專利名稱：用于數(shù)據(jù)通信設(shè)備的混合式均衡裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及數(shù)據(jù)通信設(shè)備(如調(diào)制解調(diào)器)，具體地說涉及數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中的信號均衡技術(shù)。
在數(shù)據(jù)通信系統(tǒng)中，始終不同程度上存在著碼間干擾(ISI)。ISI取決于通信信道的傳輸特性(即信道響應(yīng))，一般說來，會使在一個傳輸序列中的相鄰數(shù)據(jù)符號擴展而相互干擾。如果信道響應(yīng)差，那么ISI就成為在兩個數(shù)據(jù)終端之間進行低錯誤率通信的主要障礙。事實上，數(shù)據(jù)率(即頻率)越高，由于傳輸信道中的高頻衰減越大，因此ISI的影響也就越嚴重。所以，當(dāng)前在本地環(huán)路的環(huán)境中使傳輸速度越來越高的種種努力都必需有效地克服ISI對所發(fā)送的數(shù)據(jù)信號的影響。
如所周知，在接收機中通常用一個判斷反饋均衡器(DFE)來消除ISI。就理論而言，有兩種數(shù)學(xué)上是等效的DFE形式。一種是ISI預(yù)測DFE(ISI—DFE)，另一種是噪聲預(yù)測DFE(NP—DFE)。雖然數(shù)學(xué)上是等效的，但在實際上對每一種的性能都有一些限制，這些限制在高速通信系統(tǒng)中就相當(dāng)顯著。具體地說，ISI—DFE和NP—DFE的性能都受到通信信道產(chǎn)生的噪聲(即信道噪聲)和誤傳播的影響。
在ISI—DFE的情況下，構(gòu)成ISI—DFE的前饋濾波部分和ISI預(yù)測反饋濾波部分各都消除一部分ISI。然而不幸的是，信道噪聲經(jīng)前饋濾部分處理后可能呈現(xiàn)為稍帶色的噪聲，而不是自噪聲。也就是說，前饋濾波部分采用典型的自適應(yīng)算法不一定收斂到一個理想的預(yù)白化解。這個由前饋濾波部分所提供的有色噪聲將使性能降低。換句話說，ISI—DFE的性能是受到限制的，并非最佳。
或者，如上所述，接收機可以采用NP—DFE。NP—DFE包括一個線性均衡器，后接一個NP反饋濾波部分。在理論上，可以由線性均衡器消除全部ISI，而由NP反饋部分消除任何有色的信道噪聲。然而，在線性均衡器的設(shè)計中，需要對降低噪聲和消除ISI進行折衷，這種折衷表現(xiàn)為在消除ISI的線性均衡器中采用“最小均方誤差”(MMSE)準則。因此，在線性均衡器所提供的信號中始終還有原ISI的殘余形態(tài)。這個ISI的殘余形態(tài)將使性能降低，因而即使是NP—DFE也不能提供最佳的DFE性能。值得注意的是，在線性均衡器中可以采用另一種稱為“迫零”的準則，迫使ISI趨于零。然而，這種迫零方法只有在信道響應(yīng)無頻譜零點的情況下才是切實可行的。
盡管無論采用ISI—DFE還是NP—DFE在性能上都有上述實際限制，從事該技術(shù)領(lǐng)域的一些人們已經(jīng)證識到了采用混合型結(jié)構(gòu)對于改善DFE性能還有一定潛力。例如，在Graf等人的文章“采用噪聲預(yù)測的全數(shù)字自適應(yīng)2.048兆比特/秒數(shù)據(jù)傳輸系統(tǒng)的設(shè)計及性能”(“Design and Performance of an All—Digital Adap-tive 2.048MBIT/S Data Transmission Sgstem Using Noise Predic-tion”，ISCAS 1989 pp。1808—1812)中所提出的那種DFE由一個符號間隔的先行(precursor)僅自適應(yīng)迫零前饋濾波器后接并聯(lián)的一個最小均方(LMS)ISI預(yù)測濾波器和一個LMS噪聲預(yù)測濾波器構(gòu)成。在這種情況下，通過ISI預(yù)測濾波器和噪聲預(yù)測濾波器來彌補使用符號間隔的先行僅迫零前饋濾波器的不足。不幸的是，使用符號間隔僅先行迫零前饋波波器在有信道失真和干擾的情況下并不能提供最佳DFE性能。此外，Graf等人的文章指出這三個濾波器都使用LMS算法不能保證穩(wěn)狀性能。因此，雖然這種混合式結(jié)構(gòu)在這特定通信環(huán)境是有用的，但不能完全解決高速通信系統(tǒng)中在有信道噪聲的情況下獲得最佳DFE性能的問題。
