專(zhuān)利名稱:基于離散傅立葉變換的ofdm信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及OFDM(正交頻分復(fù)用)信道估計(jì)。
背景技術(shù)：
DRM(Digital Radio Mondiale)是短波、中波以及長(zhǎng)波調(diào)幅廣播頻段的唯一的通用型非專(zhuān)利數(shù)字無(wú)線電廣播系統(tǒng)。在同樣的覆蓋范圍條件下，DRM發(fā)射機(jī)功率比傳統(tǒng)的模擬發(fā)射機(jī)功率低6-9dB，數(shù)字廣播比模擬廣播的同鄰頻保護(hù)率低，抗多徑干擾能力強(qiáng)，便于移動(dòng)接收；音質(zhì)可以達(dá)到CD或調(diào)頻立體聲的質(zhì)量；能夠提供附加數(shù)據(jù)和多媒體信息；與DAB相比，它的接收機(jī)價(jià)格更容易被廣大聽(tīng)眾所接受。它的出現(xiàn)是30MHz以下頻段廣播復(fù)興的標(biāo)志，而且目前已經(jīng)成為國(guó)際標(biāo)準(zhǔn)。
在相干解調(diào)OFDM系統(tǒng)中，為了對(duì)接收到的信號(hào)進(jìn)行均衡，接收機(jī)必須通過(guò)信道估計(jì)來(lái)獲得信道的幅度和相位信息。但是，廣播信道不僅遭受由于多徑傳播造成的頻率選擇性衰落，而且遭受多普勒頻移或多普勒擴(kuò)展帶來(lái)的時(shí)間選擇性衰落，為了保證接收機(jī)的接收質(zhì)量和接收的實(shí)時(shí)性，要求接收機(jī)對(duì)廣播信道進(jìn)行及時(shí)準(zhǔn)確的信道估計(jì)。根據(jù)DRM規(guī)范的要求，發(fā)射機(jī)在發(fā)送有用數(shù)據(jù)的同時(shí)，還同時(shí)發(fā)送導(dǎo)頻數(shù)據(jù)，這樣就可以采用基于導(dǎo)頻的信道估計(jì)方案。根據(jù)傳統(tǒng)的信道估計(jì)方案，首先，提取出導(dǎo)頻位置的接收信號(hào)，利用接收機(jī)存儲(chǔ)的本地導(dǎo)頻，用最小二乘算法計(jì)算導(dǎo)頻位置的信道頻率響應(yīng)，然后，用插值濾波器估計(jì)出數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)，最后，用單抽頭的頻域均衡器對(duì)接收收據(jù)進(jìn)行均衡。當(dāng)發(fā)送信號(hào)采用高階調(diào)制時(shí)，比如16QAM或者64QAM，為了獲得更好接收機(jī)性能，需要更準(zhǔn)確的信道估計(jì)。
因?yàn)樵陔p衰落信道條件下，也就是既有由多徑傳播造成的頻率選擇性衰落，又有由于多普勒頻移或者多普勒擴(kuò)展引起的時(shí)間選擇性衰落的信道條件下，菱形的導(dǎo)頻圖案比塊狀導(dǎo)頻圖案或者梳妝導(dǎo)頻圖案具有更好的抗衰落特性，在DRM規(guī)范中便采用了這種時(shí)頻二維的菱形導(dǎo)頻圖案，這種方案能夠減少了在某些導(dǎo)頻受到信道引起的嚴(yán)重影響的情況下接受機(jī)性能下降的程度。菱形導(dǎo)頻圖案分布圖如圖1所示。
針對(duì)不同的信道條件，DRM標(biāo)準(zhǔn)中包含了四種不同的魯棒模式，具體的描述見(jiàn)表1表1魯棒模式和相應(yīng)的信道條件
不同的魯棒模式在時(shí)間方向和頻率方向上都具有不同的導(dǎo)頻間隔，具體間隔的大小如表2所示表2導(dǎo)頻間隔大小
在表2中，NT和NF分別表示時(shí)間方向上的導(dǎo)頻間隔以及頻率方向上的導(dǎo)頻間隔。
