技術(shù)領(lǐng)域

本發(fā)明涉及一種為無線通信系統(tǒng)生成同步信號的方法。此外，本發(fā)明還涉及一種計算機程序、一種計算機程序產(chǎn)品、一種信號處理設(shè)備以及一種接收器設(shè)備。

背景技術(shù)：

小區(qū)搜索是蜂窩無線系統(tǒng)中的一種基本獲取過程，其中移動終端進行小區(qū)搜索以獲取時間和頻率同步至網(wǎng)絡(luò)中的小區(qū)并檢測其小區(qū)標識。通過檢測基站傳輸?shù)耐叫盘柨梢詥⒂眯^(qū)搜索。

由于發(fā)現(xiàn)同步需要執(zhí)行復值乘法運算(由于將接收信號匹配到復制信號)的相關(guān)器(即，匹配的濾波器)，小區(qū)搜索被視為一種在移動終端中需要高復雜性和功率的過程。因此，設(shè)計同步信號至關(guān)重要，使得可以使用小區(qū)搜索器的低復雜接收器實施方式。

同步信號的另一目標是在非常低的信號干擾噪聲比(SINR)下開啟檢測。低SINR通常發(fā)生在小區(qū)邊緣并且小區(qū)的覆蓋面隱式地取決于是否可以檢測到同步信號。然而，低SINR可能不僅僅發(fā)生在遠離發(fā)射器的地方。高干擾情況在異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)部署中可能很常見，即，其中小型低功率小區(qū)(例如微微小區(qū)、毫微微小區(qū)、家庭eNodeB等)部署在與高功率宏小區(qū)相同的載波頻率處并且處于其覆蓋區(qū)域中。

在異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)部署中，移動終端處經(jīng)歷的SINR可比當前在同構(gòu)宏小區(qū)部署中所見的小得多。因此，提供在具有主要干擾源的嚴重干擾情況下能夠被檢測到的同步信號，同時顯示出允許低復雜檢測器的結(jié)構(gòu)是一個問題。

對于此類部署而言，盡管來自微微小區(qū)的接收功率比宏小區(qū)的小，仍可通過允許移動終端(例如用戶設(shè)備(UE))連接微微小區(qū)來提升系統(tǒng)性能。在這種情況下，連接至微微小區(qū)的UE可能經(jīng)歷來自宏小區(qū)的較強的信號(即，較大干擾)，這意味著UE處的SINR可能比0dB小得多。這種小區(qū)關(guān)聯(lián)過程有時稱為小區(qū)范圍擴展并且可通過在小區(qū)選擇標準中增加偏置值來實現(xiàn)。圖1示出了異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)部署，其中如果移動終端位于小區(qū)范圍擴展區(qū)中，則來自宏小區(qū)的接收信號強度比來自微微小區(qū)的接收信號強度更強。

宏小區(qū)被視為在范圍擴展區(qū)中的UE的主要干擾源。通過宏小區(qū)和微微小區(qū)間的協(xié)調(diào)調(diào)度，可以為數(shù)據(jù)信道處理這些嚴重干擾的情況。然而，通常不存在用于同步信道的干擾協(xié)調(diào)的方法，這樣就使得同步成為一個問題。

例如，在現(xiàn)有技術(shù)3GPP LTE Rel-10系統(tǒng)中，主同步信號在62個子載波上傳輸；各31個子載波分別直接在DC子載波的下方和上方。這適用于系統(tǒng)中所有的小區(qū)。因此，來自不同小區(qū)的同步信號通常在頻率上重疊。這不構(gòu)成同構(gòu)網(wǎng)絡(luò)部署的主要問題。然而，對于幀同步異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)部署而言，現(xiàn)有技術(shù)系統(tǒng)沒有用于避免來自宏小區(qū)的同步信號與微微小區(qū)的同步信號相沖突而導致的強干擾的方法。

專利文件US7751490、EP2090050和EP1980030揭示了啟用低復雜接收器實施方式的同步信號。中心對稱數(shù)序d_u[n],n＝0,1,…,L-1中的中央元素n＝(L-1)/2被去掉，其中L是奇數(shù)。去掉的數(shù)序映射至離散傅里葉頻率系數(shù)H_u[l],l＝0,1,…,N-1，使得傅里葉系數(shù)圍繞l＝0對稱，即H_u[l+p]＝H_u[l-p]＝H_u[l-p+N]，其中p是整數(shù)并且最后一個等式來自離散傅里葉轉(zhuǎn)變的周期性。因此，映射可用以下公式描述

