專利名稱:信號(hào)處理系統(tǒng)的制作方法
本發(fā)明涉及對(duì)從通信信道接收的信號(hào)的處理。具體來說，本發(fā)明涉及用于解調(diào)適于用在電視信號(hào)傳送中的信號(hào)的一種集成的信號(hào)處理系統(tǒng)。
由于信號(hào)處理技術(shù)的不斷發(fā)展，使在一個(gè)信道中可實(shí)現(xiàn)的比特率有所增加，因此固有模擬信號(hào)的編碼傳送目前投入實(shí)用的日益增多。同時(shí)，新的數(shù)據(jù)壓縮技術(shù)趨于減小按可接受的方式代表模擬信息所需要的帶寬。
在數(shù)字通信中已使用了各種各樣的調(diào)制技術(shù)。例如，正交調(diào)幅(QAM)是一種為數(shù)字無線電通信專業(yè)人員熱衷的相當(dāng)復(fù)雜的技術(shù)。這種方法涉及兩個(gè)分開的符號(hào)流，每個(gè)符號(hào)流正交調(diào)制兩個(gè)載波之一?？捎孟率龇匠檀硪粋€(gè)被發(fā)送的QAM信號(hào)x(t)=2[cos(wctΣm=-∞∞Re{am}g(t-mT)]]]>-2[sin(wctΣm=-∞∞Im{am}g(t-mT)]]]>其中am是被傳送符號(hào)的一個(gè)有限序列；g(t)是實(shí)值的發(fā)送濾波器；以及T是符號(hào)周期。
本領(lǐng)域的普通技術(shù)人員顯然可以看出，這個(gè)方程等效于分別通過載波信號(hào)cos(wCt)和sin(wCt)調(diào)制兩個(gè)實(shí)值的基帶脈沖幅度調(diào)制(PAM)的信號(hào)。如這里所使用的，上述方程中的第一項(xiàng)稱之為“同相”分量，第二項(xiàng)稱之為“正交”分量。
這個(gè)系統(tǒng)按多級(jí)格式例如64QAM和256QAM在5-7比特/秒-Hz之間實(shí)現(xiàn)頻譜效率。在高信-噪比的應(yīng)用中QAM是非常有用的。但需要進(jìn)行雙邊帶調(diào)制，對(duì)按單邊帶或殘留邊帶調(diào)制方案的相同符號(hào)速率來說，這需要增加信道帶寬。此外，一般來說需要交叉偶合的信道均衡器來消除信道中的線性畸變，這又使系統(tǒng)的復(fù)雜性增大。
QAM的一個(gè)變型是正交相移鍵控(QPSK)，其中傳送的是由四個(gè)符號(hào)組成的信號(hào)集合，每個(gè)符號(hào)都有一個(gè)不同的相位和一個(gè)恒定的幅度。這個(gè)方案是作為由下述方程表示的正交分量之和來實(shí)現(xiàn)的Am＝bejθm其中，θm可以是{0，π/2，π，3π/2)中的任何一個(gè)、為了保存正交信息就必須發(fā)送兩個(gè)邊帶。ITU-T采用QPSK調(diào)制方案作為直接數(shù)字衛(wèi)星廣播的國際標(biāo)準(zhǔn)。在歐洲，在數(shù)字式有線廣播的數(shù)字式視頻廣播(DVB)標(biāo)準(zhǔn)中使用了16QAM和64QAM。QAM和QPSK具有相似的編碼方案，大體如參照MPEG傳送層信息包的
圖1所示，其中的QPSK和QAM是按照標(biāo)準(zhǔn)DVB-S(歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)PrETS300421)和標(biāo)準(zhǔn)DVB-C(歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)PrETS300429)實(shí)現(xiàn)的。MPEG是本領(lǐng)域中公知的一個(gè)標(biāo)準(zhǔn)，其中把數(shù)據(jù)分組成多個(gè)信息包，每個(gè)信息包包含188個(gè)字節(jié)。這個(gè)數(shù)字是為了和異步傳送方式(ATM)發(fā)送、另一個(gè)公知的電信標(biāo)準(zhǔn)兼容而選定的。在相應(yīng)的DVB標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定了編碼過程的各個(gè)方面，其中包括用于同步的隨機(jī)化和同步反向；Reed Solomon編碼；Forney隔行掃描；對(duì)于DVB-S情況的卷積編碼，和字節(jié)/m字節(jié)組的地址變換，以及對(duì)于DVB-C情況的微分地址變換。
本領(lǐng)域當(dāng)前正在力爭在使用數(shù)字技術(shù)的諸如有線電視和直接衛(wèi)星電視的應(yīng)用中更加有效地發(fā)送視頻和音頻數(shù)據(jù)。
本發(fā)明的主要目的是提供一種在一個(gè)約束信道中用于數(shù)據(jù)通信的改進(jìn)的信號(hào)處理系統(tǒng)。
本發(fā)明的另一個(gè)目的是提供一種用于以高的比特率接收并解碼數(shù)據(jù)(如，視頻和音頻信號(hào))的改進(jìn)的、經(jīng)濟(jì)的設(shè)備。
本發(fā)明的第三個(gè)目的是提供一種按照一個(gè)通信系統(tǒng)中的調(diào)制器頻率對(duì)解調(diào)頻率進(jìn)行經(jīng)濟(jì)的和可靠的鎖定的改進(jìn)的設(shè)備。
本發(fā)明的第四個(gè)目的是提供一種按照一個(gè)通信系統(tǒng)中發(fā)送數(shù)據(jù)的速率對(duì)數(shù)據(jù)采樣頻率進(jìn)行經(jīng)濟(jì)可靠的鎖定的改進(jìn)的設(shè)備。
本發(fā)明提供一種信號(hào)處理設(shè)備，用于處理以采樣率操作的采樣器采樣的信號(hào)，該信號(hào)具有一個(gè)相應(yīng)于接收符號(hào)率的周期，該設(shè)備包括一個(gè)時(shí)鐘，以所述采樣率操作；一個(gè)數(shù)字控制振蕩器，以周期T操作；一個(gè)內(nèi)插器，以所述采樣率接收樣本；以及一個(gè)環(huán)路濾波器，耦合到所述內(nèi)插器和所述數(shù)字控制振蕩器，并且具有一個(gè)響應(yīng)所述周期T和相應(yīng)于所述采樣信號(hào)的所述接收的符號(hào)率的所述周期之間的差值的輸出；其中，所述數(shù)字控制振蕩器響應(yīng)所述環(huán)路濾波器的所述輸出，并且產(chǎn)生代表相繼樣本之間的內(nèi)插距離的第一輸出信號(hào)，所述內(nèi)插器按照所述內(nèi)插距離內(nèi)插所述接收的樣本，并且產(chǎn)生代表內(nèi)插樣本的輸出信號(hào)。
為了更好地理解本發(fā)明的這些和其它目的，應(yīng)參照本發(fā)明的詳細(xì)描述，其中結(jié)合下述附圖給出了實(shí)例，這些附圖是圖1是說明QAM和QPSK編碼和調(diào)制的方塊圖；
圖2是表示一個(gè)通信系統(tǒng)的調(diào)制和解調(diào)的方塊圖；圖3是圖2所示的調(diào)諧器和I、Q解調(diào)器的一個(gè)更加詳細(xì)的方塊圖；圖4是表示圖2所示的調(diào)制器電路的一部分的方塊圖；圖5是表示在已知的采樣點(diǎn)之間內(nèi)插的采樣點(diǎn)的曲線圖；圖6是在一個(gè)現(xiàn)有技術(shù)的接收機(jī)中的一個(gè)載波恢復(fù)電路和定時(shí)恢復(fù)電路的方塊圖；圖7是圖6所示的載波恢復(fù)電路的一個(gè)更加詳細(xì)的方塊圖；圖8是圖6所示的定時(shí)恢復(fù)電路的更加詳細(xì)的方塊圖；圖9是說明Gardner算法的示意圖；圖10是按本發(fā)明的載波恢復(fù)電路和定時(shí)恢復(fù)電路的方塊圖；圖11是表示圖10所示的定時(shí)恢復(fù)電路的更加詳細(xì)的、部分示意的方塊圖；圖12是說明圖11所示的定時(shí)恢復(fù)電路中的數(shù)值控制振蕩器的示意圖；圖13是說明圖11的電路的操作的示意圖；圖14a和14b是具有不同延遲值的sinc脈沖曲線圖，它們有助于理解圖11-13所示電路的操作；圖15a、15b、15c是表示sinc內(nèi)插過程的曲線圖；圖16是用在圖10所示的電路的sinc內(nèi)插器電路中的濾波器的示意圖；圖17是可用在圖10電路中的線性內(nèi)插單元的示意圖；圖18是用在圖10電路中的一個(gè)匹配濾波器的示意圖；圖19是按本發(fā)明的載波恢復(fù)電路的方塊圖；圖20是用在圖19的載波恢復(fù)電路中的一個(gè)自適應(yīng)相位跟蹤電路的方塊圖；圖21是用在圖19電路中的一個(gè)跳躍加法器的電路示意圖；圖22是按本發(fā)明的一個(gè)替換實(shí)施例的載波恢復(fù)電路和定時(shí)恢復(fù)電路的方塊圖；圖23是用在圖22所示電路中的一個(gè)Hilbert濾波器的更加詳細(xì)的示意圖；圖24是說明坐標(biāo)轉(zhuǎn)動(dòng)誤差的示意圖；以及圖25是表示本發(fā)明第二替換實(shí)施例的方塊圖。