此外，如上面所提到的那樣，無論采用ISI—DFE還是NP—DFE都會在接收機中引起“錯誤傳播”的效應(yīng)。ISI—DFE和NP—DFE都按照是正確的數(shù)據(jù)符號作出判決(即估計)。由于ISI—DFE和NP—DFE都用了反饋，因此對現(xiàn)行接收符號的錯誤估計將影響對隨后的各接收符號。通常，如原有技術(shù)所指出的那樣，采用預(yù)編碼來消除差錯傳播的影響。如果接收機帶有ISI—DFE，則將所得到的ISI—DFE的各系數(shù)值(如在本技術(shù)領(lǐng)域中所知那樣記為I(z))例如通過反向信道發(fā)回給發(fā)射機，由發(fā)射機在預(yù)編碼中使用。如果接收機帶有NP—DFE，則將N(z)系數(shù)值發(fā)回給發(fā)射機。然而，對于混合式DFE情況來說，I(z)＋N(z)這種直接方式不能為發(fā)射機中的預(yù)編碼提供最佳解。
當(dāng)在接收機中使用混合式DFE結(jié)構(gòu)時，發(fā)現(xiàn)發(fā)射機使用一組系數(shù)值來進一步減小在預(yù)編碼數(shù)據(jù)信號時誤傳播的影響。具體來說，發(fā)射機使用利用混合DFE結(jié)構(gòu)的系數(shù)值C(z)的預(yù)編碼器，即C(z)＝(1＋I(z))(1＋N(z))－1其中，和現(xiàn)有技術(shù)一樣，I(z)和N(z)表示分別在ISI—DFE和NP—DFE適應(yīng)后所得的系數(shù)值。
在本發(fā)明的一個實施例中，使用Tomlinson預(yù)編碼來使誤傳播最小，其中，Tomlinson預(yù)編碼器使用的系數(shù)值為(1＋I(z))(1＋N(z))－1。
在本說明書的附圖中

圖1為原有技術(shù)的ISI—DFE的方框圖；圖2為原有技術(shù)的NP—DFE的方框圖；圖3為體現(xiàn)本發(fā)明原理的一種通信系統(tǒng)的方框圖；圖4為體現(xiàn)本發(fā)明原理的一種混合式DFE結(jié)構(gòu)的方框圖；圖5為在圖4所示的混合式DFE結(jié)構(gòu)中使用的、體現(xiàn)本發(fā)明原理的一種自適應(yīng)調(diào)整次序的例示性流程圖；圖6為圖4中所示的、體現(xiàn)本發(fā)明原理的正饋濾波器105的方框圖；圖7為在圖3中所示的發(fā)射機中使用的預(yù)編碼器的方框圖；圖8為一個例示性信號點陣空間；圖9為按照本發(fā)明的原理所提出的在通信階段期間的混合式DFE的一個實施例的方框圖；圖10為按照本發(fā)明的原理所提出的在通信階段期間的混合式DFE的另一個實施例的方框圖；圖11為按照本發(fā)明的原理所提出的在通信階段期間的混合式DFE的又一個實施例的方框圖；以及圖12為按照本發(fā)明的原理所提出的一種再訓(xùn)練方法的流程圖。
在說明本發(fā)明的原理以前，先介紹其他一些有關(guān)背景知識。圖1示出了一種原有技術(shù)的ISI—DFE，它包括前向濾波器50、加法器55、限制器60和ISI反饋濾波器65。需處理的接收數(shù)據(jù)信號通過采樣器48和線49加到前饋濾波器50。前饋濾波器50濾除掉接收數(shù)據(jù)信號中存在著的一部分ISI。前饋濾波器50的輸出信號通過采樣器53加到加法器55，在理論上由加法器55減去由ISI反饋濾波器65濾出的ISI剩余部分。加法器55將輸出信號加到線56上，送到限制器60。限制器60根據(jù)線56上的信號映射到一個預(yù)定的數(shù)據(jù)符號點陣空間(未示出)的函數(shù)關(guān)系選出具體的數(shù)據(jù)符號。限制器60每隔T秒提供一個數(shù)據(jù)符號，T的倒數(shù)即為數(shù)據(jù)符號率。這數(shù)據(jù)符號是發(fā)送符號的估值，由限制器60加到線61上，供其他接收機電路(未示出)處理，以便恢復(fù)實際發(fā)送數(shù)據(jù)。(如果它是一個諸如格碼編碼那樣的編碼信號，則在限制器輸入端的值可用于維特比(Viterbi)解碼器)。此外，這發(fā)送符號估值還送至ISI反饋濾波器65，由ISI反饋濾波器65利用這些估值預(yù)測要從接收信號中濾除的ISI量。只要這個對現(xiàn)行發(fā)送符號的估值是正確的，那么實際上不會有問題。然而，如果這個對現(xiàn)行發(fā)送信號的估值是錯誤的，那么反饋段就將這錯誤加到下一個接收符號上，引起錯誤傳播。結(jié)果，如眾所周知，通常采用一種非線性預(yù)編碼技術(shù)來盡量減小差錯傳播。