前三種魯棒模式可以滿足大多數(shù)DRM廣播的應(yīng)用，對(duì)于模式A，由于較短的保護(hù)間隔和較窄的在子載波間隔使它不適用于短波廣播。只有模式D適用于規(guī)范中的信道模型6，這個(gè)信道模型不僅具有很長(zhǎng)的時(shí)延擴(kuò)展，還具有很大的多普勒擴(kuò)展，它是對(duì)赤道地區(qū)的天波傳播的一種近似的模擬。
眾所周知，最小均方誤差準(zhǔn)則下的最佳信道估計(jì)器是二維維納濾波器，但是二維維納濾波器在實(shí)際工程應(yīng)用中很不容易實(shí)現(xiàn)，但是當(dāng)信道是廣義平穩(wěn)非相關(guān)散射信道時(shí)，兩個(gè)級(jí)聯(lián)的一維濾波器是一種不錯(cuò)的選擇方案，可以先時(shí)間方向插值后頻率方向插值，也可以先頻率方向插值后時(shí)間方向插值。在圖2中給出了兩個(gè)級(jí)聯(lián)的一維插值濾波器的框圖(先時(shí)間方向后頻率方向)。
在DRM仿真器中，首先用LS算法得到導(dǎo)頻位置的信道頻率響應(yīng)，然后采用兩個(gè)級(jí)連一維濾波器對(duì)數(shù)據(jù)位置的信道頻率響應(yīng)進(jìn)行估計(jì)，首先在時(shí)間方向進(jìn)行簡(jiǎn)單的線性插值，然后在頻率方向上進(jìn)行基于離散傅立葉變換的插值方法。
在這里，主要討論頻率方向上基于離散傅立葉變換的插值方法，傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的頻域插值方法的示意圖如圖3所示。
圖3是傳統(tǒng)基于離散傅立葉變換的插值方法框圖。如圖3所示，傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的插值方法可以分為三個(gè)主要步驟1)首先，將通過(guò)LS(Least Square)算法計(jì)算出的導(dǎo)頻子載波位置上的信道頻率響應(yīng)通過(guò)逆傅立葉變換轉(zhuǎn)換到時(shí)域h(n)=Σk=0M-1Hp(k)ej2πkn/Np]]>n＝0，1，…，M-1 (1)上式中，{Hp(k)，k＝0，1，…，M-1}是導(dǎo)頻子載波上的信道頻率響應(yīng)，M是一個(gè)OFDM符號(hào)中用于插值的導(dǎo)頻子載波的數(shù)量。
2)根據(jù)多速率數(shù)字信號(hào)處理的基本理論，逆傅立葉變換后的信道沖擊響應(yīng)的采樣序列通過(guò)時(shí)域上的插零由M點(diǎn)擴(kuò)展到N點(diǎn)
h~(n)=h(n)0≤n≤K-20Np/2≤n-Kh(n-N+2K-1)-K≤n-N≤-1---(2)]]>上式中，K=M2+1]]>，它是對(duì)原信道沖擊響應(yīng)采樣序列進(jìn)行插零操作的起始位置。
3)對(duì)插零后的信道沖激響應(yīng)樣值序列進(jìn)行傅立葉變換，得到一個(gè)OFDM符號(hào)所有子載波上的信道頻率響應(yīng)，從而完成頻率方向上的插值操作，然后對(duì)接收到的數(shù)據(jù)序列進(jìn)行頻域均衡H^(k)=Σn=0N-1h~(n)e-j(2π/N)nk]]>0≤k≤N-1 (3)上式中，N是一個(gè)OFDM符號(hào)中子載波數(shù)(包括導(dǎo)頻子載波和數(shù)據(jù)子載波)。
在這里，主要討論頻率方向上基于離散傅立葉變換的插值方法，因?yàn)樵跁r(shí)間方向上插值完畢以后，要用這些插出的值再進(jìn)行頻率方向上的插值，這樣才會(huì)得到整個(gè)符號(hào)內(nèi)所有子載波上的信道頻率響應(yīng)。但是，由于時(shí)間插值后的估計(jì)值，往往存在噪聲和子載波之間的干擾，以及由于時(shí)間方向上的插值帶來(lái)的誤差，如果用這些數(shù)據(jù)直接進(jìn)行頻率方向上的插值，必然會(huì)影響插值后數(shù)據(jù)的準(zhǔn)確性。

