本發(fā)明屬于無(wú)線(xiàn)通信
技術(shù)領(lǐng)域：
，尤其涉及一種高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的ofdm同步方法。
背景技術(shù)：
：ofdm(正交頻分復(fù)用)技術(shù)的頻譜利用率高，并具有較強(qiáng)的抗多徑能力，已經(jīng)在dab(digitalaudiobroadcasting)、dvb(digitalvideobroadcasting)、ieee802.11a和ieee802.16等很多無(wú)線(xiàn)通信標(biāo)準(zhǔn)中得到了應(yīng)用。同步是通信系統(tǒng)需要解決的重要問(wèn)題，它直接關(guān)系到通信系統(tǒng)的整體性能，具有相當(dāng)重要的地位。ofdm系統(tǒng)中的同步問(wèn)題主要包括時(shí)間同步、頻率同步和采樣率同步，由于采樣率偏差對(duì)系統(tǒng)的影響很小。在ofdm系統(tǒng)中，時(shí)間同步是為了尋找ofdm符號(hào)的起始位置，來(lái)進(jìn)行快速傅里葉變換(fastfouriertransform，fft)操作，完成對(duì)數(shù)據(jù)的解調(diào)。研究結(jié)果表明，ofdm系統(tǒng)對(duì)時(shí)間同步精度要求不是很高，只要保證同步點(diǎn)位于循環(huán)前綴(cyclicprefix，cp)中不受時(shí)延擴(kuò)展的區(qū)域內(nèi)即能滿(mǎn)足系統(tǒng)要求。時(shí)間同步完成后再進(jìn)行頻率同步，頻率同步是解決發(fā)射端和接收端的頻率偏差，減小信號(hào)幅度衰減以及子載波信道間干擾(ici)。到目前為止，已有大量文獻(xiàn)對(duì)ofdm系統(tǒng)的同步問(wèn)題進(jìn)行了研究，大致可以分為以下幾類(lèi)：(1)基于cp的同步方法，由于cp與時(shí)域上的ofdm符號(hào)中一部分?jǐn)?shù)據(jù)相同，利用它們之間的相關(guān)性可以進(jìn)行同步參數(shù)估計(jì)。該類(lèi)算法復(fù)雜度低，易于實(shí)現(xiàn)，且不需要增加額外的數(shù)據(jù)輔助，沒(méi)有系統(tǒng)帶寬損失，屬于盲同步算法。但是該類(lèi)算法的時(shí)間同步目標(biāo)函數(shù)同步峰值不尖銳，易產(chǎn)生誤判和漏判，同時(shí)頻偏的估計(jì)范圍不超過(guò)半個(gè)子載波間隔。研究表明，基于cp的算法在awgn信道下性能較好，但在多徑衰落信道下性能下降嚴(yán)重，且頻偏估計(jì)范圍小，容易造成子載波間正交性的破壞。(2)基于頻域?qū)ьl的同步方法，一般頻域?qū)ьl主要是用于信道估計(jì)的，將其同時(shí)用于同步不會(huì)額外增加系統(tǒng)開(kāi)銷(xiāo)。該類(lèi)算法復(fù)雜度低，但是估計(jì)范圍較小，適合用于同步跟蹤。(3)基于訓(xùn)練序列的同步方法，目前對(duì)于該類(lèi)方法的研究文獻(xiàn)是最多的，雖然引入訓(xùn)練序列會(huì)在一定程度上降低系統(tǒng)的數(shù)據(jù)傳輸效率，但是基于訓(xùn)練序列的同步方法設(shè)計(jì)靈活，可以根據(jù)不同的需要，采取不同的同步方式，且同步性能相對(duì)其它方法好，既可以用于大范圍的同步捕獲，也適用于小范圍的同步跟蹤?；谇皩?dǎo)訓(xùn)練序列的同步方法，尋找具有良好自相關(guān)性的序列作為訓(xùn)練序列符號(hào)放在數(shù)據(jù)幀的前部，訓(xùn)練序列符號(hào)長(zhǎng)短與頻偏估計(jì)范圍成反比。該方法最早由moose提出，其將兩個(gè)相同的ofdm符號(hào)構(gòu)成訓(xùn)練序列，再進(jìn)行頻偏估計(jì)。該方法估計(jì)精度較高，但估計(jì)范圍較小。schmidl和cox對(duì)moose提出的同步算法進(jìn)行了改進(jìn)，釆用兩個(gè)不同符號(hào)構(gòu)成的訓(xùn)練序列進(jìn)行系統(tǒng)時(shí)頻同步，增大了頻偏估計(jì)范圍。但是其定時(shí)度量函數(shù)存在“峰值平臺(tái)”現(xiàn)象，不能準(zhǔn)確的估計(jì)出時(shí)間同步位置。minn和park對(duì)s&c算法作出了改進(jìn)，使得定時(shí)度量函數(shù)更加尖銳。