在預(yù)編碼技術(shù)中，接收機有兩個工作階段。在稱為“建點”或“訓(xùn)練”階段的第一階段，接收機的ISI—DFE調(diào)節(jié)到從發(fā)射機發(fā)送的標準測試信號。通常，發(fā)射機發(fā)送的這個測試信號并沒有預(yù)編碼。在ISI—DFE進行調(diào)節(jié)時，通過反向信道將所得到的ISI—DFE系數(shù)值(如在該技術(shù)領(lǐng)域所周知的那樣標為I(z)發(fā)回給發(fā)射機。從此，進入第二階段，即“通信”階段。在通信階段，現(xiàn)在發(fā)射機用任何所周知的預(yù)編碼技術(shù)(如湯姆林森(Tomlinson)預(yù)編碼)對數(shù)據(jù)進行預(yù)編碼后再加以發(fā)送。無論采用的是什么預(yù)編碼方法，這預(yù)編碼技術(shù)利用了前面提到的由接收機中的ISI—DFE確定的系數(shù)值I(z)。于是，接收機以補償方法對任何接收信號進行處理，解除預(yù)編碼。然而，一般在通信階段不再使用ISI—DFE部分，因為發(fā)射機中的預(yù)編碼相當(dāng)于執(zhí)行反饋功能，所以不再有錯誤傳播問題。
類似，圖2示出了一種原有技術(shù)的NP—DFE結(jié)構(gòu)。這種NP—DFE結(jié)構(gòu)包括線性均衡器(LE)80、加法器85、限制器90、加法器95和NP反饋濾波器75。需處理的接收數(shù)據(jù)信號通過采樣器78和線79加到LE80。LE80理論上能消除掉出現(xiàn)在接收數(shù)據(jù)信號中的所有ISI，但總留有殘余部分。LE80的輸出信號通過采樣器83加到加法器85。在理論上，加法器85減去由NP反饋濾波器75估計的信道噪聲的剩余預(yù)測部分。加法器85將輸出信號加到線86上，送到限制器90。限制器90根據(jù)線86上的信號映射到一個預(yù)定的數(shù)據(jù)符號點陣空間(未示出)的函數(shù)關(guān)系選出具體的數(shù)據(jù)符號。限制器90每隔T秒提供一個數(shù)據(jù)符號，T的倒數(shù)即為數(shù)據(jù)符號率。這數(shù)據(jù)符號是發(fā)送符號的估值，由限制器90加到線91上，供其他接收機電路(未示出)處理，以便恢復(fù)實際發(fā)送數(shù)據(jù)。(如果它是一個諸如格碼編碼那樣的編碼信號，則在限制器輸入端的值可用于維特比解碼器)。此外，這發(fā)送符號估值還送至加法器95。加法器95將線82上經(jīng)ISI消除處理的信號減去發(fā)送符號估值后送至NP反饋濾波器75，由NP反饋濾波器75用來預(yù)測需從接收信號中消除的信道噪聲量。然而，與上述ISI—DFE一樣，也存在著錯誤傳播問題，通常也是通過在發(fā)射機中用系數(shù)值N(z)進行非線性預(yù)編碼來解決的。但是，在發(fā)射機按NP—DFE接收機提供的系數(shù)進行預(yù)編碼的通信階段，接收機結(jié)構(gòu)稍有一些不同。具體地說，接收機結(jié)構(gòu)改變?yōu)榫€性均衡器后接一個包括1＋N(z)響應(yīng)的濾波器。在通信階段，與上述ISI—DFE預(yù)編碼情況一樣，通常不再使用NP—DFE。
圖3示出了體現(xiàn)本發(fā)明原理的示意性通信系統(tǒng)。對于這個例子，只示出了一個傳輸方向，也就是發(fā)射機10通過通信信道15向接收機20發(fā)送信號。發(fā)射機10中有一個預(yù)編碼器，而接收機20中有一個混合式DFE。
圖4示出了用于接收機20的體現(xiàn)本發(fā)明原理的混合式DFE結(jié)構(gòu)實施例。具體地說，這種混合式DFE結(jié)構(gòu)包括一個自適應(yīng)前饋濾波部分后接并聯(lián)的一個ISI預(yù)測濾波器和一個噪聲預(yù)測濾波器。為了簡明起見，圖4中沒有示出接收機的其他器件。除了本發(fā)明的概念外，圖4中的各部分都是眾所周知的，不再詳細說明。例如，前饋濾波部分(FF)105通常是一個分數(shù)間隔均衡器，也可以是一個符號間隔均衡器，只是性能差一些而硬件簡單一些而已。雖然為了明顯起見采樣器108單獨示出，其實只是分數(shù)間隔均衡器的一個部分。濾波處理所得到的輸出取決于濾波系數(shù)，這在FF105的情況下表示為F(z)，如所周知。