當生成連續(xù)時域基帶信號時，離散頻率l＝0對應(yīng)于DC子載波，即載波的中心頻率。通過現(xiàn)有技術(shù)，離散時域基帶信號

變?yōu)橹行膶ΨQ，s_u[k]＝s_u[N-k],k＝1,2,…,N-1。此屬性可用在減少復值乘法運算的數(shù)目的實施方式中。

此外，對于復共軛序列對u和ú而言，其中其遵循此屬性還可用在減少復值乘法運算的數(shù)目的實施方式中。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的在于提供一種方法，其緩和和/并解決現(xiàn)有技術(shù)解決方案的缺點。具體而言，本發(fā)明旨在提供同步信號，其具有用于低SINR值的良好檢測性能以及其可使用低復雜解調(diào)方法檢測到。

根據(jù)本發(fā)明的一方面，可以通過一種為無線通信系統(tǒng)生成同步信號的方法實現(xiàn)所述目的，所述方法包括以下步驟：

將離散傅里葉頻率系數(shù)的第二集合H_u轉(zhuǎn)變成時域信號；

發(fā)送所述時域信號；

其中，所述第二集合H_u與所述離散傅里葉頻率系數(shù)的第一集合在頻域上有m個移位，所述m是除零以外的整數(shù)，所述第一集合上的數(shù)序為長度L的序列d_u[n],n＝0,1,…,L-1,所述數(shù)序圍繞所述數(shù)序的所述元素n＝(L-1)/2中心對稱，L是奇正整數(shù)并且n表示元素索引。

可選的，所述將離散傅里葉頻率系數(shù)的第二集合H_u轉(zhuǎn)變成時域信號包括：將所述第二集合H_u轉(zhuǎn)變成離散或者連續(xù)時域信號。

可選的，所述離散時域信號滿足以下公式：

其中，N是等于或者大于L的正整數(shù)。

可選的，所述連續(xù)時域信號滿足以下公式：

其中T_s是采樣周期，·f是所述無線通信系統(tǒng)的子載波頻率間距，N是等于或者大于L的正整數(shù)，

可選的，所述第一集合是中心對稱離散傅里葉頻率系數(shù)的一個集合。

可選的，所述第一集合滿足以下公式：

其中N是等于或者大于L的正整數(shù)，并且l＝0,1,…N-1。

可選的，所述在頻域上有m個移位是以N為模的，其中N是大于或者等于L的正整數(shù)。

可選的，所述m個移位滿足以下公式：

其中l(wèi)＝0,1,…N-1。

可選的，所述數(shù)序滿足d_u[(L-1)/2]＝0的情況。

可選的，所述數(shù)序是具有根索引u等于25、29或者34且長度為63的Zadoff-Chu序列。

可選的，所述數(shù)序d_u[n],n＝0,1,…,L-1是具有根索引u不為25、29或者34且長度為63的Zadoff-Chu序列。

可選的，基于m個位移的值定義所述數(shù)序d_u[n],n＝0,1,…,L-1。

可選的，所述無線通信系統(tǒng)是3GPP E-UTRA系統(tǒng)等OFDM系統(tǒng)，并且m個位移對應(yīng)于m個子載波的頻移。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，還提供了一種用于為無線通信系統(tǒng)生成同步信號的信號處理設(shè)備，所述信號處理設(shè)備包括：收發(fā)器和處理器，所述處理器，用于將離散傅里葉頻率系數(shù)的第二集合H_u轉(zhuǎn)變成時域信號；所述收發(fā)器，用于發(fā)送所述時域信號；其中，所述第二集合H_u與所述離散傅里葉頻率系數(shù)的第一集合在頻域上有m個移位，所述m是除零以外的整數(shù)，所述第一集合上的數(shù)序為長度L的序列d_u[n],n＝0,1,…,L-1,所述數(shù)序圍繞所述數(shù)序的元素n＝(L-1)/2中心對稱，所述L是奇正整數(shù)并且所述n表示元素索引。