(4)利用信號(hào)高階統(tǒng)計(jì)特性或空子載波的盲同步方法，該類(lèi)算法同樣不需要增加系統(tǒng)開(kāi)銷(xiāo)，但是算法復(fù)雜度高，且估計(jì)性能較差。在最近幾屆國(guó)際遙測(cè)年會(huì)和歐洲遙測(cè)年會(huì)中，ofdm技術(shù)在遙測(cè)系統(tǒng)中的應(yīng)該研究一直是一個(gè)熱點(diǎn)領(lǐng)域，國(guó)內(nèi)航天遙測(cè)研究者也早已關(guān)注到ofdm技術(shù)在頻譜效率和抗多徑方面的優(yōu)勢(shì)。在低信噪比、高動(dòng)態(tài)環(huán)境下，無(wú)線(xiàn)通信面臨諸多挑戰(zhàn)，解決好時(shí)頻同步問(wèn)題是遙測(cè)通信系統(tǒng)的首要任務(wù)。特別地，對(duì)于多載波通信系統(tǒng)，大的多普勒頻偏以及無(wú)線(xiàn)信道的時(shí)變性，加深了時(shí)間和頻率偏差對(duì)系統(tǒng)的影響，導(dǎo)致嚴(yán)重的符號(hào)間干擾(isi)和載波間干擾(ici)。傳統(tǒng)的時(shí)頻同步算法在低信噪比、高動(dòng)態(tài)環(huán)境下由于極大多普勒頻偏以及未知傳輸信道的影響的存在，降低了定時(shí)同步的準(zhǔn)確性，使系統(tǒng)的性能急劇下降。因此，研究低信噪比、高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的時(shí)頻同步問(wèn)題，尤其是針對(duì)大的多普勒頻偏及變化率的研究，具有重大意義。綜上所述，現(xiàn)有技術(shù)存在的問(wèn)題是：傳統(tǒng)的時(shí)頻同步算法在低信噪比、高動(dòng)態(tài)環(huán)境下由于極大多普勒頻偏以及未知傳輸信道的影響的存在，降低了定時(shí)同步的準(zhǔn)確性，使系統(tǒng)的性能急劇下降。技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：針對(duì)現(xiàn)有技術(shù)存在的問(wèn)題，本發(fā)明提供了一種高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的ofdm同步方法。本發(fā)明是這樣實(shí)現(xiàn)的，一種高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的ofdm同步方法，所述高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的ofdm同步方法對(duì)頻域zc序列進(jìn)行變換；對(duì)變換后的頻域zc序列進(jìn)行快速傅里葉逆變換ifft；接收端根據(jù)發(fā)端的前導(dǎo)序列結(jié)構(gòu)，進(jìn)行定時(shí)同步，根據(jù)定時(shí)度量函數(shù)，獲得準(zhǔn)確的定時(shí)點(diǎn)；然后進(jìn)行三次迭代小數(shù)頻偏估計(jì)；估計(jì)得出小數(shù)頻偏并對(duì)信號(hào)進(jìn)行頻偏補(bǔ)償后，利用zc序列的移位特性進(jìn)行整數(shù)倍頻偏估計(jì)并補(bǔ)償，接收端同步完成。進(jìn)一步，所述高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的ofdm同步方法包括以下步驟：步驟一，針對(duì)遙測(cè)信道的分析，同時(shí)考慮系統(tǒng)中大的多普勒頻偏及其一次變化率的存在，選取ofdm系統(tǒng)參數(shù)；步驟二，根據(jù)ofdm系統(tǒng)參數(shù)中所設(shè)置的有用子載波個(gè)數(shù)，對(duì)頻域zc序列進(jìn)行變換；步驟三，將得到的頻域序列進(jìn)行ifft后，得到時(shí)域上的類(lèi)zc序列，以此序列為基礎(chǔ)，產(chǎn)生前導(dǎo)序列；步驟四，接收端根據(jù)定時(shí)度量函數(shù)曲線(xiàn)進(jìn)行定時(shí)同步；步驟五，接收端獲得準(zhǔn)確的定時(shí)點(diǎn)后，進(jìn)行小數(shù)頻偏估計(jì)，此時(shí)，小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-1,+1]；步驟六，利用得到的小數(shù)頻偏值對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償后，進(jìn)行