本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步方法。

背景技術(shù)：

近年來，OFDM/OQAM調(diào)制系統(tǒng)由于沒有循環(huán)前綴，具有較高的頻譜利用率，并且引用了具有優(yōu)良的時頻聚焦特性的IOTA濾波器，能夠同時抵抗符號間干擾(ISI)和載波間干擾(ICI)，已成為5G通信中重要技術(shù)之一。作為多載波調(diào)制系統(tǒng)，OFDM/OQAM調(diào)制系統(tǒng)對同步誤差特別敏感，并且由于其沒有循環(huán)前綴，良好的盲同步方法已成為目前研究熱點。趙宇等人將雙選信道建模為復(fù)指數(shù)基擴(kuò)展模型，證明了存在載波頻偏情況下OFDM/OQAM接收信號的二階循環(huán)平穩(wěn)性，在此基礎(chǔ)上，提出一種OFDM/OQAM系統(tǒng)載波頻率偏差的盲估計算法，但是這種方法需要已知信道的狀態(tài)和發(fā)射信號的功率(趙宇，陳西宏，薛倫生，OFDM/OQAM系統(tǒng)中基于BEM信道模型的盲載波頻偏估計算法，系統(tǒng)工程與電子技術(shù)，2016，38(6)：1435-1437)。Davide Mattera等人根據(jù)OFDM/OQAM信號的突發(fā)序列的開始部分的近似共軛對稱性提出了一種新的盲時頻聯(lián)合估計方法，但是這種方法只應(yīng)用于特殊的OFDM/OQAM信號的突發(fā)序列的結(jié)構(gòu)，嚴(yán)格限定了濾波器函數(shù)的參數(shù)，并且在低信噪比處的估計性能差。(Davide Mattera and Mario Tanda,Blind Symbol Timing and CFO Estimation for OFDM/OQAM Systems[J].IEEE Transactions on Wireless Communication,2013,12(1):268-277.)。P.Ciblat等人提出了一種基于OFDM/OQAM接收信號二階共軛循環(huán)平穩(wěn)性的盲頻偏估計方法，這種方法通過迭代的方法搜索接收信號的非共軛循環(huán)累積量的最大值確定頻偏值，但這種方法需要優(yōu)化初始值的選擇，計算量很大，并且在低信噪比下性能較差(P.Ciblat and E.Serpedin,A fine blind frequency offset estimator for OFDM/OQAM systems[J],IEEE Transactions on Signal Processing,2004,52(1):291–296.)。T.Fusco等人提出了一種基于近似的最大似然算法的盲頻偏估計算法，但是這種方法適用于高斯信道，在多徑信道中的性能差。(T.Fusco and M.Tanda,Blind frequency-offset estimation for OFDM/OQAM systems[J],IEEE Transactions on Signal Processing,2007,55(5):1828–1838.)

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步方法，旨在解決非合作通信中低信噪比多徑信道下OFDM/OQAM的時延和頻偏估計性能較差的問題。

本發(fā)明是這樣實現(xiàn)的，一種多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步方法，所述多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步方法給OFDM/OQAM系統(tǒng)中的每個子信道賦予不同的權(quán)重值；將多徑信道建模為并行的具有平坦瑞利衰落特性衰落的一系列子信道，其中每一個子信道上的衰減系數(shù)的模值服從瑞利分布，相位服從(0,2π)的均勻分布；接著計算出接收信號的循環(huán)累積量；在不需要已知信道參數(shù)和OFDM/OQAM發(fā)射信號功率的情況下，根據(jù)循環(huán)累積量在不同循環(huán)頻率處的比值估計時延，根據(jù)循環(huán)累積量在不同時延處的比值估計頻偏，從而實現(xiàn)了非合作通信中多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步。

進(jìn)一步，所述對接收的OFDM/OQAM信號的子載波賦予不同的權(quán)重值ω_k,k＝0,1...N-1，即每個子載波的發(fā)射功率不相同，其中，N為OFDM/OQAM信號的子載波數(shù)。

進(jìn)一步，在多徑信道中，子信道數(shù)目N足夠大，則第k個子信道近似等效為平坦衰落信道，衰落因子為μ_k，其中，k＝0,....N-1。

進(jìn)一步，所述估計時延包括：將接收端OFDM/OQAM信號的循環(huán)累積量在不同循環(huán)頻率處做比值：

其中，n_e為時延值，f_e為頻偏值，β為循環(huán)頻率，并且β≠0，k為區(qū)間內(nèi)的整數(shù)，g[l]為濾波器函數(shù)。

k為區(qū)間內(nèi)的整數(shù)；

取k＝1：

其中

進(jìn)一步，所述頻偏通過下式估計得到：

其中，k₁為[1,τ_max]之間的整數(shù)，τ_max為信道的相干時間，

本發(fā)明的另一目的在于提供一種利用所述多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步方法的OFDM/OQAM調(diào)制系統(tǒng)。

