本發(fā)明屬于雷達(dá)技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種基于mimo-ofdm的改進(jìn)tr的papr抑制方法，即基于多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用(mimo-ofdm)的改進(jìn)預(yù)留子載波(tr)的峰均功率比(papr)抑制方法，適用于有效降低通信雷達(dá)一體化系統(tǒng)中mimo-ofdm信號波形的峰均功率比(papr)。

背景技術(shù)：

隨著雷達(dá)技術(shù)和通信技術(shù)的發(fā)展，多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用(mimo-ofdm)在通信和雷達(dá)領(lǐng)域的應(yīng)用正變得越來越廣泛；對于基于共享信號的通信雷達(dá)一體化系統(tǒng)而言，mimo-ofdm是一個很好的連接橋梁；一方面，多輸入多輸出-正交頻分復(fù)用(mimo-ofdm)在通信領(lǐng)域中有著較為成熟的理論和應(yīng)用，尤其是在超寬帶數(shù)字通信和高速無線通信系統(tǒng)中得到廣泛的應(yīng)用；另一方面，mimo雷達(dá)作為一種新型的雷達(dá)體制，相比于傳統(tǒng)的相控陣?yán)走_(dá)體制，具有顯著提高目標(biāo)檢測、參數(shù)估計、目標(biāo)跟蹤和識別等方面的巨大潛力。此外，mimo雷達(dá)將天線陣面劃分成若干個模塊，每一個模塊組成一個發(fā)射通道，各發(fā)射通道發(fā)送相互正交的信號波形，并采用寬波束發(fā)射寬波束接收的工作模式，低增益的寬波束能夠覆蓋很大的空域范圍。因此，mimo雷達(dá)能夠保證同時照射到探測目標(biāo)和通信設(shè)備。

在通信雷達(dá)一體化系統(tǒng)中，一體化信號的波形設(shè)計是一個重要的且具有挑戰(zhàn)性的問題。ofdm雷達(dá)信號通過同時發(fā)射多個載波或通過一定的變換實現(xiàn)多載波傳輸，具有高距離分辨率，低自相關(guān)函數(shù)旁瓣，頻譜利用率高等優(yōu)良特性。對于mimo-ofdm系統(tǒng)，多個正交的ofdm信號可以通過對一個標(biāo)準(zhǔn)的ofdm信號在頻域分組交錯的方法獲得。

隨著mimo-ofdm在雷達(dá)中的應(yīng)用，基于mimo-ofdm的通信雷達(dá)一體化課題也將得到越來越多的關(guān)注和研究；但是ofdm信號有著papr過高的固有缺點，因此需要對ofdm信號的papr進(jìn)行有效的抑制。然而在通信上，采用tr技術(shù)降低mimo-ofdm的papr是在各個天線上獨立進(jìn)行的，并且各個天線上的預(yù)留子載波占用相同的子載波位置，而這樣的預(yù)留子載波位置分布會破壞由頻域分組交錯得到的正交ofdm信號的正交性，也不能有效抑制峰均功率比papr，因此傳統(tǒng)的mimo-ofdm的papr抑制方法在通信雷達(dá)一體化系統(tǒng)中已不再適用。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

針對上述已有技術(shù)存在的不足，本發(fā)明的目的在于提出一種基于mimo-ofdm的改進(jìn)tr的papr抑制方法，該種基于mimo-ofdm的改進(jìn)tr的papr抑制方法借鑒通信波形和通信信號處理，能夠避免mimo波形的正交性被破壞，同時能夠有效抑制ofdm信號的papr，使得預(yù)留子載波tr技術(shù)適用于基于mimo-ofdm的通信雷達(dá)一體化系統(tǒng)。

為達(dá)到上述技術(shù)目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案予以實現(xiàn)。

一種基于mimo-ofdm的改進(jìn)tr的papr抑制方法，包括以下步驟：

步驟1，確定mimo雷達(dá)，所述mimo雷達(dá)包含m個發(fā)射天線，且所述mimo雷達(dá)處于通信一體化背景下；并從mimo雷達(dá)中獲取正交頻分復(fù)用信號，得到正交頻分復(fù)用信號的頻域序列；