第二次小數(shù)頻偏估計(jì)，此時(shí)，小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-0.5,+0.5]；步驟七，利用得到的小數(shù)頻偏值對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償后，根據(jù)系統(tǒng)中不同調(diào)制方式對(duì)頻偏的容錯(cuò)范圍，決定是否進(jìn)行步驟s108；步驟八，進(jìn)行第三次小數(shù)頻偏估計(jì)，此時(shí)，小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-0.25,+0.25]；步驟九，小數(shù)倍頻偏估計(jì)完成后，利用zc序列的移位特性進(jìn)行整數(shù)倍頻偏估計(jì)；步驟十，利用得到的整數(shù)頻偏值對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償；步驟十一，接收端同步完成。進(jìn)一步，根據(jù)各子載波上zc序列的分布，將32點(diǎn)zc序列進(jìn)行變換，得到頻域上64點(diǎn)的分布；將其進(jìn)行ifft變換后得到時(shí)域上的類(lèi)zc序列，此時(shí)，整數(shù)倍頻偏εintger會(huì)造成時(shí)域上類(lèi)zc序列移位即2εintger，則在接收端可由此關(guān)系估計(jì)得出整數(shù)倍頻偏值。進(jìn)一步，采用十一個(gè)ofdm符號(hào)作為前導(dǎo)，其中前十個(gè)用于定時(shí)和頻偏估計(jì)，第十一個(gè)符號(hào)用于提高小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍。進(jìn)一步，接收端首先進(jìn)行定時(shí)同步；定時(shí)度量函數(shù)：其中n＝64，是一個(gè)ofdm符號(hào)內(nèi)的樣值點(diǎn)個(gè)數(shù)。進(jìn)一步，獲得準(zhǔn)確的定時(shí)點(diǎn)后，移去定時(shí)點(diǎn)前的噪聲即得到數(shù)據(jù)序列；利用發(fā)送端設(shè)計(jì)的第11個(gè)前導(dǎo)符號(hào)的結(jié)構(gòu)，利用其前后各32點(diǎn)相位差，得到第一次小數(shù)倍頻偏的估計(jì)值：εf1＝angle(λ1(d))；小數(shù)頻偏粗估計(jì)的估計(jì)范圍是[-1,+1]；利用得到的小數(shù)頻偏值εf1對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償后，進(jìn)行第二次小數(shù)頻偏估計(jì)：εf2＝angle(λ2(d))；小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-0.5,+0.5]；利用得到的小數(shù)頻偏值εf2對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償后，進(jìn)行第三次小數(shù)頻偏估計(jì)：εf3＝angle(λ3(d))；此時(shí)，利用了四個(gè)ofdm符號(hào)之間的2*n點(diǎn)的相位差，提高了估計(jì)精度；小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-0.25,+0.25]；結(jié)合估計(jì)結(jié)果，得到實(shí)際的小數(shù)頻偏估計(jì)值為：εf＝εf1+εf2+εf3。進(jìn)一步，整數(shù)倍頻偏估計(jì)，使用前9個(gè)中的其中一個(gè)ofdm符號(hào)，與本地序列循環(huán)移位后的序列進(jìn)行相關(guān)，結(jié)果取最大值時(shí)，序列移位的個(gè)數(shù)除以2，整數(shù)倍頻偏εintger會(huì)造成時(shí)域上類(lèi)zc序列移位2εintger，即為整數(shù)頻偏估計(jì)。本發(fā)明的另一目的在于提供一種應(yīng)用所述高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的ofdm同步方法的遙測(cè)系統(tǒng)。