圖2和圖3表示一個(gè)數(shù)字接收機(jī)50的構(gòu)成。雖然參照一個(gè)特殊的數(shù)字接收機(jī)來說明本發(fā)明，但本領(lǐng)域的普通專業(yè)人員將會(huì)理解，按許多調(diào)制和解調(diào)形式都能實(shí)施本發(fā)明，其中只需把解調(diào)頻率精確鎖定在調(diào)制頻率即可。類似地，這里所述的技術(shù)可以應(yīng)用到許多需要仔細(xì)進(jìn)行模擬信號(hào)至數(shù)字信號(hào)的同步轉(zhuǎn)換的系統(tǒng)。
圖2表示一個(gè)包括數(shù)字接收機(jī)50的通信系統(tǒng)的方塊圖。調(diào)制器20調(diào)制并發(fā)送穿過通信信道22的信號(hào)，該信號(hào)由接收機(jī)前端23接收并在I、Q解調(diào)器21中解調(diào)。在一個(gè)模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器ADC60中采樣該解調(diào)信號(hào)。在定時(shí)恢復(fù)電路62中完成定時(shí)恢復(fù)。在載波恢復(fù)電路64中完成載波恢復(fù)。該接收機(jī)一般包括一個(gè)自動(dòng)增益控制(AGC)電路66。通過匹配濾波器68處理采樣數(shù)據(jù)，然后將采樣數(shù)據(jù)送到限幅器69和誤差校正電路72，對(duì)此下面再進(jìn)行討論。
在接收機(jī)前端23，將一個(gè)射頻放大器52偶合到通信信道22。該信道一般是一個(gè)約束信道，例如衛(wèi)星的下行線路、或電視電纜，但可以是任何一種通信信道。通過第一解調(diào)器24把射頻放大器52的輸出解調(diào)到一個(gè)第一中間頻率，然后使其通過一個(gè)帶通濾波器15。第一解調(diào)器24是公知的類型，它的頻率由電壓控制振蕩器33控制，振蕩器33通過微處理器接口29編程，而接口29是通過數(shù)字/模擬轉(zhuǎn)換器37操作的。在I、Q解調(diào)器21(圖2)中使用其中包括的解調(diào)器子單元1、2把放大器31輸出的中間頻率(IF)信號(hào)解調(diào)成一個(gè)復(fù)合基帶表示，并使它們通過低通濾波器3、4，以產(chǎn)生輸出信號(hào)I數(shù)據(jù)和Q數(shù)據(jù)，即分別為同相分量和正交分量。使用高速模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器單元ADC60把這些信號(hào)轉(zhuǎn)換成數(shù)字表示。
如圖4所示調(diào)制由信道22接收的信號(hào)。分別通過平方根升余弦濾波器5和6濾波由同相分量I數(shù)據(jù)和正交分量Q數(shù)據(jù)組成的脈沖，在乘法器7、8中將該脈沖調(diào)制在載波頻率為ωC的正交載波上，并在加法器9中對(duì)脈沖求和。一般來說，要和期望的信號(hào)10一道發(fā)送鄰近通帶的信號(hào)。在典型的應(yīng)用中，整形脈沖的剩余帶寬超過奈奎斯特最小值35％。該調(diào)制器可任意包括一個(gè)中間頻率(IF)級(jí)(未示出)。對(duì)于33毫微秒的符號(hào)周期T，奈奎斯特頻率約為15兆赫，這等效于約30兆赫的通帶。對(duì)于這樣的信號(hào)，可能需要3分貝滾降的一個(gè)40.5兆赫的信道。在設(shè)計(jì)接收機(jī)和解調(diào)器時(shí)，必須考慮鄰近的信道、信道畸變、和噪聲。解調(diào)的細(xì)節(jié)由通信信道確定。
再次回到圖2，高速模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器ADC60提供用于定時(shí)恢復(fù)電路62的一個(gè)輸出，以保證由ADC60的準(zhǔn)確采樣。為了能成功地恢復(fù)原始數(shù)據(jù)，該接收機(jī)需要至少完成以下任務(wù)(a)把解調(diào)頻率鎖定到調(diào)制頻率；(b)把數(shù)據(jù)采樣頻率鎖定到發(fā)送的符號(hào)速率；(c)調(diào)節(jié)調(diào)諧器增益以得到最佳的信噪比；(d)完成脈沖整形操作以把符號(hào)間干擾(ISI)減至最??；
(e)完成奈奎斯特濾波器操作以排除信道外噪聲。
載波控制電路64控制I、Q解調(diào)器21，以恢復(fù)正確的頻率和相位。AGC電路66反饋到射頻放大器52。AGC電路66和載波恢復(fù)電路64全都偶合到ADC60的輸出端。通過匹配濾波器68濾波來自ADC60的主數(shù)字?jǐn)?shù)據(jù)流，匹配濾波器68精確匹配發(fā)送濾波器(未示出)的特性。限幅器69從濾波器68的輸出提取數(shù)據(jù)，確定最近的合理坐標(biāo)點(diǎn)，并以適當(dāng)?shù)母袷较蛘`差校正電路72提供一個(gè)表示。在DVB標(biāo)準(zhǔn)中規(guī)定了誤差校正指標(biāo)，因?yàn)檫@不在本發(fā)明的范圍之內(nèi)，所以這里對(duì)此不作進(jìn)一步討論。
在進(jìn)一步詳細(xì)描述優(yōu)選實(shí)施例之前，我們相信比較圖6-9能更加清楚地理解本發(fā)明，圖6-9表示載波恢復(fù)和定時(shí)恢復(fù)問題的常規(guī)解決方法。在調(diào)諧器中使用了一個(gè)芯片外的I、Q正交解調(diào)器10。通過載波恢復(fù)電路模塊44控制一個(gè)外部電壓控制振蕩器42，以將解調(diào)器時(shí)鐘鎖定到發(fā)送信號(hào)的頻率和相位。一般可在幾兆赫的范圍內(nèi)調(diào)節(jié)電壓控制振蕩器42。通過外部控制振蕩器46、一般是一個(gè)晶體振蕩器將發(fā)送電路的采樣鎖定到發(fā)送符號(hào)的速率和相位。通過定時(shí)恢復(fù)電路48控制振蕩器46，但一般只限于幾百千赫的范圍。因?yàn)椴煌男l(wèi)星收發(fā)機(jī)和有線電視系統(tǒng)使用了不同的符號(hào)速率，所以可能需要多個(gè)電壓控制振蕩器(未示出)來適應(yīng)發(fā)射設(shè)備的差異，或者將設(shè)備的應(yīng)用僅限制在一個(gè)特殊的發(fā)送系統(tǒng)。在模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器45、47中，以T/2系統(tǒng)時(shí)鐘速率采樣解調(diào)的數(shù)據(jù)。因此系統(tǒng)時(shí)鐘以30兆波特的符號(hào)速率在60兆赫運(yùn)行。對(duì)于Gardner定時(shí)恢復(fù)環(huán)路，需要進(jìn)行T/2采樣操作。但在定時(shí)恢復(fù)環(huán)路之外的電路，一般以一個(gè)較慢的速率T計(jì)時(shí)，以簡化實(shí)施方案并減小電路面積。經(jīng)匹配濾波器54、56濾波后I、Q輸出58、59送到限幅器和誤差校正電路(未示出)，這些電路是特殊應(yīng)用需要的。
匹配濾波器54、56一般是作為平方根升余弦濾波器實(shí)施的，它有一個(gè)剩余帶寬α＝0.35以符合DVB的規(guī)定。這些濾波器與用來發(fā)送輸入信號(hào)的發(fā)送濾波器(未示出)匹配，以便將信號(hào)恢復(fù)到它的發(fā)送前的特性。
載波恢復(fù)電路44可以作為一個(gè)常規(guī)的Costas環(huán)路實(shí)施，如圖7的標(biāo)號(hào)61所示。信道發(fā)生了變化后，可能存在一個(gè)明顯的頻率誤差，必須在獲取相位之前確定這個(gè)頻率誤差?？梢允褂谜`差信號(hào)67正比于頻率誤差的這種類型的頻率鎖定環(huán)路、或者使用頻率掃描方案來確定開始時(shí)的頻率誤差。