對正交頻分復(fù)用信號的頻域序列進(jìn)行相位調(diào)制，進(jìn)而得到相位調(diào)制后正交頻分復(fù)用信號的頻域序列；

步驟2，對相位調(diào)制后正交頻分復(fù)用信號的頻域序列進(jìn)行分組，獲得m組均勻交錯的頻域序列；然后對m組均勻交錯的頻域序列分別進(jìn)行離散傅里葉逆變換，得到mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號；

步驟3，根據(jù)mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號，計算mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交頻分復(fù)用ofdm時域信號的峰均功率比；

步驟4，根據(jù)正交頻分復(fù)用信號的頻域序列和mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交頻分復(fù)用ofdm時域信號的峰均功率比，得到mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量；

步驟5，設(shè)定消峰信號，并根據(jù)mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量，得到mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的最優(yōu)解；

步驟6，根據(jù)mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的最優(yōu)解，計算得到時域連續(xù)信號，所述時域連續(xù)信號為基于mimo-ofdm的改進(jìn)tr的papr抑制結(jié)果。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有以下優(yōu)點：

第一，本發(fā)明由于改進(jìn)了預(yù)留子載波在mimo-ofdm中的分布結(jié)構(gòu)，使得分組交錯后得到的ofdm頻域信號仍然具有頻域交錯的特性，從而保證了頻域分組交錯得到的ofdm時域信號的正交性，因此改進(jìn)后的預(yù)留子載波可以適用于頻域交錯的mimo正交波形的papr抑制，同時相比于頻域分塊分組的方式產(chǎn)生的正交ofdm信號，頻域交錯得到的正交ofdm信號對時延的容忍性更強，具有更好的正交性，應(yīng)用范圍更廣泛。

第二，本發(fā)明采用聯(lián)合優(yōu)化模型去優(yōu)化mimo正交波形的papr，優(yōu)化過程中優(yōu)化的是整個mimo系統(tǒng)的papr，而且聯(lián)合優(yōu)化可以控制預(yù)留子載波在各個天線上的分布，更好的兼顧了papr抑制和mimo波形正交性的問題，相比于單獨優(yōu)化模型，更適用于mimo-ofdm的papr抑制。

附圖說明

下面結(jié)合附圖和具體實施方式對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說明。

圖1是本發(fā)明的一種基于mimo-ofdm的改進(jìn)tr的papr抑制方法流程圖；

圖2是本發(fā)明方法中改進(jìn)的預(yù)留子載波分布結(jié)構(gòu)圖；

圖3是本發(fā)明方法產(chǎn)生的由不同預(yù)留子載波數(shù)量得到的papr的互補累積函數(shù)(ccdf)對比圖；

圖4是本發(fā)明方法產(chǎn)生的由不同預(yù)留子載波分布結(jié)構(gòu)得到的papr的ccdf對比圖；

圖5是本發(fā)明方法產(chǎn)生的由mimo-ofdm聯(lián)合優(yōu)化與單個ofdm優(yōu)化得到的papr的ccdf對比圖。

具體實施方式

參照圖1，為本發(fā)明的一種基于mimo-ofdm的改進(jìn)tr的papr抑制方法流程圖；其中所述基于mimo-ofdm的改進(jìn)tr的papr抑制方法，包括以下步驟：

步驟1，確定mimo雷達(dá)，所述mimo雷達(dá)包含m個發(fā)射天線，且所述mimo雷達(dá)處于通信一體化背景下；并從mimo雷達(dá)中獲取正交頻分復(fù)用ofdm信號，得到正交頻分復(fù)用ofdm信號的頻域序列x，x＝[x(0),x(1),…,x(l),…,x(nc-1)]，l∈{0,1,…,nc-1}，x(l)表示第l個子載波的復(fù)數(shù)權(quán)值，nc表示正交頻分復(fù)用ofdm信號的頻域序列x包含的子載波總個數(shù)。

為了使得mimo雷達(dá)波形在每個天線上的平均功率都相等，對正交頻分復(fù)用ofdm信號的頻域序列x進(jìn)行相位調(diào)制，即對正交頻分復(fù)用ofdm信號的頻域序列x中每一個子載波分別進(jìn)行相位調(diào)制；進(jìn)而得到相位調(diào)制后正交頻分復(fù)用ofdm信號的頻域序列其中第l個子載波的相位調(diào)制后正交頻分復(fù)用ofdm信號為e表示指數(shù)函數(shù)，j表示虛數(shù)單位，a表示第l個子載波的相位調(diào)制幅度，是一個常數(shù)；表示正交頻分復(fù)用ofdm信號的頻域序列x中第l個子載波的相位，且在(0,2π]上服從均勻隨機分布。