本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)及積極效果為：克服了高動(dòng)態(tài)環(huán)境下ofdm同步的頻偏估計(jì)范圍小估計(jì)精度低的問(wèn)題，同時(shí)考慮到系統(tǒng)中所存在的一次頻偏變化率；仿真表明，提出的同步方案能夠滿(mǎn)足高動(dòng)態(tài)環(huán)境下ofdm的同步需求。本發(fā)明考慮的高動(dòng)態(tài)是遙測(cè)系統(tǒng)場(chǎng)景，由于遙測(cè)系統(tǒng)中飛行器速度很大，其最大多普勒頻偏值達(dá)到1mhz左右，且隨著高頻段的應(yīng)用會(huì)進(jìn)一步增大，同時(shí)多普勒頻偏具有一次甚至二次變化率。本發(fā)明考慮了實(shí)際通信系統(tǒng)中，并不是所有子載波均用來(lái)傳遞數(shù)據(jù)信息，根據(jù)有用子載波個(gè)數(shù)來(lái)設(shè)計(jì)zc序列，使其保持與頻偏造成的子載波移位個(gè)數(shù)與整數(shù)倍頻偏成整數(shù)倍關(guān)系，并且盡可能的減小了序列相關(guān)性能的損失；本發(fā)明中的小數(shù)倍頻偏估計(jì)部分采用了三次迭代的方法，兼顧了小數(shù)倍頻偏估計(jì)的估計(jì)范圍和估計(jì)精度，使其滿(mǎn)足高速移動(dòng)環(huán)境下的頻偏估計(jì)性能；本發(fā)明對(duì)前導(dǎo)序列進(jìn)行循環(huán)求相關(guān)，在相同前導(dǎo)符號(hào)的條件下，提高了定時(shí)度量函數(shù)的峰值點(diǎn)。附圖說(shuō)明圖1是本發(fā)明實(shí)施例提供的高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的ofdm同步方法流程圖。圖2是本發(fā)明實(shí)施例提供的頻域上zc序列變化圖。圖3是本發(fā)明實(shí)施例提供的頻域zc序列，其ifft后可得到時(shí)域上前后相同的結(jié)構(gòu)示意圖。圖4是本發(fā)明實(shí)施例提供的同步前導(dǎo)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)示意圖。圖5是本發(fā)明實(shí)施例提供的時(shí)頻同步流程示意圖。圖6是本發(fā)明實(shí)施例提供的snr＝0db定時(shí)度量函數(shù)示意圖。圖7是本發(fā)明實(shí)施例提供的snr＝5db定時(shí)度量函數(shù)示意圖。圖8是本發(fā)明實(shí)施例提供的同步方法中，不同萊斯因子時(shí)載波頻偏cfo估計(jì)性能對(duì)比示意圖。圖9是本發(fā)明實(shí)施例提供的不同方法cfo估計(jì)性能對(duì)比示意圖。圖10是本發(fā)明實(shí)施例提供的頻偏估計(jì)范圍示意圖。具體實(shí)施方式為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點(diǎn)更加清楚明白，以下結(jié)合實(shí)施例，對(duì)本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說(shuō)明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實(shí)施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的應(yīng)用原理作詳細(xì)的描述。如圖1所示，本發(fā)明實(shí)施例提供的高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的ofdm同步方法包括以下步驟：s101：針對(duì)遙測(cè)信道的分析，同時(shí)考慮系統(tǒng)中大的多普勒頻偏及其一次變化率的存在，選取ofdm系統(tǒng)參數(shù)；s102：根據(jù)ofdm系統(tǒng)參數(shù)中所設(shè)置的有用子載波個(gè)數(shù)，對(duì)頻域zc序列進(jìn)行變換；s103：將得到的頻域序列進(jìn)行ifft(ofdm調(diào)制)后，得到時(shí)域上的類(lèi)zc序列，以此序列為基礎(chǔ)，產(chǎn)生前導(dǎo)序列；s104：接收端根據(jù)定時(shí)度量函數(shù)曲線(xiàn)進(jìn)行定時(shí)同步；s105：接收端獲得準(zhǔn)確的定時(shí)點(diǎn)后，進(jìn)行小數(shù)頻偏估計(jì)，此時(shí)，小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