頻通過特性，取出頻率-f0的信號(hào)。該信號(hào)借助于第二增益控制電路89、或?yàn)榻o定電平的信號(hào)，提供到第二A/D變換器91上。在這里，從取樣信號(hào)發(fā)生源92得到依靠頻率為頻率f0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、與進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合在一起的脈沖群的取樣脈沖。這樣，第二A/D變換器91進(jìn)行二次取樣操作，變換成以所需信道信號(hào)為中心的數(shù)據(jù)。把變頻信號(hào)提供到運(yùn)算器93上。在運(yùn)算器93中，由這二者的數(shù)據(jù)、產(chǎn)生利用頻率fc-f0進(jìn)行變頻時(shí)的信息，同時(shí)，進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，把所需信號(hào)作為共同波提取出來。
實(shí)施形態(tài)29圖47示出本發(fā)明第二十九實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。因?yàn)橛嘘P(guān)這一實(shí)施形態(tài)的接收電路、具有與有關(guān)上述第二十八實(shí)施形態(tài)的接收裝置大體相同的構(gòu)成，所以，有關(guān)同一部分標(biāo)以相同的符號(hào)，借此省略其詳細(xì)說明。在該第二十九實(shí)施形態(tài)中，設(shè)置兩個(gè)本地振蕩器。一個(gè)本地振蕩器85a與第二十八實(shí)施形態(tài)的本地振蕩器85相同，把該本地振蕩器85a連接到第一變頻器83上，把本地振蕩頻率fc+f0提供到該變頻器83上。把另一個(gè)本地振蕩器85b連接到第二變頻器84上，把本地振蕩頻率fc-f0提供到該變頻器84上，而構(gòu)成。
其次，說明有關(guān)上述第二十九實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。從第一天線1a接收的信號(hào)群借助于接收頻帶濾波器96，變成只有通信信道頻帶內(nèi)的信號(hào)，借助于第一變頻器83、利用加了偏置的本地振蕩頻率fc+f0進(jìn)行變頻。該本地振蕩頻率由本地振蕩器85a提供。其結(jié)果是，雖然把頻率2fc+f0和頻率-f0的輸出提供到第一低通濾波器86上，但是，借助于低頻通過特性，取出頻率-f0的信號(hào)。該信號(hào)借助于第一增益控制電路88、成為給定電平的信號(hào)，提供到第一A/D變換器90上。在這里，從取樣信號(hào)發(fā)生源92得到依靠頻率為頻率f0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、與進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合在一起的脈沖群的取樣脈沖。這樣，第一A/D變換器90進(jìn)行二次取樣操作，變換成以所需信道信號(hào)為中心的數(shù)據(jù)，提供到運(yùn)算器93上。
從第二天線1b接收的信號(hào)群借助于接收頻帶濾波器97，變成只有通信信道頻帶內(nèi)的信號(hào)，借助于第二變頻器84、利用加了偏置的本地增益頻率fc-f0進(jìn)行變頻。該本地振蕩頻率由本地振蕩器85b提供。其結(jié)果是，雖然把頻率2fc-f0和頻率f0的輸出提供到第二低通濾波器87上，但是，借助于低頻通過特性，取出頻率f0的信號(hào)。該信號(hào)借助于第二增益控制電路89、成為給定電平的信號(hào)，提供到第二A/D變換器91上。在這里，從取樣信號(hào)發(fā)生源92得到依靠頻率為頻率f0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、與進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合在一起的脈沖群的取樣脈沖。這樣，第二A/D變換器91進(jìn)行二次取樣操作，變換成以所需信道信號(hào)為中心的數(shù)據(jù)，提供到運(yùn)算器93上。在運(yùn)算器93中，由這二者的數(shù)據(jù)、產(chǎn)生利用頻率fc-f0進(jìn)行變頻時(shí)的信息，同時(shí)，進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，把所需信號(hào)作為共同波提取出來。
實(shí)施形態(tài)30圖48示出本發(fā)明第三十實(shí)施形態(tài)中接收電路的構(gòu)成方框圖。有關(guān)這一實(shí)施形態(tài)的接收電路具有與有關(guān)上述第二十八和第二十九實(shí)施形態(tài)的接收裝置基本相同的構(gòu)成，并將該構(gòu)成進(jìn)一步簡略化了。因此，有關(guān)與上述兩個(gè)實(shí)施形態(tài)相同的部分、標(biāo)以相同的符號(hào)，簡單地說明其構(gòu)成。