在建立階段，接收到的訓(xùn)練信號通過采樣器103和線104加到FF105，進行處理。按照本發(fā)明，F(xiàn)F105是一個自適應(yīng)濾波器，其系數(shù)F(z)由線136上的自適應(yīng)信號控制，這在下面將要加以說明。FF105濾除了接收數(shù)據(jù)信號中的一部分ISI。雖然采用一個自適應(yīng)濾波器通?？梢愿纳苹旌鲜紻FE的性能，然而本發(fā)明的發(fā)明者發(fā)現(xiàn)，如果證實設(shè)計這前饋濾波器和混合式DFE自適應(yīng)方式，可以使這性能達到最佳。
ISI一DFE和NP—DFE的自適應(yīng)過程應(yīng)依次分別進行，例如按圖5所示的次序。雖然沒有示出，但圖5各步驟是在接收機20(圖3)中的一個控制器(如微處理器)配合下共同執(zhí)行的。在步驟300，只是圖4所示混合式DFE的ISI—DFE部分進行自適應(yīng)。具體地說，NP反饋濾波器155由線154上的NP控制信號切斷。在這種情況下，NP反饋濾波器155的輸入信號值設(shè)置為零。相反，ISI反饋濾波器125和FF105的自適應(yīng)過程由線124上的ISI控制信號啟動。因此，在這個訓(xùn)練的第一階段，只是動用ISI—DFE消除出現(xiàn)在所接收的訓(xùn)練信號中的任何ISI。
具體地說，再參看圖4所示，F(xiàn)F105的輸出信號通過采樣器108加到加法器110。在理論上，加法器110從FF105的輸出信號中減去由ISI反饋波波器125濾出的ISI剩余部分。加法器110將輸出信號加到線111上。在這一點上，如前面所述那樣，線111上的信號通常仍含有有色的信道噪聲。這信號加到加法器115和加法器130(下面說明)。由于NP反饋濾波器155被切斷，線156上并沒有有色信道噪聲的估值，也就是說線156上的信號值為零，因此加法器110的輸出信號直接通過加法器115加到線116上。線116上的信號加到限制器120。限制器120根據(jù)線116上的信號映射為一個預(yù)定的數(shù)據(jù)符號點陣空間(未示出)中的點的函數(shù)關(guān)系選出具體的數(shù)據(jù)符號。限制器120每隔T秒提供一個數(shù)據(jù)符號，T的倒數(shù)即為數(shù)據(jù)符號率。這數(shù)據(jù)符號是所接收的符號的估值，由限制器120加到線121上，供其他接收機電路(未示出)處理，以便恢復(fù)實際發(fā)送數(shù)據(jù)，在這種情況下就是訓(xùn)練信號所表示的數(shù)據(jù)。
限制器120的輸出信號還加到ISI反饋濾波器125和加法器130、145。ISI反饋濾波器125預(yù)測出所接收的信號中的ISI量，產(chǎn)生一個ISI預(yù)測信號，通過線126加到加法器110。如前面所述那樣，加法器110通過將FF105的輸出信號減去ISI預(yù)測信號從所接收的信號中消除掉ISI的剩余部分。
加法器130通過將線111上經(jīng)ISI消除的信號減去限制器120提供的估計數(shù)據(jù)符號，產(chǎn)生一個誤差信號el，加到線131上。這個誤差信號el表示還沒有被FF105、ISI反饋濾波器125，或者噪聲反饋濾波器135校正的ISI誤差和信道噪聲的總和。誤差信號el用來通過乘法器135和140分別調(diào)整FF105和ISI反饋濾波器125，還提供給下面要說明的噪聲反饋濾波器155作為輸入信號。假設(shè)FF105和ISI反饋濾波器125的自適應(yīng)算法(未示出)遵從采用MMSE、迫零或其他變型準則，這是眾所周知的。乘法器135將誤差信號el乘以一個常數(shù)即(調(diào)整步長)α1。加到線136上的所得信號用來調(diào)整FF105。線131上的信號是噪聲反饋濾波器155(將在下面說明)的輸入信號。線131上的信號還加到乘法器140，乘法器140將信號el乘以步長α2。加到線141上的所得信號用來調(diào)整ISI反饋濾波器125。α1和α2的值通常設(shè)成相等或相差不大，但比步長α3小得多。在步驟310，將誤差信號el與一個預(yù)定常數(shù)E1進行比較。常數(shù)E1表示所要求的ISI差錯率，所以按通信信道具體類型由實驗確定，也可以設(shè)置為通信系統(tǒng)規(guī)定的要求值。例如，可以設(shè)E1對于非編碼情況為10-7，而對于編碼情況的10-3。如果信號el的值大于或等于E1，則返回步驟300，繼續(xù)調(diào)整ISI—DFE。然而，如果信號el的值小于E1，則進至步驟320，啟動圖4混合式DFE的NP—DFE部分，而對ISI—DFE和FF105此時可繼續(xù)進行調(diào)整，也可以“凍結(jié)”而不作調(diào)整。因此，現(xiàn)在NP反饋濾波器155由線154上的NP控制信號啟動，進行工作。應(yīng)該注意的是，在線124上的ISI控制信號只控制FF105和ISI反饋濾波器125的自適應(yīng)調(diào)整，這兩個濾波器仍然工作，根據(jù)在步驟300確定的這些系數(shù)值消除ISI。然而，線154上的NP控制信號則對NP反饋濾波器154的工作進行控制。