發(fā)明內(nèi)容本發(fā)明的目的是減少噪聲、干擾和插值誤差帶來(lái)的影響，提高接收機(jī)的性能。因此，本發(fā)明提出了一種基于導(dǎo)頻的正交頻分復(fù)用信道估計(jì)方法，包括步驟計(jì)算導(dǎo)頻位置的信道頻率響應(yīng)；利用插值估計(jì)數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)，并對(duì)時(shí)域信道沖激響應(yīng)的噪聲進(jìn)行去除；以及對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡。
利用本發(fā)明的方法，對(duì)傳統(tǒng)的基于DFT的插值方法進(jìn)行了改進(jìn)，在進(jìn)行逆傅立葉變換之后，增加了一個(gè)去除噪聲和干擾的步驟，而且提出了實(shí)現(xiàn)這個(gè)步驟的兩種不同方法，第一方案通過(guò)將能量較低的信道沖激響應(yīng)樣值置為零來(lái)進(jìn)行噪聲和干擾的去除，該方法在任何信噪比條件下都比傳統(tǒng)方法具有更好的性能。第二方案利用估計(jì)出的每個(gè)樣值上的平均噪聲能量對(duì)所有信道沖激響應(yīng)樣值進(jìn)行糾正來(lái)進(jìn)行噪聲和干擾的去除，該方法在信噪比較低的情況下具有比傳統(tǒng)方法和第一種噪聲去除方法更好的性能。在噪聲和干擾去除之后，可以對(duì)去除噪聲之后的信道沖激響應(yīng)序列進(jìn)行插零操作，然后對(duì)插零后的信道沖激響應(yīng)序列再進(jìn)行傅立葉變換，用變換得到的信道頻率響應(yīng)序列對(duì)接收信號(hào)序列進(jìn)行頻域均衡。
本發(fā)明的提出雖然基于DRM規(guī)范ETSI ES201980.V2.1.1，但是同樣適用于其它基于導(dǎo)頻的、相干解調(diào)正交頻分復(fù)用通信系統(tǒng)的信道估計(jì)。
圖1示出了根據(jù)傳統(tǒng)方法的菱形導(dǎo)頻圖案分布圖；圖2示出了兩個(gè)級(jí)聯(lián)一維插值濾波器框圖；圖3示出了傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的插值方法框圖；圖4示出了根據(jù)本發(fā)明具有噪聲去除的基于離散傅立葉變換的插值方法流程圖；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明方法得到的信道3下的誤比特率特性；以及圖6示出了根據(jù)本發(fā)明方法得到的信道4下的誤比特率特性。
具體實(shí)施方式對(duì)于實(shí)際的無(wú)線多徑傳輸信道，信道的多徑數(shù)量往往比進(jìn)行逆傅立葉變換(傅立葉變換)的尺寸要少得多。因此，在估計(jì)出來(lái)的信道沖激響應(yīng)采樣序列當(dāng)中，有許多樣值點(diǎn)上的能量很小，這部分的主要成分是噪聲和干擾。如果對(duì)這部分干擾和噪聲進(jìn)行有效的去除，然后再進(jìn)行頻率方向上的插值，那么勢(shì)必會(huì)提高插值的準(zhǔn)確性，從而提高接收機(jī)的性能。
在傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的插值方法的基礎(chǔ)上，在將由時(shí)間方向上的插值得到的信道頻率響應(yīng)變換到時(shí)域之后，進(jìn)行了時(shí)域內(nèi)去除噪聲的操作，然后進(jìn)行時(shí)域內(nèi)的插零處理，再變換到頻域，從而完成頻率方向上的插值操作。而且考慮到非整數(shù)倍采樣信道情況，為了降低這種情況下由于能量泄露帶來(lái)的錯(cuò)誤底板(error floor)效應(yīng)，采用歸一化的保護(hù)間隔的長(zhǎng)度值作為插零操作的起始位置。這里可以通過(guò)以下表3所示的Tg/Tu與子載波個(gè)數(shù)的乘積并取整得到所述保護(hù)間隔。