在通信雷達(dá)一體化的背景下，正交頻分復(fù)用ofdm時域信號的papr抑制和mimo雷達(dá)發(fā)射波形的正交性是mimo-ofdm信號波形設(shè)計的一個關(guān)鍵問題；mimo雷達(dá)通過發(fā)射相互正交的波形來獲得波形分集增益，這是mimo雷達(dá)相比于傳統(tǒng)相控陣?yán)走_(dá)的優(yōu)勢之一；同時，正交的信號波形能夠在接收端通過匹配濾波將回波信號分離開，有利于提取目標(biāo)距離信息；而tr技術(shù)是抑制ofdm信號papr的一種常用方法之一，通過改進(jìn)預(yù)留子載波的位置分布結(jié)構(gòu)，達(dá)到技術(shù)目的。

步驟2，正交ofdm時域信號設(shè)計，采用頻域分組交錯的方法獲得時域正交的ofdm信號，正交ofdm時域信號的產(chǎn)生步驟為：對相位調(diào)制后正交頻分復(fù)用ofdm信號的頻域序列按照均勻交錯的方式進(jìn)行分組，獲得m組均勻交錯的頻域序列，其中第m組均勻交錯的頻域序列為m表示mimo雷達(dá)的發(fā)射天線個數(shù)，上標(biāo)t表示轉(zhuǎn)置，表示第m組均勻交錯的頻域序列中第l個子載波的權(quán)值，φm表示第m組均勻交錯的頻域序列的分組交錯矩陣，且φm為對角矩陣，其對角線上的元素由0和1組成；由此得到第m組均勻交錯的頻域序列中第l個子載波的權(quán)值與第l個子載波的復(fù)數(shù)權(quán)值x(l)滿足如下關(guān)系：

n0表示每組均勻交錯的頻域序列中的非零元素個數(shù)，n0＝nc/m。

然后對m組均勻交錯的頻域序列分別進(jìn)行離散傅里葉逆變換(idft)，得到mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號x，x＝{x0,…,xm-1},其中將第m個發(fā)射天線的正交時域離散信號記為xm，表示第m組均勻交錯的頻域序列，m＝0,1,…m-1；其中，m表示mimo雷達(dá)包含的發(fā)射天線總個數(shù)，與均勻交錯的頻域序列組數(shù)取值相等。

步驟3，根據(jù)mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號x，計算mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交頻分復(fù)用ofdm時域信號的峰均功率比papr，papr是mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號在一個符號周期內(nèi)的瞬時峰值功率與平均功率之比；其中mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線的正交頻分復(fù)用ofdm時域信號的峰均功率比為paprm，xm表示第m個發(fā)射天線的正交時域離散信號，pav表示mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號在一個符號周期內(nèi)的平均功率，表示第m個發(fā)射天線的正交時域離散信號xm的瞬時峰值功率，||·||∞表示向量的無窮范數(shù)，pav＝e{|xm|²}，e{·}表示求期望；mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號的峰均功率比papr通常定義為mimo雷達(dá)m個天線中正交頻分復(fù)用ofdm時域信號的峰均功率比最大值paprmimo-ofdm，paprmimo-ofdm＝max[papr0,papr1,…,paprm,…,paprm-1]，paprm表示mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線的正交頻分復(fù)用ofdm時域信號的峰均功率比，max表示求最大值操作。