在圖8中較詳細(xì)地表示出定時(shí)恢復(fù)電路48。使用一種常規(guī)的Gardner算法，該算法通過A/D轉(zhuǎn)換器45、47以及單元55、57獲取T/2采樣的定時(shí)采樣點(diǎn)。使用偶數(shù)的采樣作為數(shù)據(jù)采樣，而奇數(shù)的采樣對(duì)應(yīng)于過零點(diǎn)。按照下述方程來計(jì)算誤差 其中I是同相輸出；Q是正交輸出；T是符號(hào)周期；r是偶數(shù)采樣的采樣時(shí)間；在Gardner，F(xiàn)loyd M.的文章“A BPSK/QPSK Timing-ErrorDetector for Sampled Receivers”(IEEE Trans.Comms，COM-34，1986年5月，423-429頁)中，詳細(xì)地說明了Gardner算法。從定性角度看，該誤差信號(hào)表示定時(shí)采樣點(diǎn)為了把奇數(shù)的T/2采樣鎖定到兩次采樣之間的中點(diǎn)、并把偶數(shù)采樣點(diǎn)鎖定到附近的最佳采樣點(diǎn)所必須移動(dòng)的方向。因?yàn)閿?shù)據(jù)在實(shí)際系統(tǒng)中已被隨機(jī)化，所以存在足夠大數(shù)目的過零點(diǎn)。
按照該算法，在減法器38、39中計(jì)算隨后一個(gè)偶數(shù)采樣和前一個(gè)偶數(shù)采樣之間的差值。在乘法器41、43中將這個(gè)差值乘以在此之間的奇數(shù)采樣值。參照?qǐng)D9來說明采樣點(diǎn)過早的情況。對(duì)于下降沿70，中間的奇數(shù)點(diǎn)71為正值。因?yàn)楹笠粋€(gè)點(diǎn)73比前一個(gè)點(diǎn)74更加接近零線，所以奇數(shù)點(diǎn)73、74之間的差值為負(fù)值。因此，乘積為負(fù)值。對(duì)于上升沿80，奇數(shù)中間點(diǎn)78為負(fù)值。相繼偶數(shù)點(diǎn)82、84之間的差為正值。因此，乘積也為負(fù)值。
類似的分析表明，對(duì)于過遲的采樣Gardner算法在上升沿和下降沿都產(chǎn)生正值。為簡潔起見對(duì)此不再重復(fù)。
該誤差值表示采樣點(diǎn)必須向哪個(gè)方向移動(dòng)才能正確地校準(zhǔn)它。
當(dāng)采樣點(diǎn)正確時(shí)，除了噪聲和內(nèi)部符號(hào)干擾(ISI)效應(yīng)外，由Gardner算法得到的誤差值是零。但噪聲效應(yīng)的平均值為零。
經(jīng)過處理后，對(duì)偶數(shù)的采樣進(jìn)行限幅，以給出可加到誤差校正電路的重新構(gòu)成的數(shù)據(jù)。在消旋之前舍棄奇數(shù)的采樣。當(dāng)然，借助于適當(dāng)修改的定時(shí)恢復(fù)電路，對(duì)奇數(shù)的采樣值進(jìn)行限幅并且舍棄偶數(shù)的采樣值也同樣是可能的。類似地，可使用以T的其它劃分所進(jìn)行的采樣。雖然在過零點(diǎn)用奇數(shù)的采樣進(jìn)行鎖定不能保證一定能找到數(shù)據(jù)的最佳采樣點(diǎn)，但這個(gè)方案在實(shí)踐中卻能滿意地工作。還可以使用更加緊密地鎖定到具有最大校正似然性的點(diǎn)上的其它一些方案，但這些方案一般說來實(shí)施起來都比較復(fù)雜。
定時(shí)恢復(fù)電路48中的邏輯是以T為單位操作的，這是因?yàn)閮H每隔一次采樣就產(chǎn)生一個(gè)誤差估算值的緣故。但一個(gè)偶數(shù)的采樣在移位寄存器63、65、75、77(圖8)中傳播到下一個(gè)偶數(shù)位置需要兩個(gè)T/2周期。因?yàn)椴蓸邮且訲/2單位計(jì)時(shí)的。
現(xiàn)在開始參照?qǐng)D10說明本發(fā)明的一個(gè)優(yōu)選實(shí)施例。該優(yōu)選實(shí)施例比上述傳統(tǒng)電路優(yōu)越之處是載波和定時(shí)環(huán)路全都在數(shù)字范疇內(nèi)實(shí)施，并且全都集成在一個(gè)CMOS芯片上。結(jié)果，減少了外部系統(tǒng)部件的成本。這種結(jié)構(gòu)的另一個(gè)優(yōu)點(diǎn)是，解調(diào)器能夠以許多不同的符號(hào)速率操作，或者說能夠使用可變符號(hào)速率技術(shù)操作。正如以上討論過的，現(xiàn)有技術(shù)的解決方案是需要可變晶體控制振蕩器去和符號(hào)速率匹配的。
使用了一個(gè)傳統(tǒng)的芯片外I、Q基帶解調(diào)器140。一個(gè)適宜的I、Q正交基帶解調(diào)器是GEC Plessey SL 1710 I、Q解調(diào)器。外部采樣定時(shí)恢復(fù)環(huán)路已由固定頻率的系統(tǒng)時(shí)鐘120代替，系統(tǒng)時(shí)鐘120對(duì)邏輯進(jìn)行計(jì)時(shí)。系統(tǒng)時(shí)鐘頻率必須至少等于數(shù)據(jù)的奈奎斯特頻率，或者按另一種方式保證滿足數(shù)據(jù)的奈奎斯特頻率。芯片上的內(nèi)插器單元130在定時(shí)恢復(fù)環(huán)路125的控制下產(chǎn)生同步的、T/2間隔開的采樣值。在每個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘點(diǎn)，通過內(nèi)插器單元130產(chǎn)生或者為1、或者為0的T/2采樣值。一旦已經(jīng)產(chǎn)生了采樣，就通過對(duì)“有效的”控制選通信號(hào)170(圖11)的判斷把這種情況通知給隨后的硬件模塊。
如圖6所示的包括外部電壓控制振蕩器46在內(nèi)的外部載波恢復(fù)電路已用固定頻率的外部晶體振蕩器145代替。振蕩器145是與芯片上的數(shù)字消旋器150和芯片上的載波恢復(fù)環(huán)路155協(xié)調(diào)動(dòng)作的。消旋器150和載波恢復(fù)環(huán)路155都是可由以T為間隔的采樣操作的。按照DVB規(guī)定，把I和Q輸出152、154加到限幅器和誤差校正電路。
定時(shí)恢復(fù)圖11和12更加詳細(xì)地表示出本發(fā)明的定時(shí)恢復(fù)電路。以系統(tǒng)時(shí)鐘速率采樣正交解調(diào)的數(shù)據(jù)，該時(shí)鐘速率如以上所述必須至少等于輸入數(shù)據(jù)的奈奎斯特頻率。如圖12所示，總的以210表示的芯片上的數(shù)字控制振蕩器保持符時(shí)間的計(jì)數(shù)。數(shù)字控制振蕩器210的狀態(tài)Ω代表已經(jīng)過去的符號(hào)周期數(shù)的一個(gè)固定點(diǎn)計(jì)數(shù)。在每個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘點(diǎn)，狀態(tài)Ω在寄存器260中增加一個(gè)值，該值等于標(biāo)稱波特率/系統(tǒng)時(shí)鐘速率，使用控制信號(hào)262可從該標(biāo)稱值開始對(duì)這一數(shù)值進(jìn)行調(diào)節(jié)。在一個(gè)倒數(shù)產(chǎn)生器240中取出寄存器260中該值的倒數(shù)。在乘法器241中將該倒數(shù)乘以[(2Ω)mod1]/2，并在飽和模塊242中將其限制在一個(gè)小于1的值。
現(xiàn)在參照?qǐng)D11和13，其中表示說明圖11所示電路的操作的一個(gè)實(shí)例，其中(標(biāo)稱波特率/系統(tǒng)時(shí)鐘速率)＝0.4。一旦狀態(tài)Ω通過一個(gè)T/2標(biāo)記、在圖13中用下邊一行朝上的箭頭表示的，數(shù)字控制振蕩器210就輸出一個(gè)信號(hào)215和一個(gè)數(shù)值Δ217，該數(shù)值代表相繼采樣之間的內(nèi)插距離并且由下式給出 信號(hào)215和Δ217由sinc內(nèi)插器單元222接收，sinc內(nèi)插器單元222包括分別用于同相分量和正交分量的單個(gè)sinc內(nèi)插器221a、221b。內(nèi)插器單元222然后根據(jù)內(nèi)插距離產(chǎn)生一個(gè)采樣值。Δ的值大于或等于0并且小于1，但是被表示為一個(gè)固定點(diǎn)的數(shù)。大于或等于1的數(shù)值在剛好小于1處飽和。當(dāng)控制信號(hào)為正時(shí)，在偶然的情況下可能算出Δ值大于1。在這些條件下，將Δ值限制在剛剛小于1。分別按照Δ值是1還是0去指示sinc內(nèi)插器單元222產(chǎn)生超前的或是滯后的采樣。內(nèi)插器覆蓋的采樣時(shí)間寬度是一個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘周期。