可選的，所述處理器，還用于將所述第二集合H_u轉(zhuǎn)變成離散或者連續(xù)時域信號。

可選的，所述離散時域信號滿足以下公式：

其中，N是等于或者大于L的正整數(shù)。

可選的，所述連續(xù)時域信號滿足以下公式：

其中T_s是采樣周期，·f是所述無線通信系統(tǒng)的子載波頻率間距，N是等于或者大于L的正整數(shù)，

可選的，所述第一集合是中心對稱離散傅里葉頻率系數(shù)的一個集合。

可選的，所述所述第一集合滿足以下公式：

其中N是等于或者大于L的正整數(shù)，并且l＝0,1,…N-1。

可選的，所述在頻域上有m個移位是以N為模的，其中N是大于或者等于L的正整數(shù)。

可選的，所述m個移位滿足以下公式

其中l(wèi)＝0,1,…N-1。

可選的，所述數(shù)序滿足d_u[(L-1)/2]＝0的情況。

可選的，所述數(shù)序是具有根索引u等于25、29或者34且長度為63的Zadoff-Chu序列。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，可以通過一種在無線通信系統(tǒng)中傳輸同步信號的方法實現(xiàn)所述目的，所述方法包括以下步驟：接收同步信號；使用所述同步信號進行同步；

其中，所述同步信號與離散傅里葉頻率系數(shù)的第二集合H_u相關(guān)聯(lián)，所述第二集合H_u與所述離散傅里葉頻率系數(shù)的第一集合在頻域上有m個移位，所述m是除零以外的整數(shù)，所述第一集合上的數(shù)序為長度L的序列d_u[n],n＝0,1,…,L-1,所述數(shù)序圍繞所述數(shù)序的元素n＝(L-1)/2中心對稱，所述L是奇正整數(shù)并且所述n表示元素索引。

可選的，所述無線通信系統(tǒng)是采用至少一個載波頻率f_c和多個頻率間距等于·f的子載波的OFDM系統(tǒng)。

可選的，所述載波頻率f_c是用于3GPP E-UTRA系統(tǒng)的載波頻率。

可選的，所述使用所述同步信號進行同步包括：使用等于所述載波頻率f_c加上所述子載波間距·f的m倍的本地振蕩器頻率f_LO解調(diào)所述同步信號，使得f_LO＝f_c+m··f。

可選的，所述使用所述同步信號進行同步包括：使用等于所述載波頻率f_c的本地振蕩器頻率f_LO解調(diào)所述至少一個同步信號，使得f_LO＝f_c。

可選的，所述使用所述同步信號進行同步還包括：增加所述同步信號的樣本。

可選的，所述第一集合滿足以下公式：

其中N是等于或者大于L的正整數(shù)，并且l＝0,1,…N-1。

可選的，所述m個移位滿足以下公式：

其中l(wèi)＝0,1,…N-1。

根據(jù)本發(fā)明的另一方面，還提供了一種用于在無線通信系統(tǒng)中接收同步信號的接收器設(shè)備，其特征在于，所述設(shè)備包括收發(fā)器和處理器，

所述收發(fā)器，用于接收同步信號；所述處理器，用于使用所述同步信號進行同步；

其中，所述同步信號與離散傅里葉頻率系數(shù)的第二集合H_u相關(guān)聯(lián)，所述第二集合H_u與所述離散傅里葉頻率系數(shù)的第一集合在頻域上有m個移位，所述m是除零以外的整數(shù)，所述第一集合上的數(shù)序為長度L的序列d_u[n],n＝0,1,…,L-1,所述數(shù)序圍繞所述數(shù)序的元素n＝(L-1)/2中心對稱，所述L是奇正整數(shù)并且所述n表示元素索引。

可選的，所述無線通信系統(tǒng)是采用至少一個載波頻率f_c和多個頻率間距等于·f的子載波的OFDM系統(tǒng)。

可選的，所述載波頻率f_c是用于3GPP E-UTRA系統(tǒng)的載波頻率。

可選的，所述處理器用于：使用等于所述載波頻率f_c加上所述子載波間距·f的m倍的本地振蕩器頻率f_LO解調(diào)所述同步信號，使得f_LO＝f_c+m··f。