圖48中，符號(hào)1為無線，由第一天線1a和第二天線1b的多個(gè)天線構(gòu)成。81為接收從第一天線1a接收到的第一接收信號(hào)的第一接收輸入電路；82為接收從第二天線1b接收到的第二接收信號(hào)的第二接收輸入電路；88為調(diào)整有關(guān)第一接收信號(hào)增益的第一增益控制電路；89為調(diào)整有關(guān)第二接收信號(hào)增益的第二增益控制電路；90為對來自第一增益控制電路88的輸出信號(hào)進(jìn)行A/D變換的第一A/D變換器；91為對來自第二增益控制電路89的輸出信號(hào)進(jìn)行A/D變換的第二A/D變換器；92為具有提供與這些第一和第二A/D變換器90和91中接收信號(hào)所具有帶寬相當(dāng)?shù)念l率以上的時(shí)鐘的功能，把延時(shí)脈沖串附加到取樣時(shí)鐘脈沖串上的功能，把取樣時(shí)鐘脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為前述第一和第二A/D變換器90和91的取樣脈沖而提供的功能的取樣信號(hào)發(fā)生源；93為從前述第一和第二A/D變換器90和91的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的運(yùn)算器。第一和第二接收輸入部分81分別由放大電路94和95、接收頻帶濾波器96和97構(gòu)成。
其次，說明有關(guān)上述第三十實(shí)施形態(tài)的操作原理和操作。從第一天線1a接收的信號(hào)群借助于接收頻帶濾波器96，變成只有通信信道頻帶內(nèi)的信號(hào)，該信號(hào)借助于第一增益控制電路88、成為給定電平的信號(hào)，提供到第一A/D變換器90上。在這里，從取樣發(fā)生源92得到依靠頻率為頻率f0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、與進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合在一起的脈沖群的取樣脈沖。這樣，第一A/D變換器90進(jìn)行二次取樣操作，變換成以所需信道信號(hào)為中心的數(shù)據(jù)，提供到運(yùn)算器93上。
從第二天線1b接收的信號(hào)群借助于接收頻帶濾波器97，變成只有通信信道頻帶內(nèi)的信號(hào)，該信號(hào)借助于第二增益控制電路89、成為給定電平的信號(hào)，提供到第二A/D變換器91上。在這里，從取樣發(fā)生源92得到依靠頻帶為頻率f0的n倍(n為整數(shù))的脈沖群、與進(jìn)行了延時(shí)的同一頻率的脈沖群合在一起的脈沖群的取樣脈沖。這樣，第二A/D變換器91進(jìn)行二次取樣操作，變換成以所需信道信號(hào)為中心的數(shù)據(jù)，提供到運(yùn)算器93上。在運(yùn)算器93中，由這二者的數(shù)據(jù)、產(chǎn)生利用頻率fc-f0進(jìn)行變頻時(shí)的信息，同時(shí)，進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算，把所需信號(hào)作為共同波提取出來。本實(shí)施形態(tài)不是在A/D變換器的前級(jí)中進(jìn)行變頻，而是在A/D變換器內(nèi)具有這一功能。
根據(jù)上述，如果根據(jù)本實(shí)施形態(tài)，能夠?qū)崿F(xiàn)加到成為本發(fā)明根本的本地頻率互補(bǔ)偏置型變頻方式上的空間分集功能。
正如從上述各實(shí)施形態(tài)可以明了的那樣，因?yàn)楸景l(fā)明把通信系統(tǒng)所具有信道之間槽的頻率作為接收機(jī)的本地頻率、進(jìn)行直接變頻，同時(shí)，能夠防止在輸出信號(hào)中產(chǎn)生的頻率偏置和把相鄰信道的信號(hào)混入，所以，結(jié)果是，能夠減少接收系統(tǒng)的功率、精簡電路、減少消耗功率。
前述只限于本發(fā)明令人滿意的實(shí)施形態(tài)，并且，包括全部不偏離本發(fā)明精神和范圍的、在這里以公開為目的而示出各實(shí)施例的變更和修正。
權(quán)利要求
1.一種接收電路，包括從無線接收接收信號(hào)的接收信號(hào)輸入裝置；對來自所述接收信號(hào)輸入裝置的接收信號(hào)進(jìn)行變頻處理，得到相位不同的兩個(gè)輸出信號(hào)的正交解調(diào)器；把來自所述正交解調(diào)器的輸出信號(hào)輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第一和第二A/D變換器；產(chǎn)生與接收信號(hào)所具有帶寬相當(dāng)?shù)念l率二倍以上的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串延時(shí)、產(chǎn)生延時(shí)脈沖串的延時(shí)電路；把來自所述正交解調(diào)器的另一輸出信號(hào)輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第三和第四A/D變換器；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和所述延時(shí)脈沖串、作為所述第一～第四A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從所述第一～第四A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的正交分量的裝置。