根據(jù)本發(fā)明，具有噪聲去除的基于離散傅立葉變換的插值方法的示意圖如4所示。
修改后算法的具體插值過(guò)程可以分為如下4個(gè)主要步驟1)IFFT將時(shí)間方向上線性插值得到的信道沖激響應(yīng)變換到時(shí)域hn,l=1MΣk=0M-1H^lsk,lej2πkn/M]]>0≤n≤M-1 (4)上式中，M是一個(gè)OFDM符號(hào)中導(dǎo)頻的數(shù)量。
2)噪聲去除在這里，采用了兩種不同的方法在時(shí)域上進(jìn)行噪聲和干擾的去除。
方法1在估計(jì)出的信道沖激響應(yīng)序列當(dāng)中，很多樣值都具有很小的能量，這些樣值中主要是噪聲和干擾成分。如果忽略這些樣點(diǎn)的值，可能會(huì)造成信道能量的損失，從而導(dǎo)致接收機(jī)性能的下降，但是這樣同時(shí)也降低了噪聲和干擾。由于通常情況下，這些樣點(diǎn)的噪聲能量遠(yuǎn)遠(yuǎn)高于信道多徑的能量，所以這么做帶來(lái)的接收機(jī)性能的提高遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于由于多徑能量損失引起的負(fù)面影響。因此，可以通過(guò)將能量較低的信道沖激響應(yīng)置為零的方式來(lái)消除噪聲和干擾
上式中，Φ表示由{n|Pm(n)＞ηPsum}構(gòu)成的集合，其中η=10-α10]]>，α表示總的信道沖激響應(yīng)的能量和期望的最小信道沖激響應(yīng)樣值能量的比值，單位是dB。還可以根據(jù)不同的信道條件和估計(jì)的樣值最小噪聲能量來(lái)動(dòng)態(tài)地調(diào)整這個(gè)閾值的大小。Pm(n)表示第n個(gè)信道沖激響應(yīng)樣值在L個(gè)符號(hào)上的平均能量，Psum是保留下來(lái)的用于插值操作的K個(gè)樣值的平均能量的和，定義如下Pm(n)=1LΣl=0L-1|h~n,l|2---(6)]]>Psum=Σm=0K-1Pm(n)---(7)]]>用于計(jì)算平均能量的OFDM符號(hào)的個(gè)數(shù)因信道條件的不同而不同，對(duì)于非時(shí)間選擇性信道，用于計(jì)算的OFDM符號(hào)數(shù)可以取得多一些，以獲取更準(zhǔn)確得估計(jì)值，而對(duì)于具有很強(qiáng)的時(shí)間選擇性的信道，用于計(jì)算平均能量的OFDM符號(hào)數(shù)要取得小一些。
方法2可以先估計(jì)出每個(gè)樣值上的平均噪聲能量，由于符號(hào)周期很短，可以假定噪聲在一個(gè)符號(hào)周期內(nèi)是保持不變的，這樣就可以對(duì)每個(gè)樣值上的信道沖激響應(yīng)進(jìn)行校正，校正后的樣值可以表示為 其中，Pn表示第n個(gè)信道沖激響應(yīng)樣值的能量，σ表示一個(gè)符號(hào)內(nèi)每個(gè)樣值點(diǎn)上的平均噪聲能量。
通常情況下，信道沖激響應(yīng)的長(zhǎng)度要小于保護(hù)間隔的長(zhǎng)度，信道沖激響應(yīng)的能量主要集中在保護(hù)間隔的長(zhǎng)度之內(nèi)，所以保護(hù)間隔之外的信道沖激響應(yīng)樣值的能量來(lái)源主要是噪聲和干擾成分。于是可以通過(guò)這些樣值來(lái)計(jì)算每個(gè)樣值點(diǎn)上的平均噪聲能量
σ=1M-G+1Σn=GM|hn,l|2---(9)]]>上式中，M表示一個(gè)符號(hào)內(nèi)的導(dǎo)頻數(shù)量，G表示歸一化的保護(hù)間隔的大小。
3)插零