可選的，所述處理器用于：使用等于所述載波頻率f_c的本地振蕩器頻率f_LO解調(diào)所述同步信號，使得f_LO＝f_c。

可選的，所述處理器用于：增加所述同步信號的樣本。

可選的，所述第一集合滿足以下公式：

其中N是等于或者大于L的正整數(shù)，并且l＝0,1,…N-1。

可選的，所述m個移位滿足以下公式：

其中l(wèi)＝0,1,…N-1。

在無線通信系統(tǒng)中根據(jù)本發(fā)明傳輸生成的一個或多個同步信號。其中，所述一個或者多個同步信號用作主同步信號。

根據(jù)本發(fā)明的又一方面，可以通過一種在無線通信系統(tǒng)中進行同步的方法實現(xiàn)所述目的，所述方法包括以下步驟：

根據(jù)本發(fā)明接收根據(jù)一種用于傳輸同步信號的方法傳輸?shù)囊粋€或者多個同步信號；

解調(diào)所述一個或者多個同步信號；以及

使用所述解調(diào)的一個或者多個同步信號進行同步。

本發(fā)明還涉及一種計算機程序、一種計算機程序產(chǎn)品、一種信號處理設(shè)備以及一種接收器設(shè)備。

本發(fā)明提供了同步信號，其促進了低SINR處的良好檢測性能并且其可使用低復雜方法進行解調(diào)。

本發(fā)明的其他應(yīng)用和優(yōu)點從以下具體說明中顯而易見。

附圖說明

附圖旨在闡明和解釋本發(fā)明的各個實施例，其中：

圖1示出了異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)部署，其中移動終端連接范圍擴展區(qū)中的微微小區(qū)，但是來自宏小區(qū)的接收功率更強；

圖2示意性地示出了用于小區(qū)搜索器的主要接收器鏈路；

圖3示意性地示出了用于低復雜度檢測的相關(guān)器的示例；

圖4示意性地示出了基帶混合器預(yù)處理發(fā)往相關(guān)器的輸入信號；以及

圖5示意性地示出了低復雜度檢測的另一示例。

具體實施方式

一種可以確保在低SINR處檢測到同步信號的方法是減少干擾?？赏ㄟ^從相互正交頻率資源上的不同小區(qū)傳輸同步信號來實現(xiàn)減少干擾?？呻S后規(guī)劃網(wǎng)絡(luò)從而避免強干擾。在異構(gòu)部署中，這將確保從宏小區(qū)傳輸?shù)耐叫盘柌粫蔀槲恢每拷奈⑽⑿^(qū)的干擾。在本發(fā)明中，可以通過能夠位于任意頻率位置(在子載波的步驟中)的同步信號實現(xiàn)所述目的，同時所述同步信號包括允許低復雜接收器的信號屬性。

這通過根據(jù)本發(fā)明的一種為無線通信系統(tǒng)生成同步信號的方法實現(xiàn)。該方法包括以下步驟：

定義長度L的數(shù)序d_u[n],n＝0,1,…,L-1，所述數(shù)序圍繞所述數(shù)序的元素n＝(L-1)/2中心對稱，L是奇正整數(shù)并且n表示元素索引；

映射離散傅里葉頻率系數(shù)的第一集合上的所述數(shù)序；

通過將離散傅里葉頻率系數(shù)的所述第一集合頻移m個移位生成離散傅里葉頻率系數(shù)H_u的第二集合，其中m是除零以外的整數(shù)；以及

將離散傅里葉頻率系數(shù)H_u的所述第二集合轉(zhuǎn)變成時域信號。

因此，時域同步信號具有屬性使得使用低復雜度檢測方法檢測到同步信號并且其還在低SINR處，例如異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)部署場景中，具有良好的檢測性能。下文討論了上述有利屬性和本發(fā)明的其它方面。

離散時域基帶同步信號

假設(shè)離散時域基帶信號(通過轉(zhuǎn)變)獲取如下

用于離散傅里葉頻率系數(shù)集H_u[l],l＝0,1,…,N-1。

考慮奇長度數(shù)序d_u[n],n＝0,1,…,L-1，其圍繞n＝(L-1)/2中心對稱，即d_u[n]＝d_u[L-1-n]。根據(jù)以下公式將數(shù)序映射至傅里葉頻率系數(shù)