2.一種接收電路，包括從天線接受接收信號(hào)的接收輸入裝置；對來自所述接收信號(hào)輸入裝置的接收信號(hào)進(jìn)行變頻處理、得到相位不同的兩個(gè)輸出信號(hào)的正交解調(diào)器；把來自所述正交解調(diào)器的一個(gè)輸出信號(hào)輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第一和第二A/D變換器；產(chǎn)生比接收信號(hào)所具有帶寬相應(yīng)的頻率高的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串延時(shí)、產(chǎn)生延時(shí)脈沖串的延時(shí)電路；把來自所述正交解調(diào)器的另一個(gè)輸出信號(hào)輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第三和第四A/D變換器；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和所述延時(shí)脈沖串、作為所述第一～第四A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從所述A/D第一～第四變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的正交分量的裝置；其中假定所述各延時(shí)電路的延時(shí)時(shí)間為相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π相位差以外的延時(shí)時(shí)間。
3.根據(jù)權(quán)利要求1中所述的接收電路，其特征在于，使所述延時(shí)電路的延時(shí)時(shí)間為相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π/2相位差的延時(shí)時(shí)間。
4.一種接收電路，具有從天線接受接收信號(hào)的接收信號(hào)輸入裝置；把該接收信號(hào)輸入、進(jìn)行A/D變換的一個(gè)A/D變換器；第二A/D變換器；提供比這些A/D變換器中接收信號(hào)所具有帶寬相應(yīng)的頻率高的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把延時(shí)脈沖串附加到來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串上的電路；把來自該取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為所述第一和第二A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從所述第一和第二A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的裝置。
5.根據(jù)權(quán)利要求4中所述的接收電路，其特征在于，使所述延時(shí)脈沖串附加電路的延時(shí)時(shí)間為相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π/2相位差時(shí)間。
6.根據(jù)權(quán)利要求4中所述的接收電路，其特征在于，設(shè)有產(chǎn)生多串所述延時(shí)脈沖的裝置，并使所述延時(shí)脈沖的延時(shí)時(shí)間為，特別是，相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π/2相位差以外的延時(shí)時(shí)間。
7.一種接收電路，具有從天線接受接收信號(hào)的接收輸入裝置；把該接收信號(hào)輸入、進(jìn)行A/D變換的單一A/D變換器；提供比所述A/D變換器中接收信號(hào)所具有帶寬高的頻率的脈沖的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把延時(shí)脈沖串附加到來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串上的電路；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和所述延時(shí)脈沖串、作為所述A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從所述A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的裝置。
8.一種接收裝置，具有從多個(gè)天線分別接受接收信號(hào)的多個(gè)接收信號(hào)輸入電路；把這些接收信號(hào)作為輸入的第一和第二變頻裝置；把頻率為對所需波載波頻率進(jìn)行了信道間隔頻率之半的頻率偏置的輸出、提供到所述第一和第二變頻裝置上的本地振蕩器；從所述第一和第二變頻裝置得到相應(yīng)信號(hào)的第一和第二A/D變換器；提供比所述第一和第二A/D變換器中接收信號(hào)所具有帶寬高的頻率的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把延時(shí)脈沖串附加到來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串上的電路；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和延時(shí)脈沖串、作為所述第一和第二A/D變換器的取樣脈沖而提供的裝置；從所述第一和第二A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的裝置。