-1,+1]；s106：利用得到的小數(shù)頻偏值對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償后，進(jìn)行第二次小數(shù)頻偏估計(jì)，此時(shí)，小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-0.5,+0.5]；s107：利用得到的小數(shù)頻偏值對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償后，根據(jù)系統(tǒng)中不同調(diào)制方式對(duì)頻偏的容錯(cuò)范圍，決定是否進(jìn)行步驟s108；s108：進(jìn)行第三次小數(shù)頻偏估計(jì)，此時(shí)，小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-0.25,+0.25]；s109：小數(shù)倍頻偏估計(jì)完成后，利用zc序列的移位特性進(jìn)行整數(shù)倍頻偏估計(jì)；s110：利用得到的整數(shù)頻偏值對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償；s111：接收端同步完成。下面結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明的應(yīng)用原理作進(jìn)一步的描述。本發(fā)明實(shí)施例提供的高動(dòng)態(tài)環(huán)境下的ofdm同步方法在高動(dòng)態(tài)環(huán)境下，考慮的是遙測(cè)系統(tǒng)場(chǎng)景中，飛行器速度很大，因此遙測(cè)通信中的最大多普勒頻偏值為1mhz左右，且隨著高頻段的應(yīng)用會(huì)進(jìn)一步增大，同時(shí)多普勒頻偏還具有一次甚至二次變化率。步驟1：考慮到整個(gè)通信系統(tǒng)的性能，系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置如表1所示。表1系統(tǒng)參數(shù)設(shè)置參數(shù)設(shè)定值子載波個(gè)數(shù)nfft64信道類(lèi)型三徑萊斯系統(tǒng)采樣速率fs40mhz子載波間隔δf625khz有用子載波個(gè)數(shù)nused52ifft/fft周期tfft1.6μs系統(tǒng)帶寬b32.5mhz步驟2：參照表1，系統(tǒng)中設(shè)置的有用子載波個(gè)數(shù)為52，若直接將周期長(zhǎng)度為52的zc序列放置在各有用子載波上，經(jīng)過(guò)64點(diǎn)的ifft變換后得到時(shí)域上的類(lèi)zc序列，此時(shí)，一個(gè)整數(shù)頻偏值會(huì)造成類(lèi)zc序列移位64/52，不再是整數(shù)倍關(guān)系，無(wú)法用來(lái)得到系統(tǒng)整數(shù)頻偏值。因此，根據(jù)圖2中各子載波上zc序列的分布，將32點(diǎn)zc序列進(jìn)行變換，得到頻域上64點(diǎn)的分布(其中0值表示為保護(hù)子載波，這些子載波上不放置數(shù)據(jù)信息，符合實(shí)際的通信系統(tǒng))，然后將其進(jìn)行ifft變換后得到時(shí)域上的類(lèi)zc序列，此時(shí)，整數(shù)倍頻偏εintger會(huì)造成時(shí)域上類(lèi)zc序列移位即2εintger，則在接收端可由此關(guān)系估計(jì)得出整數(shù)倍頻偏值。步驟3：本發(fā)明采用十一個(gè)ofdm符號(hào)作為前導(dǎo)，其中前十個(gè)用于定時(shí)和頻偏估計(jì)，第十一個(gè)符號(hào)用于提高小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍。由于每個(gè)ofdm符號(hào)的點(diǎn)數(shù)較少，為提高同步的抗噪聲性能，定時(shí)算法利用了前10個(gè)ofdm符號(hào)的相關(guān)。這10個(gè)ofdm符號(hào)是相同的，均是步驟2中所得到時(shí)域類(lèi)zc序列。第11個(gè)ofdm符號(hào)是由圖3中的頻域序列進(jìn)行ifft后所得到的時(shí)域序列，其在時(shí)域有著前后兩半部分相同的結(jié)構(gòu)。其中，圖3中子載波下標(biāo)1～6，59～64為保護(hù)頻帶。整體的前導(dǎo)結(jié)構(gòu)設(shè)計(jì)如圖4所示。