其中

并且m是整數(shù)值。因此，定義了中心對稱離散傅里葉頻率系數(shù)的第一集合并且根據(jù)等式(2)通過頻移離散傅里葉頻率系數(shù)的第一集合生成離散傅里葉頻率系數(shù)的第二集合H_u＝(H_u[l],l＝0,1,…,N-1)。

此外，整數(shù)值m對應(yīng)于同步信號的m個子載波的頻移。與現(xiàn)有技術(shù)相比，可能不去掉在其中央元素處的數(shù)序。其跟在使用等式(3)和傅里葉變換的周期性之后

因此，是中心對稱信號，除k＝0外各樣本具有對稱的信號。其進一步從離散傅里葉變換的屬性示出

因此，公開的同步信號包括復值指數(shù)函數(shù)所調(diào)制的中心對稱信號其還可使用(4)和的中心對稱示出

此外，對于復共軛序列對u和ú而言，其中遵循因此，使用(4)我們得到

從(4)-(6)，我們可進一步得到

等式(6)和(7)示出了可使用與匹配的濾波器檢測具有根ú的序列，然而可使用與匹配的濾波器檢測具有根u的序列。這可用在減少復雜度的實施方式中，因為一旦該信號匹配至就可能不需要新的復雜乘法運算使該信號匹配至

同步信號(4)繼承了的相關(guān)屬性，能夠通過考慮周期性自相關(guān)函數(shù)實現(xiàn)

連續(xù)時域基帶同步信號

假設(shè)傅里葉頻率系數(shù)集定義為

和

可通過以下公式生成連續(xù)基帶OFDM信號(除循環(huán)前綴)

其中T_s是采樣周期，Δf是子載波間距并且N＝1/T_sΔf。同樣，N是OFDM信號的子載波的數(shù)目。為了進行簡單表示，假設(shè)N是偶數(shù)且所述領(lǐng)域的技術(shù)人員可將該表征推廣到奇數(shù)N。在現(xiàn)有技術(shù)LTE系統(tǒng)中，N＝2048針對Δf＝15kHz。通過調(diào)制基帶OFDM信號獲取RF信號，使得傳輸信號的DC子載波(即，頻率k＝0)對應(yīng)于載波頻率。從(9)和(10)，我們可進一步得到

由于等式(9)中的復正弦的周期性和等式(7)中的映射的對稱性，我們得到

這樣，我們已經(jīng)示出連續(xù)時域信號還具有將一種作為其離散對應(yīng)(5)的對稱的特點。此外，還維護了用于復共軛序列對的對稱，由于

我們可寫作

進一步注意的是，無線標準通常不指定接收器中的采樣率。在現(xiàn)有技術(shù)LTE系統(tǒng)中，同步信號僅占有63個子載波，包括DC子載波。因此，小區(qū)搜索器中的采樣率可比每OFDM符號的N＝2048樣本少得多。在以下的接收器實施例中，假設(shè)N對應(yīng)于接收器處的適當選擇的采樣率。

應(yīng)從上文意識到根據(jù)本發(fā)明的同步信號可用于LTE或者高級LTE等3GPP E-UTRA系統(tǒng)中。在這些系統(tǒng)中優(yōu)選地作為主同步信號。

本發(fā)明進一步提供一種在無線通信系統(tǒng)中進行同步的方法。該方法包括以下步驟：接收上述的同步信號；解調(diào)接收的同步信號；以及使用解調(diào)的同步信號進行同步。下文描述了根據(jù)本發(fā)明用于解調(diào)同步信號的不同的低復雜實施例。

低復雜同步信號檢測/解調(diào)

在小區(qū)搜索過程中，UE通過順序地將其本地振蕩器調(diào)整為與系統(tǒng)支持的載波頻率一致來獲取頻率同步直到檢測到同步信號。在現(xiàn)有技術(shù)LTE系統(tǒng)中，在具有100kHz間距的光柵上定義載波頻率f_LTE。圖2中示出了主要接收器鏈路，其中本地振蕩器(LO)與輸入RF信號混合。通常結(jié)果中間RF信號之后是用于選擇LTE頻帶的模擬寬帶低通濾波器(WB-LPF)。通常LPF之后是A/D轉(zhuǎn)換。還可在相關(guān)器之前部署窄帶低通濾波器(NB-LPF)以提取僅攜帶同步信號的子載波。為了整合信號能量用于檢測正確的時間樣本，相關(guān)器包括匹配的濾波器，其為各樣本將接收信號和傳輸信號相乘，即，復制信號。