本發(fā)明提供的多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步方法，當(dāng)信噪比在0～20dB之間時，時延和頻偏的均方誤差的波動范圍都不大，說明本發(fā)明不易受噪聲的影響，并且在低信噪比下也具有良好的估計性能；當(dāng)信噪比在0～20dB之間時，時延估計均方誤差能夠達(dá)到10^-4數(shù)量級，頻偏估計均方誤差能夠達(dá)到10^-2數(shù)量級，說明本發(fā)明在非合作通信中多徑信道下是有效可行的。圖2表示在歸一化頻偏f_e＝0.15，時延n_e＝T_s,2T_s,5T_s,9T_s時，不同信噪比下時延估計的均方誤差，當(dāng)信噪比在0～20dB之間，時延估計的均方誤差均能達(dá)到10^-3以下，圖3表示在時延n_e＝2T_s，歸一化頻偏f_e＝-0.2,-0.1,0.05,0.15,0.25時，不同信噪比下歸一化頻偏估計的均方誤差，當(dāng)信噪比大于10dB時，歸一化頻偏估計的均方誤差均能達(dá)到0.04以下，因此，本發(fā)明的時頻聯(lián)合同步方法是有效可行的。由此說明本發(fā)明方法在低信噪比多徑信道下，對時延和頻偏聯(lián)合盲估計具有較好的性能。

附圖說明

圖1是本發(fā)明實施例提供的多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步方法流程圖。

圖2是本發(fā)明實施例提供的在不同信噪比下時延估計的均方誤差示意圖。

圖3是本發(fā)明實施例提供的在不同信噪比下頻偏估計的均方誤差示意圖。

具體實施方式

為了使本發(fā)明的目的、技術(shù)方案及優(yōu)點更加清楚明白，以下結(jié)合實施例，對本發(fā)明進(jìn)行進(jìn)一步詳細(xì)說明。應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的具體實施例僅僅用以解釋本發(fā)明，并不用于限定本發(fā)明。

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明的應(yīng)用原理作詳細(xì)的描述。

如圖1所示，本發(fā)明實施例提供的多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步方法包括以下步驟：

S101：給OFDM/OQAM系統(tǒng)中的每個子信道賦予不同的權(quán)重值；

S102：將多徑信道模型等效為多個平坦衰落的子信道模型；接著計算出接收信號的循環(huán)累積量；

S103：在不需要已知信道參數(shù)和OFDM/OQAM發(fā)射信號功率的情況下，根據(jù)循環(huán)累積量在不同循環(huán)頻率處的比值估計時延，根據(jù)循環(huán)累積量在不同時延處的比值估計頻偏，實現(xiàn)非合作通信中多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步。

下面結(jié)合具體實施例對本發(fā)明的應(yīng)用原理作進(jìn)一步的描述。

本發(fā)明實施例提供的多徑信道下OFDM/OQAM時頻聯(lián)合同步方法包括以下步驟：

S1對接收的OFDM/OQAM信號的子載波賦予不同的權(quán)重值ω_k,k＝0,1...N-1，即每個子載波的發(fā)射功率不相同，其中，N為OFDM/OQAM信號的子載波數(shù)。

需要說明的是，步驟S1中設(shè)置不同的子載波權(quán)重的原理為：

接收信號的循環(huán)累積量為：

其中，n_e為時延值，f_e為頻偏值，β為循環(huán)頻率，并且β≠0，g[l]為濾波器函數(shù)。

根據(jù)若設(shè)置ω_k為相同的值，則從而，C(β,τ)＝0。所以，在設(shè)置子載波權(quán)重時，每個子載波權(quán)重ω_k不能完全相同，即每個子載波的發(fā)射功率不同。

S2將多徑信道模型等效為多個平坦衰落的子信道模型。在多徑信道中，如果子信道數(shù)目N足夠大，則第k個子信道可以近似等效為平坦衰落信道，衰落因子為μ_k，其中，k＝0,....N-1。

S3根據(jù)OFDM/OQAM循環(huán)累積量在不同循環(huán)頻率處的比值可以消去多徑和頻偏的影響，并且不需要已知發(fā)送信號的功率，從而估計時延值，其中n_e為時延值，β為循環(huán)頻率，k為區(qū)間內(nèi)的整數(shù)，g[l]為濾波器函數(shù)。