數(shù)字控制振蕩器210在定時(shí)環(huán)路中根據(jù)Gardner算法操作。還可以使用其它的定時(shí)恢復(fù)算法，例如Muller和Muller算法。使用二階環(huán)路濾波器259。在該電路中包括一個(gè)比例-積分(PI)控制器211。選擇控制器211的比例和積分增益常數(shù)，以給出所需要的衰減系數(shù)和固有頻率。對(duì)于初始的信道數(shù)據(jù)獲取，最好使用相當(dāng)高的固有頻率，以使鎖定時(shí)間最小并能保證數(shù)據(jù)獲取。在此之后，改變?cè)撓禂?shù)以減小環(huán)路帶寬并使其對(duì)噪聲和起伏不靈敏。這種“齒輪式移動(dòng)”操作改善了整個(gè)系統(tǒng)的比特誤差率。
因?yàn)镚ardner算法采用的是無內(nèi)部符號(hào)干擾(ISI)的數(shù)據(jù)，所以電路中包括有匹配濾波器254、256，它們最好是平方根升余弦匹配濾波器。這些匹配濾波器不可能設(shè)置在內(nèi)插器單元222之前，因?yàn)檫@些匹配濾波器具有為T/2采樣的數(shù)據(jù)而設(shè)計(jì)的硬線連接的系數(shù)。如以上討論過的，Gardner算法要使用T/2采樣表鎖定定時(shí)采樣點(diǎn)。該環(huán)路最好能以下述方式獲取采樣點(diǎn)，即奇數(shù)采樣在輸入數(shù)據(jù)的過零點(diǎn)，并且使用偶數(shù)采樣作為數(shù)據(jù)采樣。
按照下述方程，在存在對(duì)sinc內(nèi)插器單元222的系統(tǒng)時(shí)鐘速率采樣和出現(xiàn)內(nèi)插的采樣之間加上一個(gè)延遲延遲＝D+kδ其中δ＝(系統(tǒng)時(shí)鐘周期/N)；N是sinc內(nèi)插點(diǎn)的數(shù)目；
k＝(整數(shù)的)內(nèi)插距離ΔN；并且D＝硬件中內(nèi)含的恒定延遲。
sinc內(nèi)插器單元222是基于以系統(tǒng)時(shí)鐘速率計(jì)時(shí)的有限脈沖響應(yīng)濾波器，其中的系數(shù)是從一列N組系數(shù)選擇出來的，每一組系數(shù)都內(nèi)插一個(gè)不同的延遲。數(shù)字控制振蕩器210輸出的內(nèi)插距離決定了使用哪一組系數(shù)在Δ從0變到1時(shí)產(chǎn)生一個(gè)指定的采樣。參照?qǐng)D5就可理解這一點(diǎn)，在圖5中的橢圓形記號(hào)代表內(nèi)插的可能性。sinc內(nèi)插的基礎(chǔ)是采樣理論，該理論證明使用sinc脈沖可以重構(gòu)已按奈奎斯特方式采樣的信號(hào)，這等效于在該頻域完成了低通濾波操作。通過下述方程給出這個(gè)輸出y(t)=Σk=-∞∞x(kT)sinc[π(t-kT)T]]]>從圖15a-15c可以看出，重構(gòu)的波形580是有代表性地由線582、584和586表示的所有分量之和。如圖15b所示，在每個(gè)采樣點(diǎn)只有一具非零的分量。為使實(shí)施成為可能，即為了最終構(gòu)成系統(tǒng)，必須對(duì)sinc脈沖的尾部進(jìn)行修整。這樣做引入的誤差是可以忽略的。為了在已知的采樣之間的一個(gè)點(diǎn)處內(nèi)插信號(hào)值，必須對(duì)在這一點(diǎn)上每個(gè)已知采樣所作出的貢獻(xiàn)求和。根據(jù)采樣的幅度和sinc脈沖的形狀計(jì)算這些貢獻(xiàn)。使用FIR濾波器250(圖16)對(duì)這些貢獻(xiàn)進(jìn)行計(jì)算和求和。根據(jù)系統(tǒng)時(shí)鐘速率的sinc脈沖來計(jì)算濾波器250的系數(shù)。
如圖16所示，該有限脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器250有多個(gè)乘法器252，每個(gè)乘法器252有一個(gè)小型只讀存貯器(ROM)251。這些乘法器252并行操作。為清楚起見圖中只表示出最左邊的乘法器252的ROM251，但應(yīng)該明白，每個(gè)乘法器都按可操作方式與一個(gè)ROM相關(guān)聯(lián)?？梢园戳硗獾姆绞绞褂迷S多形式的存貯器。例如在某些應(yīng)用中，可能期望在一個(gè)微處理器(未示出)的控制下操作該接收機(jī)，并且用可編程數(shù)值將存貯器ROM 251實(shí)施成一個(gè)RAM。用于采樣接收機(jī)的微處理器接口是眾所周知的，這里對(duì)此不作進(jìn)一步的討論。在ROM 251中存貯用于每個(gè)延遲相位的系數(shù)，并且按照數(shù)字控制振蕩器210產(chǎn)生的內(nèi)插距離由尋址邏輯249在ROM 251中選出一個(gè)合適的系數(shù)。用于ROM 251的尋址裝置是常規(guī)的裝置。濾波器250包括具有多個(gè)抽頭位置258的移位寄存器257。
存入ROM 251中的系數(shù)基于系統(tǒng)時(shí)鐘速率的sinc脈沖。零延遲系統(tǒng)具有中心在零處的sinc脈沖，并且模擬Δ＝0時(shí)最晚到達(dá)的信號(hào)。最大的延遲系數(shù)對(duì)應(yīng)于中心在(N-1)/N系統(tǒng)時(shí)鐘周期的一個(gè)sinc脈沖，并且一旦Δ＞(N-1)/N，就使用該最大延遲系數(shù)。
使用下述通用公式產(chǎn)生升余弦的sinc脈沖系數(shù)(最好α＝0.35)c(x)=[sin(πxT)πxT][cos(απxT)1-(2αxT)2]]]>其中x=cT+n(TN)]]>并且C是系數(shù)數(shù)(例如，-2、-1、0、1、2)；
n是內(nèi)插距離0、……N-1；在下述的表中給出了用于6個(gè)抽頭、8個(gè)相位的內(nèi)插器的抽頭值。第8行未實(shí)施。
表16抽頭8相位內(nèi)插-FIR濾波器系數(shù)
在加法器單元253中對(duì)乘法器250產(chǎn)生的數(shù)據(jù)求和，并且將其作為內(nèi)插數(shù)據(jù)輸出。
參照?qǐng)D5、14a、14b、和15a-15C可以進(jìn)一步領(lǐng)會(huì)sinc內(nèi)插器單元222的操作，其中加有兩個(gè)典型的延遲。對(duì)于這些實(shí)例，假定內(nèi)插器有一個(gè)6抽頭的濾波器和8個(gè)相位。在實(shí)用中按照應(yīng)用和期望的分辨率來選擇抽頭和相位的數(shù)目。在圖14a中，表示的是組0的系數(shù)。只有中心抽頭系數(shù)不為零。因此，輸出的數(shù)據(jù)只是基于位置255的模擬-數(shù)字值的內(nèi)容，該內(nèi)容再乘以存貯在它的相關(guān)的ROM(未示出)中的值。在圖14b中，涉及一個(gè)較長的延遲，所選的是組0-8中的組7，它的系數(shù)如圖所示。例如，中心抽頭的系數(shù)值為0.974。內(nèi)插時(shí)利用了所接收數(shù)據(jù)的已知sinc脈沖形狀。
最好把數(shù)字控制振蕩器、sinc內(nèi)插器、和環(huán)路濾波器組成一個(gè)半導(dǎo)體集成電路，它可以是一個(gè)CMOS電路。
通過加入一定大小的線性內(nèi)插可有選擇地增加該單元中的內(nèi)插精度，如圖17所示，圖17表示一個(gè)線性內(nèi)插單元267。線性內(nèi)插單元267完成對(duì)sinc內(nèi)插值的線性內(nèi)插。如圖5所示，一個(gè)所需的內(nèi)插點(diǎn)261分別由前一個(gè)和后一個(gè)sinc內(nèi)插點(diǎn)265和263所包圍。根據(jù)點(diǎn)265、263來完成確定該點(diǎn)261的值的線性內(nèi)插。在圖17中，δ＝(系統(tǒng)時(shí)鐘周期/N)；N是sinc內(nèi)插點(diǎn)的數(shù)目；k＝(整數(shù))內(nèi)插距離ΔN；D＝內(nèi)含在硬件中的恒定延遲；以及f＝(分?jǐn)?shù))內(nèi)插距離ΔN。