步驟4：參照?qǐng)D5的同步捕獲流程，接收端首先進(jìn)行定時(shí)同步；定時(shí)度量函數(shù)：其中n＝64，是一個(gè)ofdm符號(hào)內(nèi)的樣值點(diǎn)個(gè)數(shù)。當(dāng)定時(shí)度量函數(shù)取最大值時(shí)，其下標(biāo)即為數(shù)據(jù)信號(hào)的起始點(diǎn)；圖6和圖7分別是信噪比snr＝0db、snr＝5db時(shí)的定時(shí)度量曲線(xiàn)，可以看出，在低信噪比snr＝0db時(shí)已經(jīng)可以得到尖銳的峰值點(diǎn)。步驟5：步驟4中獲得準(zhǔn)確的定時(shí)點(diǎn)后，移去定時(shí)點(diǎn)前的噪聲即得到數(shù)據(jù)序列；利用發(fā)送端設(shè)計(jì)的第11個(gè)前導(dǎo)符號(hào)的結(jié)構(gòu)，利用其前后各32點(diǎn)相位差，得到第一次小數(shù)倍頻偏的估計(jì)值：εf1＝angle(λ1(d))；此時(shí)，小數(shù)頻偏粗估計(jì)的估計(jì)范圍是[-1,+1]，雖然小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍已滿(mǎn)足要求，但是并不能達(dá)到要求的估計(jì)精度。因此，需要對(duì)小數(shù)頻偏再次進(jìn)行估計(jì)。步驟6：利用步驟5得到的小數(shù)頻偏值εf1對(duì)信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償后，進(jìn)行第二次小數(shù)頻偏估計(jì)：εf2＝angle(λ2(d))；此時(shí)，利用了兩個(gè)ofdm符號(hào)之間的64點(diǎn)的相位差，提高了估計(jì)精度；小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-0.5,+0.5]；步驟7：根據(jù)ofdm系統(tǒng)中不同的調(diào)制方式，若調(diào)制方式是二進(jìn)制相移鍵控bpsk/正交相移鍵控qpsk，則步驟5和步驟6兩次迭代補(bǔ)償估計(jì)后，小數(shù)頻偏估計(jì)的均方根誤差rmse值小于2％，能夠滿(mǎn)足系統(tǒng)性能要求。若調(diào)制方式是正交幅度調(diào)制16qam甚至更高階，則需要執(zhí)行步驟8。步驟8：利用步驟6得到的小數(shù)頻偏值εf2對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償后，進(jìn)行第三次小數(shù)頻偏估計(jì)：εf3＝angle(λ3(d))；此時(shí)，利用了四個(gè)ofdm符號(hào)之間的2*n點(diǎn)的相位差，提高了估計(jì)精度；小數(shù)頻偏的估計(jì)范圍是[-0.25,+0.25]；結(jié)合步驟5～8中的估計(jì)結(jié)果，得到實(shí)際的小數(shù)頻偏估計(jì)值為：εf＝εf1+εf2+εf3；步驟9：整數(shù)倍頻偏估計(jì)，使用前9個(gè)中的其中一個(gè)ofdm符號(hào)，與本地序列循環(huán)移位后的序列進(jìn)行相關(guān)，結(jié)果取最大值時(shí)，序列移位的個(gè)數(shù)除以2(整數(shù)倍頻偏εintger會(huì)造成時(shí)域上類(lèi)zc序列移位2εintger)，即為整數(shù)頻偏估計(jì)。圖8是本發(fā)明在不同萊斯因子時(shí)cfo估計(jì)性能對(duì)比圖；萊斯因子k＝5時(shí)，頻偏估計(jì)的rmse已經(jīng)達(dá)到1％以下。圖9是本發(fā)明與已有頻偏估計(jì)方法cfo估計(jì)性能對(duì)比圖；可以看出，本發(fā)明中頻偏估計(jì)的rmse性能優(yōu)于已有方法，證實(shí)方案中所提的三次迭代補(bǔ)償可以提高頻偏估計(jì)的精度。圖10是snr＝5db時(shí)，本發(fā)明的頻偏估計(jì)范圍；可以看出，本發(fā)明估計(jì)范圍較大，在存在大的多普勒頻偏值時(shí)依然適用。步驟10：利用步驟9得到的整數(shù)頻偏值對(duì)接收信號(hào)進(jìn)行補(bǔ)償。步驟11：接收端同步完成。以上所述僅為本發(fā)明的較佳實(shí)施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。當(dāng)前第1頁(yè)12