在這個第二階段，假設(shè)從所接收的訓(xùn)練信號中還需濾除的只是剩下的有色信道噪聲。這有色信道噪聲預(yù)測部分由圖4混合式DFE的NP—DFE部分濾除。具體地說，加法器115將線111上經(jīng)ISI濾波的信號減去由NP反饋濾波器115預(yù)測的有色信道噪聲部分。如上所述，加法器115的輸出信號通過線116加到限制器120。
加法器145通過將限制器120的輸入信號減去估計數(shù)據(jù)符號形成誤差信號e2，加到線146上。這誤差信號表示了還沒有被噪聲反饋濾波器155校正的剩余信道噪聲量。誤差信號e2用來調(diào)整噪聲反饋濾波器155，還加到乘法器150作為輸入信號。假設(shè)噪聲反饋濾波器115遵從采用MMSE迫零或其變型的準則，如所周知。乘法器150將誤差信號e2乘以步長a3，所得到的信號加到線151上，用來調(diào)整噪聲反饋濾波器155。
與上述步驟310相同，在步驟330將誤差信號e2的值與一個預(yù)定常數(shù)E2進行比較。常數(shù)E2表示所要求的信道差錯率，可以按通信信道的具體類型由實驗確定，也可以設(shè)置為通信系統(tǒng)規(guī)定的要求值。例如，可以設(shè)E2對于非編碼情況為小于10-7，而對于編碼系統(tǒng)為小于10-3。如果信號e2的值大小或等于E2，則返回步驟320，繼續(xù)調(diào)整NP—DFE。然而，如果信號e2的值小于E2，則混合式DFE的NP—DFE部分結(jié)束初始自適應(yīng)過程，進至通信階段。
可以看到，采用這種調(diào)節(jié)次序的結(jié)果，由于首先是消除信號的ISI部分，因此所得到的用I(z)表示的ISI系數(shù)將比所得到的用N(z)表示的NP系數(shù)更占優(yōu)勢，也就是說I(z)＞＞N(z)。這個特點下面將進一步加以說明。
除了安排調(diào)節(jié)過程的次序外，如果認真設(shè)計前向濾波部，可以使混合式DFE的性能達到最佳。如所周知，自適應(yīng)濾波器通常是一個具有一組抽頭的延遲線。各抽頭分別表示所接收信號在間隔通常為T/R的相應(yīng)時刻的值，其中1/T為符號率，而R通常為整數(shù)，也可以是分數(shù)。圖6示出了FF105的通用結(jié)構(gòu)。FF105包括有K個抽頭的延遲線200。各抽頭的輸出分別乘以值由上述方式調(diào)整的相應(yīng)系數(shù)Ki。如所周知，“主抽頭”是中心抽頭，與FF輸出端上的“當(dāng)前的”符號對應(yīng)。在圖6中，中心抽頭表示為抽頭n＋1。此外，如在該技術(shù)領(lǐng)域中所知的那樣，前饋濾波器既執(zhí)行先行濾波，也執(zhí)行后續(xù)濾波。所謂先行濾波是指由于在當(dāng)前符號先所接收的那些符號而引起的這部分ISI，而后續(xù)濾波是指由于在當(dāng)前符號后所接收的那些符號而引起的這部分后續(xù)ISI。后續(xù)濾波就實質(zhì)而言是預(yù)測性能，主要由ISI—DFE的ISI反饋濾波器完成。前面所提到的Wang的美國專利申請認為，由于前饋濾波部分也執(zhí)行后續(xù)濾波(這相當(dāng)于一個“理論”匹配濾波器的后尾寬度)，因此在這兩個濾波器之間存在著相互牽制的情況，也就是說，在調(diào)整這兩個濾波器時，前饋濾波部分將與ISI反饋濾波器沖突。這樣就要求減少由前饋濾波部分執(zhí)行的后續(xù)濾波量。因此，按照本發(fā)明，“主抽頭”偏離中心抽頭，使得先行抽頭數(shù)大于后續(xù)抽頭數(shù)。通常在前饋濾波部分中只需保留少數(shù)幾個用來進行后續(xù)濾波的符號。如圖6所示，提供后續(xù)濾波的抽頭為抽頭n－1和n－2。(此外，如果還要求進一步減少FFl05的后續(xù)濾波量，可以將與誤差信號e1相乘的步長α1分為兩個不同的步長α10和α11，其中α10與后續(xù)濾波對應(yīng)，選成小于α20)結(jié)果，用來調(diào)整FFl05后續(xù)濾波部分的誤差信號的后續(xù)分量小于用來調(diào)整ISI反饋濾波器125的誤差信號。因此，F(xiàn)Fl05對后續(xù)誤差的調(diào)節(jié)就要比ISI反饋濾波器125慢。