每個(gè)系統(tǒng)時(shí)鐘采樣都在sinc內(nèi)插單元266、268中sinc內(nèi)插在內(nèi)插點(diǎn)k和k+1上。分別在乘法器269、264中將該內(nèi)插的結(jié)果乘以1-f和f，并且在加法器270組含相乘的結(jié)果。然后輸出一個(gè)內(nèi)插的采樣值。
現(xiàn)在參照?qǐng)D11和18，匹配濾波器254、256是作為有限脈沖響應(yīng)濾波器實(shí)施的，并且是由內(nèi)插器單元222產(chǎn)生的有效信號(hào)、選通信號(hào)170允許操作的。圖18表示一個(gè)典型的濾波器290。借助于有效信號(hào)170來允許移位寄存器280的操作。對(duì)于每個(gè)有效的輸入采樣，產(chǎn)生一個(gè)輸出采樣。假定剩余帶寬α＝0.35，對(duì)T/2 FIR平方根升余弦濾波器計(jì)算FIR系數(shù)C0………Cn。雖然在濾波器內(nèi)硬件實(shí)際上是以較快的速率即，系統(tǒng)時(shí)鐘120的速率(圖10)計(jì)時(shí)的，但使用了有效選通信號(hào)170可模擬T/2的系統(tǒng)時(shí)鐘的計(jì)時(shí)。
載波恢復(fù)下邊參照?qǐng)D19和20開始說明載波恢復(fù)環(huán)路，圖19和20表示出Costas算法相位誤差估算部分315、二階環(huán)路濾波器320、數(shù)字控制振蕩器310、和數(shù)字消旋電路317。這個(gè)電路跟蹤在外部調(diào)制和解調(diào)鏈路中的任何頻率誤差和相移。附加的自適應(yīng)環(huán)路電路319最好按最小均方(LMS)算法操作，以便自適應(yīng)地估算由交流聲和抖動(dòng)引起的解調(diào)相位噪聲誤差。
sinθ和cosθ控制消旋電路317。它們是使用存在一個(gè)ROM(未示出)中的查找表產(chǎn)生的。三角學(xué)查找表的設(shè)計(jì)是公知的。
消旋器把輸入數(shù)據(jù)轉(zhuǎn)動(dòng)了θ。令(I、Q)代表幅度(I2+Q2)的矢量，并且自變量tan-1(I/Q)＝φ。因此，I＝sinφ，并且Q＝cosφ，我們要求消旋的I＝I＇＝sin(φ+θ)，并且Q′＝cos(φ+θ)。
I′＝sinφcosθ-cosφsinθ＝Icosθ-Qsinθ；并且Q′＝Qcosθ-Isinθ這是由消旋電路317中所示的乘法器和加法器網(wǎng)絡(luò)實(shí)現(xiàn)的。Costas相位誤差估算部分315是這個(gè)環(huán)路的最后一部分。
還要使用與相位估算部分315協(xié)同動(dòng)作的消旋器317來校正相位噪聲和抖動(dòng)。由相位誤差的LMS自適應(yīng)估算值來跟蹤這種抖動(dòng)?，F(xiàn)在參照?qǐng)D20，表示為帶分?jǐn)?shù)部分的固定點(diǎn)數(shù)目的消旋的I值和Q值在限幅器332、334中分別被限幅，使它們?yōu)樽羁拷暮侠碜鴺?biāo)值。對(duì)于QPSK，這個(gè)值為+1或-1。在減法器336、338中，獲得消旋的值和限幅后的值之間的差值，并且由此形成誤差。將I和Q誤差值轉(zhuǎn)換成角誤差估算值θ誤差。對(duì)于QPSK調(diào)制，按照下述的表2，從包含在變角器331中的開關(guān)網(wǎng)絡(luò)可得到該θ誤差。變角器331的輸出是相位抖動(dòng)或交流干擾誤差θ估算值的一個(gè)自適應(yīng)LMS估算值。還可以使用在我們的相關(guān)申請(qǐng)序列號(hào)No.08/481,107中公開的相位誤差估算電路，在這里參照引用了該申請(qǐng)，還可以有許多其它的相位誤差估算電路，例如實(shí)施Costas算法的電路。
LMS算法和它的符號(hào)變量都是公知的，這里對(duì)此不作進(jìn)一步的說明。例如參見“Digital Communication”(第二版，作者Ed-wardA.Lee和DavidG.Messerschmitt，Kluwer Academic出版社，第11章)。
該自適應(yīng)算法對(duì)標(biāo)準(zhǔn)的LMS算法略加修改，即給θ估算值一個(gè)泄放值(leak)。在正常情況下，該泄放值是零；但在每個(gè)第N個(gè)周期時(shí)，該泄放值是-(sin(θ估算值))。這就能防止θ誤差增長到超過了操作極限。
Costas環(huán)路用軸上的坐標(biāo)點(diǎn)即，(1，0)、(0，1)、(-1，0)、(0，-1)進(jìn)行鎖定。因此，在如圖24所示的給定實(shí)例中，可將該誤差估算為θ誤差＝sin-1(I誤差)，這可以近似為θ誤差＝I誤差。對(duì)于其它的一些坐標(biāo)點(diǎn)，類似地有θ誤差或者是+或-的I誤差，或者為+或-的Q誤差，如以下表格所示。圖24給出了θ誤差的幾何表示。
表2θ誤差的近似θ誤差
QAM調(diào)制方案的誤差計(jì)算更加復(fù)雜。
像在這里上述公開的定時(shí)恢復(fù)控制環(huán)路那樣，在二階環(huán)路320中的比例和積分增益常數(shù)(PI)控制器321也是從寬的帶寬值開始啟動(dòng)的以把數(shù)據(jù)獲取時(shí)間減至最小，而后把該控制器321移動(dòng)到一個(gè)較低的帶寬值組以便在一旦實(shí)現(xiàn)鎖定時(shí)使系統(tǒng)的比特誤差率變?yōu)樽罴选０凑仗囟☉?yīng)用的要求能夠很容易地選擇該選定的數(shù)值。
在信道變化后可能存在一個(gè)明顯的頻率誤差，必須在獲取相位之前確定該頻率誤差。最好能實(shí)現(xiàn)一個(gè)能夠獲取起始頻率誤差的頻率鎖定環(huán)路(即誤差信號(hào)正比于頻率誤差的環(huán)路)或?qū)崿F(xiàn)一個(gè)頻率掃描獲取方案。參照?qǐng)D21說明一個(gè)實(shí)現(xiàn)鎖定的電路，該電路和頻率及相位鎖定環(huán)路電路321相關(guān)聯(lián)。如果比例積分環(huán)路320不能鎖定到接收的中間頻率信號(hào)的頻率，則圖21的電路允許數(shù)字控制振蕩器310以不連續(xù)的間隔從一個(gè)頻率“跳躍”到另一個(gè)頻率，以搜尋輸入信號(hào)的載波。在圖21中用標(biāo)號(hào)458表示的、PI控制器321的輸出的高階位與從狀態(tài)機(jī)461取得的跳躍輸入450組合起來提供給跳躍加法器414。加法器414輸出一個(gè)頻率偏差信號(hào)452，信號(hào)452由數(shù)字控制振蕩器310接收。
第二實(shí)施例在解調(diào)時(shí)不能同時(shí)產(chǎn)生同相分量和正交分量的許多調(diào)制形式對(duì)本領(lǐng)域來說都是公知的。例如，通過對(duì)脈沖基帶信號(hào)進(jìn)行幅度調(diào)制，并且對(duì)幅度調(diào)制(AM)的信號(hào)的冗余邊帶進(jìn)行壓縮，可實(shí)現(xiàn)殘留邊帶(VSB)調(diào)制以保持帶寬不變。通常壓縮的是較低的邊帶。按VSB的數(shù)字形式，使用數(shù)字脈沖幅度調(diào)制(PAM)信號(hào)。下面參照?qǐng)D22公開的本發(fā)明的替換實(shí)施例適合于接收VSB信號(hào)，對(duì)于許多其它的調(diào)制方案而言，情況亦是如此。像第一實(shí)施例那樣，將模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器560的輸出加到sinc內(nèi)插器單元522和定時(shí)恢復(fù)電路525，而在單元522的后邊是匹配濾波器552。這些部件的細(xì)節(jié)和第一實(shí)施例相同，這里勿需重復(fù)。消旋電路550和載波恢復(fù)電路555的結(jié)構(gòu)都和第一實(shí)施例相同。但消旋電路550需要一個(gè)正交輸入，當(dāng)在由模擬-數(shù)字轉(zhuǎn)換器560輸出的采樣的解調(diào)信號(hào)中缺少正交輸入時(shí)就必須產(chǎn)生這個(gè)正交輸入。僅用同相分量就能夠按照Gardner算法操作該定時(shí)恢復(fù)電路525，在這種情況下以上給出的誤差信號(hào)為 其中I是同相輸出；T是符號(hào)周期；并且r是偶數(shù)采樣的采樣時(shí)間。通過如圖23所示的Hilbert濾波器產(chǎn)生Q輸入。Hilbert濾波器的脈沖響應(yīng)和傳遞函數(shù)由下式給出h(t)=1πt]]>H(j，ω)＝-jsgn(ω)Hilbert濾波器是一個(gè)十一抽頭的FIR濾波器，它的構(gòu)成方式與FIR濾波器290(圖18)大致相同。按照濾波器的長度方向，將濾波器組織成按串行方式操作的多個(gè)單元。在圖23中表示出一個(gè)單元782，應(yīng)該理解的是其它一些單元的結(jié)構(gòu)和單元782完全相同。為減少硬件，乘法器786在數(shù)據(jù)移位寄存器783的系數(shù)和抽頭中是共享的。