步驟4，選取預(yù)留子載波的位置，采用改進(jìn)的預(yù)留子載波分布結(jié)構(gòu)，改進(jìn)的預(yù)留子載波分布結(jié)構(gòu)如圖2所示，表示第0組均勻交錯的頻域序列，表示第1組均勻交錯的頻域序列，表示第m-1組均勻交錯的頻域序列；在改進(jìn)的預(yù)留子載波分布結(jié)構(gòu)上隨機產(chǎn)生預(yù)留子載波的分布位置，并根據(jù)正交頻分復(fù)用信號的頻域序列，得到mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量，其中第m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量為cm，m＝0,1,…,m-1，cm＝[cm(0),cm(1),…,cm(k),…,cm(nc-1)]，cm(k)表示mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量cm的第k個元素；由于正交頻分復(fù)用ofdm是一種多載波調(diào)制技術(shù)，采用tr技術(shù)抑制正交頻分復(fù)用ofdm信號的峰均功率比papr時，每組均勻交錯的頻域序列中分別包含用于進(jìn)行峰均功率比papr抑制的部分，分別記為預(yù)留子載波，將每組均勻交錯的頻域序列中除去預(yù)留子載波的部分，分別記為交錯子載波；每組均勻交錯的頻域序列中分別包含預(yù)留子載波和交錯子載波，且每組均勻交錯的頻域序列中包含的預(yù)留子載波和交錯子載波是不重疊的，分別占據(jù)不同的子載波位置；進(jìn)而得到mimo雷達(dá)m個天線中預(yù)留子載波索引集合r。

其中在每組均勻交錯的頻域序列中隨機產(chǎn)生預(yù)留子載波的過程中，需要滿足以下兩個約束條件：第一個約束條件為r表示mimo雷達(dá)m個天線中預(yù)留子載波索引集合，表示第m組均勻交錯的頻域序列中第k個子載波的權(quán)值，cm(k)表示mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量cm的第k個元素；r^c表示mimo雷達(dá)m個天線中預(yù)留子載波索引集合r在nc個子載波的索引集合{0,1,…,nc-1}里的補集；第二個約束條件為r^(m)表示mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線上預(yù)留子載波的索引集合，r＝r⁽⁰⁾∪r⁽¹⁾∪…∪r^(m-1)，∪表示求并集操作。

步驟5，設(shè)定消峰信號為c，并根據(jù)mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量，得到mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的最優(yōu)解。

具體地，設(shè)定消峰信號為c，根據(jù)mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量，并聯(lián)合mimo雷達(dá)m個天線中正交頻分復(fù)用ofdm時域信號的峰均功率比papr最大值paprmimo-ofdm，得到基于改進(jìn)的預(yù)留子載波分布結(jié)構(gòu)的聯(lián)合優(yōu)化papr的優(yōu)化模型為：

其中，令xm表示第m個發(fā)射天線的正交時域離散信號，令cm表示mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量，m＝0,1,…,m-1；idft表示逆離散傅里葉變換操作，上標(biāo)t表示轉(zhuǎn)置操作，s.t.表示約束條件；表示由mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號x和消峰信號c時域相加得到的消峰后信號，表示目標(biāo)函數(shù)，μ表示用于約束m個發(fā)射天線平均功率的常數(shù)因子。

根據(jù)mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量cm，通過優(yōu)化選擇cm的元素使得目標(biāo)函數(shù)的最大值最小，mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量cm中的元素需要滿足約束條件||·||2表示向量的2范數(shù)；聯(lián)合優(yōu)化實現(xiàn)的具體子步驟為：

5.1對mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量cm做逆離散傅里葉變換idft，得到mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線上時域的消峰信號

5.2令m分別取0至m-1，重復(fù)執(zhí)行5.1，進(jìn)而分別得到mimo雷達(dá)第0個發(fā)射天線上時域的消峰信號至mimo雷達(dá)第m-1個發(fā)射天線上時域的消峰信號記為mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上時域的消峰信號

5.3將mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上時域的消峰信號與mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號x進(jìn)行時域相加，消除mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號x的峰值，然后優(yōu)化選擇mimo雷達(dá)每一個發(fā)射天線上的預(yù)留子載波矢量的元素，即根據(jù)最小化目標(biāo)函數(shù)的最大值準(zhǔn)則，利用工程優(yōu)化中的內(nèi)點法求解最小化目標(biāo)函數(shù)的最大值，進(jìn)而對應(yīng)得到mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的最優(yōu)解c^opt，包含m＝0,1,…,m-1，表示mimo雷達(dá)第m個發(fā)射天線上的最優(yōu)解。