上式中，N表示子載波數(shù)，包括導(dǎo)頻部分和數(shù)據(jù)部分?？紤]到信道的最大時(shí)延擴(kuò)展小于保護(hù)間隔的長(zhǎng)度，可以用歸一化的保護(hù)間隔的長(zhǎng)度來(lái)作為插值的起始位置。在DRM中，由于有4中不同的魯棒模式，而且每一種模式下又分為不同的帶寬，所以不同模式不同帶寬下的歸一化保護(hù)間隔的大小是不同的，如表3所示表3保護(hù)間隔信息
在表3中，Tg表示OFDM符號(hào)保護(hù)間隔的周期，Tu表示OFDM符號(hào)有用部分的周期。
4)FFTH^k,l=Σn=0N-1h~n,le-j2πnk/N]]>0≤k≤N-1 (12)對(duì)插零后的信道沖激響應(yīng)樣值序列進(jìn)行傅立葉變換，從而得到所有子載波上的信道頻率響應(yīng)的估計(jì)值。
實(shí)際的DRM廣播信道是既有多徑引起的頻率選擇性，又有多普勒擴(kuò)展或者頻移引起的時(shí)間選擇性的雙衰落信道。其中多徑傳播主要是由于不同高度電離層的反射引起的，信道的最大時(shí)延擴(kuò)展可以達(dá)到幾個(gè)毫秒，多普勒擴(kuò)展和頻移主要由于電離層反射的頻譜特性和接收機(jī)的移動(dòng)引起的。以中緯度地區(qū)為例，時(shí)延擴(kuò)展的最大值可以達(dá)到6ms，多普勒擴(kuò)展則可以高達(dá)5Hz。通常情況下，時(shí)延擴(kuò)展和多普勒擴(kuò)展的典型值是2ms和1Hz，這也就是用到的信道模型4的參數(shù)值。
根據(jù)實(shí)際情況，考察了DRM規(guī)范中信道模型3和信道模型4的情況，其中信道模型3是針對(duì)于中頻和高頻的US Consortium模型，信道模型4是針對(duì)于高頻的標(biāo)準(zhǔn)CCIR模型。信道模型3和信道模型4的具體參數(shù)分別在表4和表5中給出，表4信道模型3的參數(shù)設(shè)置
表5信道模型4的參數(shù)設(shè)置
在DRM仿真器中，在時(shí)間方向采用同樣的線性插值的基礎(chǔ)上，考察了頻率方向上傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的插值方法，以及分別采用兩種不同的噪聲去除方法的插值方法的性能。具體的仿真參數(shù)如表6所示表6仿真參數(shù)設(shè)置
對(duì)信道模型3和信道模型4的仿真結(jié)果分別如圖5和圖6所示。
從仿真結(jié)果可以看出，在信噪比較低的情況下，兩種帶噪聲去除的插值方法都比傳統(tǒng)插值方法具有更好的性能，而且第二種噪聲去除方法在低信噪比情況下的性能最好。而在高信噪比的情況下，對(duì)于信道4的情況下，采用第二種噪聲去除方法的插值方法的性能不如傳統(tǒng)方法，而采用第一種噪聲去除方法的插值方法的性能仍優(yōu)于傳統(tǒng)方法。
權(quán)利要求
1.一種基于導(dǎo)頻的正交頻分復(fù)用信道估計(jì)方法，包括步驟計(jì)算導(dǎo)頻位置的信道頻率響應(yīng)；利用插值估計(jì)數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)，并對(duì)時(shí)域信道沖激響應(yīng)的噪聲進(jìn)行去除；以及對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡。
2.根據(jù)權(quán)利要求
1所述的方法，其特征在于，所述利用插值估計(jì)信道頻率響應(yīng)步驟包括步驟將時(shí)間方向上線性插值得到的信道沖激響應(yīng)變換到時(shí)域；對(duì)時(shí)域的信道沖激響應(yīng)的噪聲進(jìn)行去除；對(duì)噪聲去除后的信道沖激響應(yīng)序列進(jìn)行插零處理；以及將插零后的信道沖激響應(yīng)序列變換回頻域。
3.如權(quán)利要求
2所述的方法，其特征在于，所述對(duì)時(shí)域信道沖激響應(yīng)的噪聲進(jìn)行去除步驟包括通過(guò)將能量較低的信道沖激響應(yīng)樣值置為零來(lái)進(jìn)行噪聲和干擾的去除。