下面描述單元782的乘法器-累加器單元705。數(shù)據(jù)移位寄存器783包括寄存器711、712、713和714，并且按T(例如，133毫微秒)計(jì)時(shí)。因此移位寄存器711-714的輸出只在每個(gè)133毫微秒時(shí)才發(fā)生改變。連接一個(gè)乘法器與每個(gè)寄存器711-714，總共有4個(gè)乘法器，就可構(gòu)成單元782。但因乘法器786的操作時(shí)間僅為33毫微秒(T/4)，所以可以將單元782設(shè)計(jì)成只有一個(gè)乘法器786，乘法器786通過開關(guān)710在4個(gè)數(shù)據(jù)寄存器711-714之間進(jìn)行切換。為乘法器786提供4個(gè)系數(shù)寄存器720-723。當(dāng)然，還需切換這4個(gè)系數(shù)寄存器720-723，在圖23中用開關(guān)724表示出。該濾波器結(jié)構(gòu)要求按下述方程產(chǎn)生該單元的輸出CCout=Σn=03DnCn]]>
其中CCout是單元輸出；Dn是第n個(gè)數(shù)據(jù)移位寄存器的內(nèi)容；以及Cn是第n個(gè)系數(shù)寄存器的內(nèi)容。使用加法器726累加CCout。鎖存每個(gè)單元705的單個(gè)輸出CCout，并在加法器樹形網(wǎng)絡(luò)727中對(duì)輸出CCout求和。因?yàn)槌朔ㄆ餍枰紦?jù)每個(gè)單元的最大面積，所以節(jié)省了大量的芯片面積。
第三實(shí)施例這里參照?qǐng)D25公開本發(fā)明的第三實(shí)施例。第三實(shí)施例的結(jié)構(gòu)類似于第一實(shí)施例。如果參照結(jié)合第一實(shí)施例討論過的圖10，將會(huì)注意到，圖10中的消旋器150設(shè)在匹配濾波器254、256之后。這種安排的優(yōu)點(diǎn)是在能按T計(jì)時(shí)的消旋器中可使用相當(dāng)廉價(jià)的硬件。但加到匹配濾波器254、256上的信號(hào)卻要受到坐標(biāo)旋轉(zhuǎn)和頻率誤差的影響，并且因此使濾波的輸出不會(huì)完善地恢復(fù)原始脈沖。在圖25中，消旋器652設(shè)在內(nèi)插器622和匹配濾波器754、756的中間?，F(xiàn)在要求消旋器652以T/2計(jì)時(shí)；但匹配濾波器754、756產(chǎn)生的信號(hào)是一個(gè)更加準(zhǔn)確的恢復(fù)信號(hào)。
雖然參照這里公開的結(jié)構(gòu)已經(jīng)說明了本發(fā)明，但本發(fā)明不限于這里給出的細(xì)節(jié)，我們期望本申請(qǐng)能覆蓋在下述權(quán)利要求
范圍內(nèi)的任何一種改進(jìn)和變化。
權(quán)利要求
1.一種信號(hào)處理設(shè)備，用于處理以采樣率操作的采樣器采樣的信號(hào)，該信號(hào)具有一個(gè)相應(yīng)于接收符號(hào)率的周期，該設(shè)備包括一個(gè)時(shí)鐘，以所述采樣率操作；一個(gè)數(shù)字控制振蕩器，以周期T操作；一個(gè)內(nèi)插器，以所述采樣率接收樣本；以及一個(gè)環(huán)路濾波器，耦合到所述內(nèi)插器和所述數(shù)字控制振蕩器，并且具有一個(gè)響應(yīng)所述周期T和相應(yīng)于所述采樣信號(hào)的所述接收的符號(hào)率的所述周期之間的差值的輸出；其中，所述數(shù)字控制振蕩器響應(yīng)所述環(huán)路濾波器的所述輸出，并且產(chǎn)生代表相繼樣本之間的內(nèi)插距離的第一輸出信號(hào)，所述內(nèi)插器按照所述內(nèi)插距離內(nèi)插所述接收的樣本，并且產(chǎn)生代表內(nèi)插樣本的輸出信號(hào)。
2.如權(quán)利要求
1所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中每當(dāng)狀態(tài)Ω超過所述符號(hào)周期的一個(gè)時(shí)間分割時(shí)所述數(shù)字控制振蕩器產(chǎn)生所述第一輸出信號(hào)，所述內(nèi)插器產(chǎn)生代表響應(yīng)于所述第一輸出信號(hào)的內(nèi)插樣本的所述輸出信號(hào)，其中Ω是代表所述數(shù)字控制振蕩器的若干已經(jīng)過去的操作周期的狀態(tài)。
3.如權(quán)利要求
1所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中輸入信號(hào)被調(diào)制，并且所述內(nèi)插器是一個(gè)sinc內(nèi)插器，它還包括一個(gè)I，Q解調(diào)器；以及一個(gè)采樣器，包括分別耦合到所述解調(diào)器的一個(gè)同相輸出端和一個(gè)正交輸出端的第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器；其中所述sinc內(nèi)插器接收所述采樣器的同相和正交輸出。
4.如權(quán)利要求
2所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述環(huán)路濾波器接收所述內(nèi)插樣本的同相分量并且根據(jù)下面方程計(jì)算誤差信號(hào)error(r)=I[r-T2][I(r)+I(r-T)]]]>其中I表示同相分量；T表示符號(hào)周期；以及r表示交替樣本之間的間隔。
5.如權(quán)利要求
2所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述環(huán)路濾波器接收所述內(nèi)插樣本的同相分量和正交分量并且根據(jù)下面方程計(jì)算誤差信號(hào)error(r)=I[r-T2][I(r)+I(r-T)]+Q[r-T2][Q(r)+Q(r-T)]]]>其中I表示同相分量；Q表示正交分量；T表示符號(hào)周期；以及r表示交替采樣之間的間隔。
6.如權(quán)利要求
2所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器是一個(gè)sinc內(nèi)插器，所述數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器構(gòu)成一個(gè)集成的半導(dǎo)體電路。
7.如權(quán)利要求
6所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述集成的半導(dǎo)體電路是一個(gè)CMOS電路。
8.如權(quán)利要求
2所述的信號(hào)處理設(shè)備，還包括一個(gè)具有耦合到所述內(nèi)插器的輸入端和耦合到所述環(huán)路濾波器的輸出端的匹配濾波器。
9.如權(quán)利要求
8所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器是一個(gè)平方根升余弦濾波器。
10.如權(quán)利要求
2到9中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述數(shù)字控制振蕩器的所述第一輸出信號(hào)還包括代表下面方程的值Δ的第二輸出信號(hào)； 其中系統(tǒng)時(shí)鐘是所述時(shí)鐘速率；波特率是所述標(biāo)稱波特率；以及Ω是代表所述數(shù)字控制振蕩器的若干已經(jīng)過去的操作周期的所述狀態(tài)，并且當(dāng)接收到所述第二輸出信號(hào)時(shí)所述內(nèi)插器發(fā)出一個(gè)內(nèi)插樣本。
11.如權(quán)利要求
2到8中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，還包括一個(gè)耦合到sinc內(nèi)插器的輸入端的模數(shù)轉(zhuǎn)換器并且以所述采樣率采樣信號(hào)。