如上所述，圖4所示的混合式DFE就成為ISI系數(shù)占優(yōu)的DFE，在有信道失真和噪聲的情況下可以達到最佳DFE性能。然而，錯誤傳播的問題仍然存在。如前面所述，圖3的通信系統(tǒng)采用了眾所周知的預(yù)編碼方法來減小錯誤傳播對DFE性能的影響。在這個實例中，采用該領(lǐng)域中所周知的“湯姆林森”預(yù)編碼與圖4的混合式DFE配合。圖7示出了發(fā)射機10的預(yù)編碼部分實例。
在圖7中，數(shù)據(jù)信號加到包括加法器605、模ZL部件610和濾波器615的湯姆林森預(yù)編碼器。除了本發(fā)明的創(chuàng)意外，湯姆林森預(yù)編碼器的作用與原有技術(shù)中的相同。具體地說，加法器605將數(shù)據(jù)信號減去下面將要說明的濾波器615產(chǎn)生的信號。加法器605的輸出信號加到模ZL部件610，由模ZL部件610執(zhí)行所周知的處理后，將得到的輸出數(shù)據(jù)符號流加到線611上，送至發(fā)射機620。例如，模ZL部件610將線606上的加法器輸出信號映射到信號點陣空間中的一個位置。這種映射用模ZL算法完成，其中L為信號點陣空間的大小。圖8示出了一個示例性的信號點陣空間，這里L(fēng)＝7＋1。發(fā)射機620為發(fā)射機10的其余部分，用來向通信信道15提供已調(diào)信號。輸出數(shù)據(jù)符號流還加到濾波器615，由它按多項式函數(shù)(即濾波器響應(yīng))C(z)加以濾波。C(z)由接收機20在上述訓(xùn)練階段后發(fā)出，表示I(z)和N(z)的自適應(yīng)系數(shù)組合。
如前面所提到的那樣，預(yù)編碼通常是根據(jù)訓(xùn)練期間確定的自適應(yīng)系數(shù)進行的。一旦訓(xùn)練結(jié)束，這些自適應(yīng)系數(shù)就發(fā)回給發(fā)射機，供預(yù)編碼器使用。因此，由于預(yù)編碼器現(xiàn)在調(diào)節(jié)ISI和信道噪聲，圖4的混合式DFE結(jié)構(gòu)必需加以修正。在通信階段采用一種修正實例示于圖9，其中示出了接收機20的一部分。
雖然在原有技術(shù)中已經(jīng)知道預(yù)編碼的一般方法，即濾波器615(圖7)必需根據(jù)接收機中混合式DFE的自適應(yīng)情況提供某種濾波器響應(yīng)，但是本發(fā)明的發(fā)明者發(fā)現(xiàn)，如果將自適應(yīng)系數(shù)按一種特定方式加以組合，就可以使圖3的通信系統(tǒng)獲得最佳DFE性能。具體地說，為了說明怎樣確定在使用混合式DFE時預(yù)編碼器中所需的系數(shù)，設(shè)想以下假想情況。首先假設(shè)在發(fā)射機端的預(yù)編碼器系數(shù)為零，然后觀察系統(tǒng)響應(yīng)。這個系統(tǒng)響應(yīng)就是確定預(yù)編碼器系數(shù)的基礎(chǔ)。
參見圖9，在前饋濾波器(FF)650的輸出端，系統(tǒng)響應(yīng)為1＋I(z)，因為后續(xù)響應(yīng)并沒有進行校正。也就是說，輸出信號是現(xiàn)行符號(用數(shù)“l(fā)”表示)加上后續(xù)ISI。如前面所述，前饋濾波部分產(chǎn)生輕微有色的噪聲。為了白化這輕微有色噪聲，用了一個1＋N(z)濾波器，即濾波器部分655。在這個濾波器的輸出端，系統(tǒng)響應(yīng)就成為(1＋I(z)(1＋N(z)。因此，預(yù)編碼器需要應(yīng)付的殘差響應(yīng)為C(z)＝(1＋I(z))(1＋N(z))－1(1)
式中，數(shù)“1”也是表示現(xiàn)行符號。
由式(1)可見，由于I(z)和N(z)都是接收機20在相應(yīng)訓(xùn)練階段得出、發(fā)回給發(fā)射機10的，因此按式(1)將I(z)和N(z)進行組合就得到了濾波器615的濾波器響應(yīng)函數(shù)。