9.根據(jù)權(quán)利要求8中所述的接收電路，其特征在于，獨(dú)立地設(shè)置對所述第一和第二變頻裝置提供信號(hào)的本地振蕩器；使各個(gè)本地振蕩頻率為，以所需波載波頻率為中心、正負(fù)地進(jìn)行為信道間隔之半的頻率偏置的頻率。
10.根據(jù)權(quán)利要求8中所述的接收電路，其特征在于，對所述多個(gè)接收信號(hào)中的兩個(gè)接收信號(hào)不是進(jìn)行變頻、而是將其提供到所述第一和第二A/D變換器上，在所述第一和第二A/D變換器內(nèi)具有變頻功能。
11.一種接收裝置，具有從天線接受接收信號(hào)的接收輸入裝置；對來自所述接收輸入裝置的接收信號(hào)進(jìn)行變頻處理、得到相位不同的兩個(gè)輸出信號(hào)的正交解調(diào)器；把來自所述正交解調(diào)器的一個(gè)輸出輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第一A/D變換器；把來自所述正交解調(diào)器的另一個(gè)輸出信號(hào)輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第二A/D變換器；提供與所述第一和第二A/D變換器中接收信號(hào)所具有帶寬相當(dāng)?shù)念l率以上的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串延時(shí)、產(chǎn)生延時(shí)脈沖串的延時(shí)電路；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和所述延時(shí)脈沖串、作為所述第一和第二A/D變換器的取樣脈沖一起提供的裝置；從所述第一和第二A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的正交分量的裝置。
12.一種接收裝置，具有從天線接受接收信號(hào)的接收輸入裝置；對來自所述接收輸入裝置的接收信號(hào)進(jìn)行變頻處理、得到相位不同的兩個(gè)輸出信號(hào)的正交解調(diào)器；把來自所述正交解調(diào)器的一個(gè)輸出輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第一A/D變換器；把來自所述正交解調(diào)器的另一個(gè)輸出信號(hào)輸入、把模擬信號(hào)變換成數(shù)字信號(hào)的第二A/D變換器；提供與所述第一和第二A/D變換器中接收信號(hào)所具有帶寬相當(dāng)?shù)念l率以上的時(shí)鐘的取樣時(shí)鐘發(fā)生器；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串延時(shí)、產(chǎn)生延時(shí)脈沖串的延時(shí)電路；把來自所述取樣時(shí)鐘發(fā)生器的脈沖串和所述延時(shí)脈沖串、作為所述第一和第二A/D變換器的取樣脈沖一起提供的裝置；從所述第一和第二A/D變換器的數(shù)字輸出數(shù)據(jù)、提取所需接收信道信號(hào)的正交分量的裝置。假定所述延時(shí)電路的延時(shí)時(shí)間為相當(dāng)于所述所需信道信號(hào)頻率的π相位差以外的延時(shí)時(shí)間。
13.根據(jù)權(quán)利要求11中所述的接收電路，其特征在于，使所述延時(shí)電路的延時(shí)時(shí)間為相當(dāng)于所需信道信號(hào)頻率的π/2相位差時(shí)間的延時(shí)時(shí)間。
全文摘要
主要是在具有多個(gè)信道的數(shù)字調(diào)制方式的通信系統(tǒng)中，與接收電路有關(guān)，能夠減少接收系統(tǒng)的功率、精簡電路、減少消耗功率。借助于從本地頻率信號(hào)發(fā)生電路4把與信道間中心值匹配的上、下頻率分別提供到第一變頻電路2和第二變頻電路3上，可以產(chǎn)生分別按所需波、以及上側(cè)信道和下側(cè)信道這三個(gè)信號(hào)的兩個(gè)輸出信號(hào)；利用共同波提取電路5，把各變頻電路2和3中共同存在的所需波提取出來；利用頻率偏置電路6，把該輸出中ω0的頻率偏置消除；進(jìn)而，利用濾波器8，把不需要的頻率分量消除。還有，在共同波提取電路5中，利用變壓器，借助于利用互感，至少可以使共同波與非共同波在電路內(nèi)的差異、比過去增大一倍以上。
文檔編號(hào)H03D7/16GK1501590SQ200310116328
公開日2004年6月2日 申請日期1995年11月30日 優(yōu)先權(quán)日1994年11月30日
發(fā)明者太田現(xiàn)一郎, 豬飼和則, 佐佐木富士雄, 則, 富士雄 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會(huì)社