12.如權(quán)利要求
2到8中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器包括一個(gè)第一sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的同相分量；以及一個(gè)第二sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的正交分量。
13.如權(quán)利要求
2到8中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器包括一個(gè)具有一組系數(shù)的有限脈沖響應(yīng)濾波器。
14.如權(quán)利要求
13所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述系數(shù)組包括許多組，并且sinc內(nèi)插器還包括一個(gè)包含多個(gè)系數(shù)的可尋址存儲(chǔ)器。
15.如權(quán)利要求
2到8中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器是一個(gè)sinc內(nèi)插器并且完成在要求的sinc內(nèi)插點(diǎn)之前和之后的多次sinc內(nèi)插，還包括一個(gè)在所述多個(gè)sinc內(nèi)插上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器。
16.如權(quán)利要求
2到9中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述周期T在開始時(shí)等于標(biāo)稱波特率除以所述采樣率。
17.如權(quán)利要求
1所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器包括一個(gè)以所述采樣速率接收樣本的sinc內(nèi)插器，所述內(nèi)插器包括一個(gè)根據(jù)一組系數(shù)可操作的有限脈沖響應(yīng)濾波器，以及一個(gè)具有存儲(chǔ)在那里的所述系數(shù)的可尋址存儲(chǔ)器；所述信號(hào)處理設(shè)備還包括一個(gè)采樣器，包括分別耦合到所述信號(hào)的一個(gè)同相分量和一個(gè)正交分量的第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器；其中所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器接收所述采樣器的同相和正交輸出；其中，所述數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器構(gòu)成一個(gè)集成的半導(dǎo)體電路，其中所述數(shù)字控制振蕩器的所述輸出包括每當(dāng)狀態(tài)Ω超過所述符號(hào)周期的一個(gè)時(shí)間分割時(shí)產(chǎn)生的第一輸出信號(hào)，以及所述內(nèi)插器產(chǎn)生響應(yīng)于所述第一輸出信號(hào)的輸出，其中Ω是一個(gè)代表所述數(shù)字控制振蕩器若干已經(jīng)過去的操作周期的狀態(tài)。
18.如權(quán)利要求
17所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述集成的半導(dǎo)體電路是一個(gè)CMOS電路。
19.如權(quán)利要求
17所述的信號(hào)處理設(shè)備，還包括一個(gè)具有耦合到所述內(nèi)插器的輸入端和耦合到所述環(huán)路濾波器的輸出端的匹配濾波器。
20.如權(quán)利要求
17所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器是一個(gè)平方根升余弦濾波器。
21.如權(quán)利要求
17所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述數(shù)字控制振蕩器的所述第一輸出信號(hào)還包括一個(gè)代表下面方程的值Δ的第二輸出信號(hào) 其中系統(tǒng)時(shí)鐘是所述時(shí)鐘速率；波特率是所述標(biāo)稱波特率；以及Ω是一個(gè)代表所述數(shù)字控制振蕩器的若干已經(jīng)過去的操作周期的狀態(tài)，并且當(dāng)接收到所述第二輸出信號(hào)時(shí)所述內(nèi)插器發(fā)出一個(gè)內(nèi)插樣本。
22.如權(quán)利要求
17到20中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器包括一個(gè)第一sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的同相分量；以及一個(gè)第二sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的正交分量。
23.如權(quán)利要求
17到20中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器完成在要求的sinc內(nèi)插點(diǎn)之前和之后的多個(gè)sinc內(nèi)插，還包括一個(gè)在所述多個(gè)正弦sinc上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器。
24.如權(quán)利要求
17到20中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述采樣器被集成在所述集成電路中。
25.如權(quán)利要求
17到20中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述周期T開始時(shí)等于一個(gè)標(biāo)稱波特率除以所述采樣率。
26.如權(quán)利要求
1所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器是一個(gè)sinc內(nèi)插器并且完成在一個(gè)要求的sinc內(nèi)插點(diǎn)之前和之后的多個(gè)sinc內(nèi)插；所述信號(hào)處理設(shè)備還包括一個(gè)在所述多個(gè)sinc內(nèi)插上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器。
27.如權(quán)利要求
4、5和26中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器是一個(gè)sinc內(nèi)插器，所述數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器構(gòu)成一個(gè)集成的半導(dǎo)體電路。
28.如權(quán)利要求
4、5和26中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，還包括一個(gè)具有耦合到所述內(nèi)插器的輸入端和耦合到所述環(huán)路濾波器的輸出端的匹配濾波器。
29.如權(quán)利要求
4、5和26中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器是一個(gè)平方根升余弦濾波器。
30.如權(quán)利要求
1所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器包括一個(gè)sinc內(nèi)插器，以所述采樣率接收樣本；其中所述內(nèi)插器包括一個(gè)根據(jù)一組系數(shù)可操作的有限脈沖響應(yīng)濾波器，以及一個(gè)具有存儲(chǔ)在那里的所述系數(shù)的可尋址存儲(chǔ)器，其中所述sinc內(nèi)插器完成在一個(gè)要求的sinc內(nèi)插點(diǎn)之前和之后的多個(gè)sinc內(nèi)插；并且所述信號(hào)處理設(shè)備還包括一個(gè)在所述多個(gè)sinc內(nèi)插上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器；和一個(gè)采樣器，包括分別耦合到所述信號(hào)的一個(gè)同相分量和一個(gè)正交分量的第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器；其中所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器接收所述采樣器的同相和正交輸出；其中所述數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器和所述環(huán)路濾波器構(gòu)成一個(gè)集成的半導(dǎo)體電路。