需要說明的是，步驟S3中的接收信號的時延估計原理為：

接收信號的時變累積量為：

其中，為了方便得到循環(huán)累積量，將時變累積量進(jìn)行簡單變形：

其中，*為卷積運算。

設(shè)F{}為傅里葉變換，那么將時變累積量進(jìn)行傅里葉變換，接收信號的循環(huán)累積量將為：

其中

根據(jù)若設(shè)置ω_k為相同的值，則從而，C(β,τ)＝0。所以，在設(shè)置子載波權(quán)重時，每個子載波權(quán)重ω_k不能完全相同，即每個子載波的發(fā)射功率不同。

將接收端OFDM/OQAM信號的循環(huán)累積量在不同循環(huán)頻率處做比值：

其中，n_e為時延值，f_e為頻偏值，β為循環(huán)頻率，并且β≠0，k為區(qū)間內(nèi)的整數(shù)，g[l]為濾波器函數(shù)。

由上式可見，接收信號的循環(huán)累積量在不同循環(huán)頻率處做了比值之后，將頻偏f_e和多徑的影響消去了，待估計的時延值n_e僅存在表達(dá)式的相位上，因此可以通過下述方法估計時延：

設(shè)則時延可以通過以下式子估計得到：

其中，k為區(qū)間內(nèi)的整數(shù)。

為了能夠遍歷到所有循環(huán)頻率的取值，進(jìn)一步提高時延估計的準(zhǔn)確性，我們?nèi)＝1：

S4根據(jù)OFDM/OQAM循環(huán)累積量在不同時延處的比值可以消去多徑和時延的影響，從而估計頻偏值，其中f_e為頻偏值，k₁為[1,τ_max]區(qū)間內(nèi)的整數(shù)，τ_max為信道的相干時間，g[l]為濾波器函數(shù)。

需要說明的是，步驟S4中的接收信號的時延估計原理為：

接收信號的循環(huán)累積量估計方法跟S3中一樣，為：

其中，n_e為時延值，f_e為頻偏值，β為循環(huán)頻率，并且β≠0，g[l]為濾波器函數(shù)。

將接收端OFDM/OQAM信號的循環(huán)累積量在不同循環(huán)頻率處做比值：

其中k₁為[1,τ_max]之間的整數(shù)，τ_max為信道的相干時間。

由上式可見，接收信號的循環(huán)累積量在不同時延τ處做了比值之后，將待估計時延n_e和多徑的影響消去了，待估計的頻偏值f_e僅存在表達(dá)式的相位上，因此可以通過下述方法估計時延：

設(shè)則頻偏可以通過以下式子估計得到：

其中，k₁為[1,τ_max]之間的整數(shù)，τ_max為信道的相干時間。

下面結(jié)合實驗對本發(fā)明的應(yīng)用效果作詳細(xì)的描述。

為了測試本發(fā)明的檢驗統(tǒng)計量的性能，進(jìn)行了200次蒙特卡洛實驗，參數(shù)設(shè)置如下：子載波數(shù)N＝1024；子載波調(diào)制類型為16QAM；采樣頻率為7MHz；信道帶寬為7.68MHz；接收到的OFDM/OQAM符號數(shù)為10，過采樣參數(shù)值為4，多徑信道模型為Rec.ITU-RM.225標(biāo)準(zhǔn)中所用的ITU_I_B多徑衰落信道，3條徑的不同時延為{0ns,300ns,500ns}所對應(yīng)的功率增益{0dB，-3.6dB，-7.2dB}。

圖2表示在歸一化頻偏f_e＝0.15，時延n_e＝T_s,2T_s,5T_s,9T_s時，不同信噪比下時延估計的均方誤差，當(dāng)信噪比在0～20dB之間，時延估計的均方誤差均能達(dá)到10^-3以下，圖3表示在時延n_e＝2T_s，歸一化頻偏f_e＝-0.2,-0.1,0.05,0.15,0.25時，不同信噪比下歸一化頻偏估計的均方誤差，當(dāng)信噪比大于10dB時，歸一化頻偏估計的均方誤差均能達(dá)到0.04以下，因此，本發(fā)明的時頻聯(lián)合同步方法是有效可行的。由此說明本發(fā)明方法在低信噪比多徑信道下，對時延和頻偏聯(lián)合盲估計具有較好的性能。

以上所述僅為本發(fā)明的較佳實施例而已，并不用以限制本發(fā)明，凡在本發(fā)明的精神和原則之內(nèi)所作的任何修改、等同替換和改進(jìn)等，均應(yīng)包含在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。