步驟6，添加循環(huán)前綴，對mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線上的最優(yōu)解c^opt做逆離散傅里葉變換idft，得到最優(yōu)的消峰信號c^opt，再與mimo雷達(dá)m個發(fā)射天線的正交時域離散信號x相加，得到消峰后的最優(yōu)信號所述消峰后的最優(yōu)信號的長度為nc，即包含nc個元素；添加循環(huán)前綴，在消峰后的最優(yōu)信號前加入循環(huán)前綴(cp)，利用公式進(jìn)而得到帶循環(huán)前綴的離散信號u，nc表示正交頻分復(fù)用ofdm信號的頻域序列x包含的子載波總個數(shù)，l為循環(huán)前綴(cp)的長度，l的選取要滿足l>τmax，τmax＝max{τ1,τ2}，其中τ1為由多徑效應(yīng)造成的最大時延差，τ2為由目標(biāo)長度引起的最大時延差，加入cp是為了避免τmax破壞雷達(dá)回波信號的正交性，再對帶循環(huán)前綴的時域離散信號u進(jìn)行數(shù)模變換(d/a)，得到時域連續(xù)信號u(t)，所述雷達(dá)回波信號為時域連續(xù)信號u(t)發(fā)射出去后雷達(dá)接收的有時延的雷達(dá)回波信號u(t+τmax)，所述時域連續(xù)信號u(t)為基于mimo-ofdm的改進(jìn)tr的papr抑制結(jié)果，t為時間變量。

其中，u(1:l,:)表示帶循環(huán)前綴的離散信號u中第1個元素至第l個元素，u(l+1:nc+l,:)表示帶循環(huán)前綴的離散信號u中第l+1個元素至第nc+l個元素，表示消峰后的最優(yōu)信號中第nc-l+1個元素至第nc個元素。

通過以下仿真實驗對本發(fā)明效果作進(jìn)一步驗證說明。

(一)仿真條件：

本仿真實驗中設(shè)定mimo-ofdm系統(tǒng)的發(fā)射天線個數(shù)為m＝4，標(biāo)準(zhǔn)ofdm頻域序列的子載波數(shù)為nc＝1024，預(yù)留子載波數(shù)分別取nr＝96,144,192。

(二)仿真內(nèi)容：

仿真1，采用本發(fā)明方法仿真預(yù)留子載波數(shù)對papr抑制效果的影響，結(jié)果如圖3，給出了預(yù)留子載波數(shù)分別為0、96、144和192時的ccdf曲線；

仿真2，采用本發(fā)明方法仿真預(yù)留子載波分布位置對papr抑制效果的影響，結(jié)果如圖4，給出了預(yù)留子載波隨機分布、均勻分布和順序分布的ccdf曲線；

仿真3，采用本發(fā)明方法對mimo-ofdm聯(lián)合優(yōu)化與單個ofdm優(yōu)化的對比進(jìn)行仿真，結(jié)果如圖5；

(三)仿真結(jié)果分析：

從圖3可以看出，本發(fā)明方法優(yōu)化的預(yù)留子載波數(shù)越大，papr的抑制效果越好，預(yù)留子載波數(shù)占所有子載波數(shù)10％左右即可使得papr降到3db以內(nèi)，ofdm信號的papr抑制效果很好。

從圖4可以看出，本發(fā)明方法選取的預(yù)留子載波的位置對papr抑制效果有一定的影響，預(yù)留子載波位置隨機分布的papr抑制效果最佳，順序分布的papr抑制效果次之，而均勻分布的papr抑制效果最差。

從圖5可以看出，本發(fā)明方法所給出的mimo-ofdm聯(lián)合優(yōu)化與單個ofdm優(yōu)化的papr抑制效果很接近，也就是說基于改進(jìn)預(yù)留子載波分布結(jié)構(gòu)的mimo-ofdm聯(lián)合優(yōu)化papr方法不僅可以避免mimo正交波形的正交性被破壞，還可以有效的降低mimo-ofdm系統(tǒng)的papr，能很好的適用于基于mimo-ofdm的通信雷達(dá)一體化系統(tǒng)。

綜上所述，仿真實驗驗證了本發(fā)明的正確性，有效性和可靠性。

顯然，本領(lǐng)域的技術(shù)人員可以對本發(fā)明進(jìn)行各種改動和變型而不脫離本發(fā)明的精神和范圍；這樣，倘若本發(fā)明的這些修改和變型屬于本發(fā)明權(quán)利要求及其等同技術(shù)的范圍之內(nèi)，則本發(fā)明也意圖包含這些改動和變型在內(nèi)。