31.如權(quán)利要求
1所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述內(nèi)插器為一個(gè)sinc內(nèi)插器，以所述采樣率接收樣本；并且所述設(shè)備還包括一個(gè)載波恢復(fù)電路，包括一個(gè)第二數(shù)字控制振蕩器；一個(gè)數(shù)字消旋電路，響應(yīng)所述第二數(shù)字控制振蕩器和接收采樣信號(hào)的同相分量和正交分量；一個(gè)相位誤差估算電路，耦合到所述消旋電路的輸出端；以及第二環(huán)路濾波器，耦合到所述相位誤差估算電路的輸出端；其中所述第二數(shù)字控制振蕩器響應(yīng)所述第二環(huán)路濾波器；其中所述第一和第二數(shù)字控制振蕩器、所述sinc內(nèi)插器、所述第一和第二環(huán)路濾波器以及所述數(shù)字消旋電路被集成在一個(gè)半導(dǎo)體集成電路中。
32.如權(quán)利要求
31所述的信號(hào)處理設(shè)備，還包括一個(gè)模數(shù)轉(zhuǎn)換器單元，用于以所述采樣率采樣輸入信號(hào)并且具有一個(gè)耦合到所述sinc內(nèi)插器的輸出端，其中所述模數(shù)轉(zhuǎn)換器單元被集成在所述半導(dǎo)體集成電路中。
33.如權(quán)利要求
31所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中輸入信號(hào)被調(diào)制，還包括一個(gè)I，Q解調(diào)器；以及一個(gè)采樣器，包括分別耦合到所述解調(diào)器的同相輸出端和正交輸出端的第一和第二模數(shù)轉(zhuǎn)換器；其中所述同步內(nèi)插器接收所述采樣器的同相和正交輸出。
34.如權(quán)利要求
31到33中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述環(huán)路濾波器接收所述內(nèi)插樣本的同相分量并且根據(jù)下面方程計(jì)算誤差信號(hào)error(r)=I[r-T2][I(r)+I(r-T)]]]>其中I表示同相分量；T表示符號(hào)周期；以及r表示交替樣本之間的間隔。
35.如權(quán)利要求
31到33中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述環(huán)路濾波器接收所述內(nèi)插樣本的同相分量和正交分量并且根據(jù)下面方程計(jì)算誤差信號(hào)error(r)=I[r-T2][I(r)+I(r-T)]+Q[r-T2][Q(r)+Q(r-T)]]]>其中I表示同相分量；Q表示正交分量；T表示符號(hào)周期；以及r表示交替樣本之間的間隔。
36.如權(quán)利要求
31到33中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述集成半導(dǎo)體電路是一個(gè)CMOS電路。
37.如權(quán)利要求
31到33中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中還包括一個(gè)具有耦合到所述sinc內(nèi)插器的輸入端和耦合到所述第一環(huán)路濾波器的輸出端的匹配濾波器。
38.如權(quán)利要求
37所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器是一個(gè)平方根升余弦濾波器。
39.如權(quán)利要求
31到33中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述第一數(shù)字控制振蕩器的所述輸出包括一個(gè)每當(dāng)狀態(tài)Ω超過所述符號(hào)周期的一個(gè)時(shí)間分割時(shí)產(chǎn)生的第一輸出信號(hào)，并且所述sinc內(nèi)插器響應(yīng)所述第一輸出信號(hào)產(chǎn)生一個(gè)輸出。
40.如權(quán)利要求
39所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述第一數(shù)字控制振蕩器的所述輸出還包括一個(gè)代表下面方程的值Δ的第二輸出信號(hào) 其中系統(tǒng)時(shí)鐘是所述采樣速率；波特率是一個(gè)標(biāo)稱波特率；以及Ω是代表所述第一數(shù)字控制振蕩器的若干已經(jīng)過去的操作周期的狀態(tài)，并且當(dāng)接收到所述第二輸出信號(hào)時(shí)所述sinc內(nèi)插器發(fā)出一個(gè)內(nèi)插樣本。
41.如權(quán)利要求
31到33中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器包括一個(gè)第一sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的同相分量；以及一個(gè)第二sinc內(nèi)插器，接收所述樣本的正交分量。
42.如權(quán)利要求
31到33中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器包括一個(gè)具有一組系數(shù)的有限脈中響應(yīng)濾波器。
43.如權(quán)利要求
42所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述系數(shù)組包括多個(gè)組，所述sinc內(nèi)插器還包括一個(gè)包含多個(gè)系數(shù)的可尋址存儲(chǔ)器。
44.如權(quán)利要求
31所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述sinc內(nèi)插器完成在一個(gè)要求的sinc內(nèi)插點(diǎn)之前和之后的多個(gè)sinc內(nèi)插，還包括一個(gè)在所述多個(gè)sinc內(nèi)插上完成線性內(nèi)插的線性內(nèi)插器。
45.如權(quán)利要求
31到33中任何一個(gè)所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述周期T開始時(shí)等于標(biāo)稱波特率除以所述采樣率。
46.如權(quán)利要求
37所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器被集成在所述集成半導(dǎo)體電路中。
47.如權(quán)利要求
38所述的信號(hào)處理設(shè)備，其中所述匹配濾波器被集成在所述集成的半導(dǎo)體電路中。
專利摘要
信號(hào)處理設(shè)備，處理以一采樣率采樣的信號(hào)，其具有相應(yīng)于接收符號(hào)率的周期，包括時(shí)鐘，以該采樣率操作；數(shù)控振蕩器，以周期T操作；內(nèi)插器，以該采樣率接收樣本；環(huán)路濾波器，耦合到內(nèi)插器和數(shù)控振蕩器，具有響應(yīng)所述周期T和相應(yīng)于所述采樣信號(hào)的接收的符號(hào)率的所述周期間的差值的輸出，數(shù)控振蕩器響應(yīng)環(huán)路濾波器的輸出，產(chǎn)生代表相繼樣本間內(nèi)插距離的第一輸出信號(hào)，內(nèi)插器按內(nèi)插距離內(nèi)插接收樣本，產(chǎn)生代表內(nèi)插樣本的輸出信號(hào)。
文檔編號(hào)H04N7/24GKCN1079620SQ96104599
公開日2002年2月20日 申請(qǐng)日期1996年3月27日
發(fā)明者安東尼·P·克萊登, 理查德·J·甘馬克 申請(qǐng)人:迪維安公司導(dǎo)出引文BiBTeX, EndNote, RefMan專利引用 (2),