如圖9所示，在通信階段，所接收的預(yù)編碼數(shù)據(jù)信號加到FF650，其輸出由濾波器響應(yīng)為(1＋N(z))的濾波器655處理后加到湯姆林森解碼器670。解碼器670輸出的數(shù)據(jù)符號序列加到限制器675。限制器675得出發(fā)送數(shù)據(jù)符號的估值，提供給接收機20的其他部分(未示出)。此外，加法器680所產(chǎn)生的誤差信號用來調(diào)整FF650。
應(yīng)該注意的是，即使是在通信階段仍然希望可以繼續(xù)調(diào)整DFE以減小通信信道響應(yīng)的變化。例如，在訓(xùn)練結(jié)束后，鄰近電纜的串話可能影響信道的狀況。圖10示出了一種混合式DFE結(jié)構(gòu)實例。在這個實例中，圖4的混合式DFE的I(z)和N(z)系數(shù)在訓(xùn)練階段后復(fù)位為零，允許在通信階段繼續(xù)進行自適應(yīng)調(diào)整。
雖然上述采用式(1)進行預(yù)編碼的方案改善了混合式DFE的性能，但上述Gadot等人的美國專利申請發(fā)現(xiàn)就硬件效益而言不一定在預(yù)編碼中用組合的系數(shù)。
具體地說，如上所述，圖4的混合式DFE結(jié)構(gòu)是按圖5所示方法進行調(diào)整的。在這種方法中，混合式DFE首先對所接收的訓(xùn)練信號中存在的ISI進行補償。在ISI補償完成后，混合式DFE再對任何剩余的信道噪聲進行補償。如上面所提到的那樣，這種方法得到的系數(shù)使I(z)比(z)占很大的優(yōu)勢。因此，按照本發(fā)明原理，在通信階段發(fā)射機只要用那些占優(yōu)勢的抽頭值進行預(yù)編碼就可以了，這樣將通過圖7所示濾波器615的復(fù)雜性，使發(fā)射機大為減小。在接收端，由于在前饋通路中不需要加1＋N(z)濾波器，硬件也簡化了。在通信階段，圖7的湯姆林森預(yù)編碼電路修改成使C(z)＝I(z)。換句話說，就象在接收機20中只有ISI—DFE的情況那樣進行湯姆林森預(yù)編碼。
因此，圖10所示的本發(fā)明的另一個實施例提供了一種更實際的實現(xiàn)最優(yōu)化性能的混合DFE結(jié)構(gòu)的方案。在圖10中，在通信階段示出了接收機20部分。除了沒有與混合DFE的ISI部分相關(guān)的電路，即ISI反饋濾波器125、乘法器140、加法器110，但具有Tomlinson解碼器810外，圖10與圖4類似。因此，混合式DFE的NP—DFE部分在通信階段保持有效。這樣，在接收機中繼續(xù)使用NP—DFE能使接收機在通信階段跟蹤信道中的微小變化。雖然圖10這個方框圖所示結(jié)構(gòu)可以使接收機20跟蹤信道響應(yīng)的一些不大的變化，但也可能出現(xiàn)信道響應(yīng)發(fā)生較大變化的情況。此時FFl05和NP反饋濾波器155的反饋系數(shù)的量就要增加。雖然圖3的通信系統(tǒng)在這種情況下可以簡單地執(zhí)行再訓(xùn)練，但發(fā)明者發(fā)現(xiàn)不重新計算整組I(z)和N(z)而用執(zhí)行“快速再訓(xùn)練”來代替將是有利的。
圖11示出了執(zhí)行快速再訓(xùn)練的混合DFE實例的方框圖。相應(yīng)的快速再訓(xùn)練方法示于圖12。如上所述，在訓(xùn)練階段，已經(jīng)只將占優(yōu)勢的I(z)的系數(shù)發(fā)回給發(fā)射機。在發(fā)射機中，這組初始系數(shù)用I0(z)表示。一旦換到通信階段，ISI反饋濾波器125的I(z)系數(shù)都復(fù)位成零。在這個實例中，無論ISI預(yù)測濾波器還是NP預(yù)測濾波器在通信階段都繼續(xù)工作。在步驟905，接收機20周期性地監(jiān)測ISI反饋濾波器125的系數(shù)I1(z)的大小，與預(yù)定的大小I1進行比較。當(dāng)I1(z)大于I1時，接收機20通知發(fā)射機10要執(zhí)行“快速再訓(xùn)練”，在步驟908凍結(jié)ISI預(yù)測濾波器，使它不再調(diào)整，然后在步驟910將I1(z)發(fā)送給發(fā)射機10。這通知可以用眾所周知的任何方式進行，例如通過用來發(fā)送控制信息的反向信道。在步驟920接收機20將I1(z)復(fù)位成零。由于通信一直在進行，接收機20例如可以在步驟930監(jiān)測錯誤率，確定發(fā)射機10已經(jīng)完成快速再訓(xùn)練的時間。當(dāng)錯誤率小于10-7時，接收機20啟動ISI預(yù)測濾波器的自適應(yīng)調(diào)整過程，然后返回步驟905。