4.如權(quán)利要求
3所述的方法，其特征在于，在將能量較低的信道沖激響應(yīng)樣值置為零的處理中，對(duì)多個(gè)OFDM符號(hào)的信道沖激響應(yīng)樣值序列中各個(gè)樣值的能量進(jìn)行平均；通過(guò)求和得到信道沖激響應(yīng)的總能量，并根據(jù)估計(jì)出的信道總能量確定一個(gè)樣值能量閾值；以及將低于這個(gè)能量閾值的那些樣值點(diǎn)置為零，僅保留高于這個(gè)能量閾值的樣值點(diǎn)。
5.如權(quán)利要求
4所述的方法，其特征在于，根據(jù)不同的信道條件和估計(jì)的樣值最小噪聲能量，動(dòng)態(tài)地調(diào)整所述能量閾值。
6.如權(quán)利要求
4所述的方法，其特征在于，用于計(jì)算平均能量的OFDM符號(hào)的個(gè)數(shù)取決于信道條件。
7.如權(quán)利要求
6所述的方法，其特征在于，對(duì)于非時(shí)間選擇性信道，用于計(jì)算的OFDM符號(hào)的個(gè)數(shù)較多，以獲取更準(zhǔn)確得估計(jì)值，而對(duì)于具有很強(qiáng)的時(shí)間選擇性的信道，用于計(jì)算平均能量的OFDM符號(hào)的個(gè)數(shù)較少。
8.如權(quán)利要求
2所述的方法，其特征在于，所述對(duì)時(shí)域信道沖激響應(yīng)的噪聲進(jìn)行去除步驟包括，通過(guò)利用估計(jì)出的每個(gè)樣值上的平均噪聲能量對(duì)所有信道沖激響應(yīng)樣值進(jìn)行糾正來(lái)進(jìn)行噪聲和干擾的去除。
9.如權(quán)利要求
8所述的方法，其特征在于，利用平均噪聲能量進(jìn)行糾正的步驟包括估計(jì)每個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)信道沖激響應(yīng)樣值的平均噪聲能量；以及計(jì)算每個(gè)樣值的能量，根據(jù)樣值能量和估計(jì)出的每個(gè)樣值上的平均噪聲能量對(duì)信道沖激響應(yīng)樣值序列進(jìn)行噪聲和干擾去除。
10.如權(quán)利要求
8或9所述的方法，其特征在于，利用保護(hù)間隔之外的信道沖激響應(yīng)樣值來(lái)計(jì)算每個(gè)樣值點(diǎn)上的平均噪聲能量。
11.如權(quán)利要求
1所述的方法，其特征在于，在所述步驟b3)中，將歸一化的保護(hù)間隔的長(zhǎng)度作為插值的起始位置。
專(zhuān)利摘要
本發(fā)明提出了一種基于導(dǎo)頻的正交頻分復(fù)用信道估計(jì)方法，包括步驟計(jì)算導(dǎo)頻位置的信道頻率響應(yīng)；利用插值估計(jì)數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應(yīng)，并對(duì)時(shí)域信道沖激響應(yīng)的噪聲進(jìn)行去除；以及對(duì)接收數(shù)據(jù)進(jìn)行均衡。利用本發(fā)明的方法，對(duì)傳統(tǒng)的基于DFT的插值方法進(jìn)行了改進(jìn)，利用本發(fā)明的方法，能夠進(jìn)行噪聲和干擾的去除，實(shí)驗(yàn)證明具有較好的性能。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1996973SQ200510130755
公開(kāi)日2007年7月11日 申請(qǐng)日期2005年12月28日
發(fā)明者潘立軍, 魏立軍, 樸范鎮(zhèn) 申請(qǐng)人:北京三星通信技術(shù)研究有限公司, 三星電子株式會(huì)社導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan