專利名稱：基于離散傅立葉變換的ofdm信道估計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及OFDM(正交頻分復用)信道估計。
背景技術：
DRM(Digital Radio Mondiale)是短波、中波以及長波調(diào)幅廣播頻段的唯一的通用型非專利數(shù)字無線電廣播系統(tǒng)。在同樣的覆蓋范圍條件下，DRM發(fā)射機功率比傳統(tǒng)的模擬發(fā)射機功率低6-9dB，數(shù)字廣播比模擬廣播的同鄰頻保護率低，抗多徑干擾能力強，便于移動接收；音質(zhì)可以達到CD或調(diào)頻立體聲的質(zhì)量；能夠提供附加數(shù)據(jù)和多媒體信息；與DAB相比，它的接收機價格更容易被廣大聽眾所接受。它的出現(xiàn)是30MHz以下頻段廣播復興的標志，而且目前已經(jīng)成為國際標準。
在相干解調(diào)OFDM系統(tǒng)中，為了對接收到的信號進行均衡，接收機必須通過信道估計來獲得信道的幅度和相位信息。但是，廣播信道不僅遭受由于多徑傳播造成的頻率選擇性衰落，而且遭受多普勒頻移或多普勒擴展帶來的時間選擇性衰落，為了保證接收機的接收質(zhì)量和接收的實時性，要求接收機對廣播信道進行及時準確的信道估計。根據(jù)DRM規(guī)范的要求，發(fā)射機在發(fā)送有用數(shù)據(jù)的同時，還同時發(fā)送導頻數(shù)據(jù)，這樣就可以采用基于導頻的信道估計方案。根據(jù)傳統(tǒng)的信道估計方案，首先，提取出導頻位置的接收信號，利用接收機存儲的本地導頻，用最小二乘算法計算導頻位置的信道頻率響應，然后，用插值濾波器估計出數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應，最后，用單抽頭的頻域均衡器對接收收據(jù)進行均衡。當發(fā)送信號采用高階調(diào)制時，比如16QAM或者64QAM，為了獲得更好接收機性能，需要更準確的信道估計。
因為在雙衰落信道條件下，也就是既有由多徑傳播造成的頻率選擇性衰落，又有由于多普勒頻移或者多普勒擴展引起的時間選擇性衰落的信道條件下，菱形的導頻圖案比塊狀導頻圖案或者梳妝導頻圖案具有更好的抗衰落特性，在DRM規(guī)范中便采用了這種時頻二維的菱形導頻圖案，這種方案能夠減少了在某些導頻受到信道引起的嚴重影響的情況下接受機性能下降的程度。菱形導頻圖案分布圖如圖1所示。
針對不同的信道條件，DRM標準中包含了四種不同的魯棒模式，具體的描述見表1表1魯棒模式和相應的信道條件

不同的魯棒模式在時間方向和頻率方向上都具有不同的導頻間隔，具體間隔的大小如表2所示表2導頻間隔大小

在表2中，NT和NF分別表示時間方向上的導頻間隔以及頻率方向上的導頻間隔。
前三種魯棒模式可以滿足大多數(shù)DRM廣播的應用，對于模式A，由于較短的保護間隔和較窄的在子載波間隔使它不適用于短波廣播。只有模式D適用于規(guī)范中的信道模型6，這個信道模型不僅具有很長的時延擴展，還具有很大的多普勒擴展，它是對赤道地區(qū)的天波傳播的一種近似的模擬。
眾所周知，最小均方誤差準則下的最佳信道估計器是二維維納濾波器，但是二維維納濾波器在實際工程應用中很不容易實現(xiàn)，但是當信道是廣義平穩(wěn)非相關散射信道時，兩個級聯(lián)的一維濾波器是一種不錯的選擇方案，可以先時間方向插值后頻率方向插值，也可以先頻率方向插值后時間方向插值。在圖2中給出了兩個級聯(lián)的一維插值濾波器的框圖(先時間方向后頻率方向)。
在DRM仿真器中，首先用LS算法得到導頻位置的信道頻率響應，然后采用兩個級連一維濾波器對數(shù)據(jù)位置的信道頻率響應進行估計，首先在時間方向進行簡單的線性插值，然后在頻率方向上進行基于離散傅立葉變換的插值方法。
在這里，主要討論頻率方向上基于離散傅立葉變換的插值方法，傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的頻域插值方法的示意圖如圖3所示。
圖3是傳統(tǒng)基于離散傅立葉變換的插值方法框圖。如圖3所示，傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的插值方法可以分為三個主要步驟1)首先，將通過LS(Least Square)算法計算出的導頻子載波位置上的信道頻率響應通過逆傅立葉變換轉換到時域h(n)=Σk=0M-1Hp(k)ej2πkn/Np]]>n＝0，1，…，M-1(1)上式中，{Hp(k)，k＝0，1，…，M-1}是導頻子載波上的信道頻率響應，M是一個OFDM符號中用于插值的導頻子載波的數(shù)量。
2)根據(jù)多速率數(shù)字信號處理的基本理論，逆傅立葉變換后的信道沖擊響應的采樣序列通過時域上的插零由M點擴展到N點
h~(n)=h(n)0≤n≤K-20Np/2≤n-Kh(n-N+2K-1)-K≤n-N≤-1---(2)]]>上式中，K=M2+1]]>，它是對原信道沖擊響應采樣序列進行插零操作的起始位置。
3)對插零后的信道沖激響應樣值序列進行傅立葉變換，得到一個OFDM符號所有子載波上的信道頻率響應，從而完成頻率方向上的插值操作，然后對接收到的數(shù)據(jù)序列進行頻域均衡H^(k)=Σn=0N-1h~(n)e-j(2π/N)nk]]>0≤k≤N-1(3)上式中，N是一個OFDM符號中子載波數(shù)(包括導頻子載波和數(shù)據(jù)子載波)。
在這里，主要討論頻率方向上基于離散傅立葉變換的插值方法，因為在時間方向上插值完畢以后，要用這些插出的值再進行頻率方向上的插值，這樣才會得到整個符號內(nèi)所有子載波上的信道頻率響應。但是，由于時間插值后的估計值，往往存在噪聲和子載波之間的干擾，以及由于時間方向上的插值帶來的誤差，如果用這些數(shù)據(jù)直接進行頻率方向上的插值，必然會影響插值后數(shù)據(jù)的準確性。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是減少噪聲、干擾和插值誤差帶來的影響，提高接收機的性能。因此，本發(fā)明提出了一種基于導頻的正交頻分復用信道估計方法，包括步驟計算導頻位置的信道頻率響應；利用插值估計數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應，并對時域信道沖激響應的噪聲進行去除；以及對接收數(shù)據(jù)進行均衡。
利用本發(fā)明的方法，對傳統(tǒng)的基于DFT的插值方法進行了改進，在進行逆傅立葉變換之后，增加了一個去除噪聲和干擾的步驟，而且提出了實現(xiàn)這個步驟的兩種不同方法，第一方案通過將能量較低的信道沖激響應樣值置為零來進行噪聲和干擾的去除，該方法在任何信噪比條件下都比傳統(tǒng)方法具有更好的性能。第二方案利用估計出的每個樣值上的平均噪聲能量對所有信道沖激響應樣值進行糾正來進行噪聲和干擾的去除，該方法在信噪比較低的情況下具有比傳統(tǒng)方法和第一種噪聲去除方法更好的性能。在噪聲和干擾去除之后，可以對去除噪聲之后的信道沖激響應序列進行插零操作，然后對插零后的信道沖激響應序列再進行傅立葉變換，用變換得到的信道頻率響應序列對接收信號序列進行頻域均衡。
本發(fā)明的提出雖然基于DRM規(guī)范ETSI ES201980.V2.1.1，但是同樣適用于其它基于導頻的、相干解調(diào)正交頻分復用通信系統(tǒng)的信道估計。


圖1示出了根據(jù)傳統(tǒng)方法的菱形導頻圖案分布圖；圖2示出了兩個級聯(lián)一維插值濾波器框圖；圖3示出了傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的插值方法框圖；圖4示出了根據(jù)本發(fā)明具有噪聲去除的基于離散傅立葉變換的插值方法流程圖；圖5示出了根據(jù)本發(fā)明方法得到的信道3下的誤比特率特性；以及圖6示出了根據(jù)本發(fā)明方法得到的信道4下的誤比特率特性。
具體實施例方式
對于實際的無線多徑傳輸信道，信道的多徑數(shù)量往往比進行逆傅立葉變換(傅立葉變換)的尺寸要少得多。因此，在估計出來的信道沖激響應采樣序列當中，有許多樣值點上的能量很小，這部分的主要成分是噪聲和干擾。如果對這部分干擾和噪聲進行有效的去除，然后再進行頻率方向上的插值，那么勢必會提高插值的準確性，從而提高接收機的性能。
在傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的插值方法的基礎上，在將由時間方向上的插值得到的信道頻率響應變換到時域之后，進行了時域內(nèi)去除噪聲的操作，然后進行時域內(nèi)的插零處理，再變換到頻域，從而完成頻率方向上的插值操作。而且考慮到非整數(shù)倍采樣信道情況，為了降低這種情況下由于能量泄露帶來的錯誤底板(error floor)效應，采用歸一化的保護間隔的長度值作為插零操作的起始位置。這里可以通過以下表3所示的Tg/Tu與子載波個數(shù)的乘積并取整得到所述保護間隔。
根據(jù)本發(fā)明，具有噪聲去除的基于離散傅立葉變換的插值方法的示意圖如4所示。
修改后算法的具體插值過程可以分為如下4個主要步驟1)IFFT將時間方向上線性插值得到的信道沖激響應變換到時域hn,l=1MΣk=0M-1H^lsk,lej2πkn/M]]>0≤n≤M-1(4)上式中，M是一個OFDM符號中導頻的數(shù)量。
2)噪聲去除在這里，采用了兩種不同的方法在時域上進行噪聲和干擾的去除。
方法1在估計出的信道沖激響應序列當中，很多樣值都具有很小的能量，這些樣值中主要是噪聲和干擾成分。如果忽略這些樣點的值，可能會造成信道能量的損失，從而導致接收機性能的下降，但是這樣同時也降低了噪聲和干擾。由于通常情況下，這些樣點的噪聲能量遠遠高于信道多徑的能量，所以這么做帶來的接收機性能的提高遠遠大于由于多徑能量損失引起的負面影響。因此，可以通過將能量較低的信道沖激響應置為零的方式來消除噪聲和干擾
上式中，Φ表示由{n|Pm(n)＞ηPsum}構成的集合，其中η=10-α10]]>，α表示總的信道沖激響應的能量和期望的最小信道沖激響應樣值能量的比值，單位是dB。還可以根據(jù)不同的信道條件和估計的樣值最小噪聲能量來動態(tài)地調(diào)整這個閾值的大小。Pm(n)表示第n個信道沖激響應樣值在L個符號上的平均能量，Psum是保留下來的用于插值操作的K個樣值的平均能量的和，定義如下Pm(n)=1LΣl=0L-1|h~n,l|2---(6)]]>Psum=Σm=0K-1Pm(n)---(7)]]>用于計算平均能量的OFDM符號的個數(shù)因信道條件的不同而不同，對于非時間選擇性信道，用于計算的OFDM符號數(shù)可以取得多一些，以獲取更準確得估計值，而對于具有很強的時間選擇性的信道，用于計算平均能量的OFDM符號數(shù)要取得小一些。
方法2可以先估計出每個樣值上的平均噪聲能量，由于符號周期很短，可以假定噪聲在一個符號周期內(nèi)是保持不變的，這樣就可以對每個樣值上的信道沖激響應進行校正，校正后的樣值可以表示為 其中，Pn表示第n個信道沖激響應樣值的能量，σ表示一個符號內(nèi)每個樣值點上的平均噪聲能量。
通常情況下，信道沖激響應的長度要小于保護間隔的長度，信道沖激響應的能量主要集中在保護間隔的長度之內(nèi)，所以保護間隔之外的信道沖激響應樣值的能量來源主要是噪聲和干擾成分。于是可以通過這些樣值來計算每個樣值點上的平均噪聲能量
σ=1M-G+1Σn=GM|hn,l|2---(9)]]>上式中，M表示一個符號內(nèi)的導頻數(shù)量，G表示歸一化的保護間隔的大小。
3)插零

上式中，N表示子載波數(shù)，包括導頻部分和數(shù)據(jù)部分?？紤]到信道的最大時延擴展小于保護間隔的長度，可以用歸一化的保護間隔的長度來作為插值的起始位置。在DRM中，由于有4中不同的魯棒模式，而且每一種模式下又分為不同的帶寬，所以不同模式不同帶寬下的歸一化保護間隔的大小是不同的，如表3所示表3保護間隔信息


在表3中，Tg表示OFDM符號保護間隔的周期，Tu表示OFDM符號有用部分的周期。
4)FFTH^k,l=Σn=0N-1h~n,le-j2πnk/N]]>0≤k≤N-1(12)對插零后的信道沖激響應樣值序列進行傅立葉變換，從而得到所有子載波上的信道頻率響應的估計值。
實際的DRM廣播信道是既有多徑引起的頻率選擇性，又有多普勒擴展或者頻移引起的時間選擇性的雙衰落信道。其中多徑傳播主要是由于不同高度電離層的反射引起的，信道的最大時延擴展可以達到幾個毫秒，多普勒擴展和頻移主要由于電離層反射的頻譜特性和接收機的移動引起的。以中緯度地區(qū)為例，時延擴展的最大值可以達到6ms，多普勒擴展則可以高達5Hz。通常情況下，時延擴展和多普勒擴展的典型值是2ms和1Hz，這也就是用到的信道模型4的參數(shù)值。
根據(jù)實際情況，考察了DRM規(guī)范中信道模型3和信道模型4的情況，其中信道模型3是針對于中頻和高頻的US Consortium模型，信道模型4是針對于高頻的標準CCIR模型。信道模型3和信道模型4的具體參數(shù)分別在表4和表5中給出，表4信道模型3的參數(shù)設置

表5信道模型4的參數(shù)設置

在DRM仿真器中，在時間方向采用同樣的線性插值的基礎上，考察了頻率方向上傳統(tǒng)的基于離散傅立葉變換的插值方法，以及分別采用兩種不同的噪聲去除方法的插值方法的性能。具體的仿真參數(shù)如表6所示表6仿真參數(shù)設置

對信道模型3和信道模型4的仿真結果分別如圖5和圖6所示。
從仿真結果可以看出，在信噪比較低的情況下，兩種帶噪聲去除的插值方法都比傳統(tǒng)插值方法具有更好的性能，而且第二種噪聲去除方法在低信噪比情況下的性能最好。而在高信噪比的情況下，對于信道4的情況下，采用第二種噪聲去除方法的插值方法的性能不如傳統(tǒng)方法，而采用第一種噪聲去除方法的插值方法的性能仍優(yōu)于傳統(tǒng)方法。
權利要求
1.一種基于導頻的正交頻分復用信道估計方法，包括步驟計算導頻位置的信道頻率響應；利用插值估計數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應，并對時域信道沖激響應的噪聲進行去除；以及對接收數(shù)據(jù)進行均衡。
2.根據(jù)權利要求1所述的方法，其特征在于，所述利用插值估計信道頻率響應步驟包括步驟將時間方向上線性插值得到的信道沖激響應變換到時域；對時域的信道沖激響應的噪聲進行去除；對噪聲去除后的信道沖激響應序列進行插零處理；以及將插零后的信道沖激響應序列變換回頻域。
3.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述對時域信道沖激響應的噪聲進行去除步驟包括通過將能量較低的信道沖激響應樣值置為零來進行噪聲和干擾的去除。
4.如權利要求3所述的方法，其特征在于，在將能量較低的信道沖激響應樣值置為零的處理中，對多個OFDM符號的信道沖激響應樣值序列中各個樣值的能量進行平均；通過求和得到信道沖激響應的總能量，并根據(jù)估計出的信道總能量確定一個樣值能量閾值；以及將低于這個能量閾值的那些樣值點置為零，僅保留高于這個能量閾值的樣值點。
5.如權利要求4所述的方法，其特征在于，根據(jù)不同的信道條件和估計的樣值最小噪聲能量，動態(tài)地調(diào)整所述能量閾值。
6.如權利要求4所述的方法，其特征在于，用于計算平均能量的OFDM符號的個數(shù)取決于信道條件。
7.如權利要求6所述的方法，其特征在于，對于非時間選擇性信道，用于計算的OFDM符號的個數(shù)較多，以獲取更準確得估計值，而對于具有很強的時間選擇性的信道，用于計算平均能量的OFDM符號的個數(shù)較少。
8.如權利要求2所述的方法，其特征在于，所述對時域信道沖激響應的噪聲進行去除步驟包括，通過利用估計出的每個樣值上的平均噪聲能量對所有信道沖激響應樣值進行糾正來進行噪聲和干擾的去除。
9.如權利要求8所述的方法，其特征在于，利用平均噪聲能量進行糾正的步驟包括估計每個OFDM符號內(nèi)信道沖激響應樣值的平均噪聲能量；以及計算每個樣值的能量，根據(jù)樣值能量和估計出的每個樣值上的平均噪聲能量對信道沖激響應樣值序列進行噪聲和干擾去除。
10.如權利要求8或9所述的方法，其特征在于，利用保護間隔之外的信道沖激響應樣值來計算每個樣值點上的平均噪聲能量。
11.如權利要求1所述的方法，其特征在于，在所述步驟b3)中，將歸一化的保護間隔的長度作為插值的起始位置。
全文摘要
本發(fā)明提出了一種基于導頻的正交頻分復用信道估計方法，包括步驟計算導頻位置的信道頻率響應；利用插值估計數(shù)據(jù)子載波處的信道頻率響應，并對時域信道沖激響應的噪聲進行去除；以及對接收數(shù)據(jù)進行均衡。利用本發(fā)明的方法，對傳統(tǒng)的基于DFT的插值方法進行了改進，利用本發(fā)明的方法，能夠進行噪聲和干擾的去除，實驗證明具有較好的性能。
文檔編號H04L27/26GK1996973SQ20051013075
公開日2007年7月11日 申請日期2005年12月28日 優(yōu)先權日2005年12月28日
發(fā)明者潘立軍, 魏立軍, 樸范鎮(zhèn) 申請人:北京三星通信技術研究有限公司, 三星電子株式會社