發(fā)射機10在步驟915接收更新系數(shù)值I1(z)后，在步驟925簡單地直接將I1(z)加到原有的I0(z)上。這樣，通信系統(tǒng)就完成了快速再訓(xùn)練。
應(yīng)當(dāng)指出，快速再訓(xùn)練的另一種相當(dāng)?shù)姆椒梢杂脠D10所示的混合式DFE結(jié)構(gòu)來實現(xiàn)。在這種情況下，N(z)值代替了在圖12所示方法中的I(z)值。然而，這種方法添加了額外的復(fù)雜性因為一旦有更新值N1(z)發(fā)回給發(fā)射機10，圖10的混合式接收機結(jié)構(gòu)必需修改成含有一個與圖9中的濾波器655類似的濾波器。
以上只是示例性地說明了本發(fā)明的原理，因此可以理解，熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的人們將能設(shè)計出種種雖然這里沒有明確說明但是體現(xiàn)本發(fā)明原理的替代結(jié)構(gòu)，這些替代結(jié)構(gòu)并不背離本發(fā)明的精神實質(zhì)，都在本發(fā)明的專利保護范圍之內(nèi)。
例如，雖然本發(fā)明在這里例示的是用分立的功能塊，如限制器、濾波器等，來實現(xiàn)的，但是也可以用一個或幾個經(jīng)相應(yīng)編程的處理器，例如數(shù)字信號處理器，來執(zhí)行這些功能塊中的任何一個或幾個功能塊的功能。
此外，雖然本發(fā)明的創(chuàng)造性在本說明書中是以I(z)比N(z)占很大優(yōu)勢的混合式DFE來說明的，但應(yīng)該理解，也可以采用I(z)小而N(z)大的另一種替代方法。在這種替代系統(tǒng)中，發(fā)射機10用N(z)進行預(yù)編碼，而混合式DFE的NP—DFE部分在ISI部分前進行調(diào)整。在通信階段的相應(yīng)混合式DFE的結(jié)構(gòu)應(yīng)該含有一個與圖9中的濾波器655類似的、用來白化有色噪聲的濾波器。
還有，雖然是以湯姆林森預(yù)編碼作為例示，但可以用任何預(yù)編碼方案與本發(fā)明配合。例如，可以采用CCITT調(diào)制標準V.34所規(guī)定的預(yù)編碼，而接收機結(jié)構(gòu)則作相應(yīng)改變。最后，雖然用了建立階段來例示調(diào)整的次序，但可以理解本發(fā)明的創(chuàng)造性思想也可用于“無建立階段”程式。所提出的方案可用于未編碼通信系統(tǒng)，也可用于經(jīng)編碼通信系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.用于數(shù)字通信設(shè)備的裝置，該裝置包括響應(yīng)預(yù)編碼的數(shù)據(jù)符號序列的濾波器裝置，用于提供一個反饋信號；以及響應(yīng)表示數(shù)據(jù)信號和反饋信號之間差別的信號的映射器，用于將差別信號傳輸給接收機；其中，濾波器裝置具有一個等于(1＋I(z))(1＋N(z))－1的響應(yīng)函數(shù)，其中I等于接收機發(fā)送的碼間干擾判斷反饋均衡器的一組系數(shù)，N(z)是接收機發(fā)送的噪聲預(yù)測判斷反饋均衡器的一組系數(shù)。
2.用于數(shù)據(jù)通信設(shè)備的方法，該方法包括如下步驟從接收機中接收一組碼間干擾判斷反饋均衡器系數(shù)I(z)；從接收機中接收一組噪聲預(yù)測判斷反饋均衡器系數(shù)N(z)；預(yù)編碼數(shù)據(jù)信號，以將其傳輸?shù)浇邮諜C，其中預(yù)編碼信號是函數(shù)，(1＋I(z))(1＋N(z))－1。
全文摘要
本發(fā)明提出的混合式判斷反饋均衡器(DFE)可以達到最佳DFE性能。這種混合式DFE包括碼間干擾DFE(ISI-DFE)和噪聲預(yù)測DFE(NP-DFE)，具體地說，是自適應(yīng)前饋濾波器部分后跟一個碼間干擾預(yù)測濾波器和噪聲預(yù)測濾波器。相應(yīng)的發(fā)射機使用利用混合式DFE結(jié)構(gòu)的優(yōu)化系數(shù)C(z)的預(yù)編碼器。具體是C(z)＝(1+I(z))(1+N(z))-1，其中I(z)和N(z)分別表示ISI-DFE和NP-DFE適應(yīng)后的系數(shù)值。
文檔編號H04B3/04GK1123978SQ9511796
公開日1996年6月5日 申請日期1995年10月10日 優(yōu)先權(quán)日1994年10月13日
發(fā)明者王金德 申請人:美國電報電話公司