使用對應(yīng)于f_c＝f_LTE+m·Δf的本地振蕩器f_LO進行解調(diào)

在根據(jù)本發(fā)明的接收器方法的一項實施例中，接收器通過使用與離散頻率f_c＝f_LTE+m·Δf相關(guān)聯(lián)的本地振蕩器頻率解調(diào)接收的連續(xù)時域信號來促進低復雜度同步信號檢測。對于接收的采樣基帶信號而言，這將相當于暗示已取消等式(4)中的項因此，基帶離散信號將顯示為接收器中的因此，盡管傳輸信號不是中心對稱，相關(guān)器中的接收信號將具有中心對稱屬性。在此實施例中，由于接收器的本地振蕩器可在接收器的中心頻率處創(chuàng)建嚴重失真，因此傳輸信號不包含基帶頻率k＝m上的調(diào)制符號是有利的。因此，在本發(fā)明的實施例中，數(shù)序的額外特征是數(shù)序的中心元素假設(shè)d_u[(L-1)/2]＝0。

在現(xiàn)有技術(shù)3GPP E-UTRA(LTE)系統(tǒng)中，所有同步信號映射到LTE載波頻率周圍，即m＝0，其中載波頻率f_LTE可以具有大量不同的可能值，其由具有100kHz間距的光柵上的LTE蜂窩標準定義。如果本發(fā)明定義的新同步信號對稱地映射到一些非零基帶頻率m≠0周圍，這些非零基帶頻率m≠0用于RF信號對應(yīng)于100kHz光柵上的頻率之一，中心元素為零的數(shù)序具有另一優(yōu)勢。在這種情況下，通過將在新UE中的本地振蕩器設(shè)置為頻率f_c＝f_LTE+m·Δf可以在新UE(m≠0)和傳統(tǒng)UE(m＝0)中使用相同的同步信號檢測器。另一方面，如果基帶頻率m不是100kHz光柵上的頻率之一，那么新UE必須搜索LTE頻帶上的所有頻率，這顯著增加了實施復雜度、功耗和平均小區(qū)搜索時間。

使用對應(yīng)于f_c＝f_LTE的本地振蕩器f_LO進行解調(diào)

在本發(fā)明的另一實施例中，接收器通過使用與LTE標準定義的可能LTE載波頻率之一相同(即對應(yīng)于離散基帶頻率k＝0)的本地振蕩器頻率解調(diào)接收的連續(xù)時域信號促進低復雜度同步信號檢測。接收的基帶信號如等式(4)中所示。

對于此類RF解調(diào)而言，為了減少同步檢測的復雜度公開了以下三種優(yōu)選實施例。

a)乘法運算之前增加對稱性樣本

公開的同步信號允許減少接收器中的乘法運算復雜度。這可如下文所例示?？紤]相關(guān)值其表示了在正確的時間來自匹配的濾波器(相關(guān)器)的輸出值。由于的中心對稱，我們可以使用(4)和(5)為(其中N是偶數(shù))標識相關(guān)總和中的產(chǎn)品對

在上述表達式的右手邊，在乘以復制信號之前將輸入樣本和復雜指數(shù)函數(shù)相乘。有經(jīng)驗的讀者可推斷出用于根索引ú的相似關(guān)系。此表征的優(yōu)點在于其可使用對應(yīng)于的濾波器系數(shù)，其已經(jīng)應(yīng)用在用于傳統(tǒng)終端的小區(qū)搜索器中在m＝0時檢測同步信號。替代性的表征為

其將產(chǎn)生另一濾波器系數(shù)集

由于與相乘僅意味著相移，因此可等效于1復雜乘法運算實施上述表達式。因此可通過少于N次的乘法運算計算相關(guān)值ρ(0)。圖3示出了使用所述輸入樣本的成對對稱的相關(guān)器(具有抽頭時延D的匹配濾波器)。因此，在與復制信號相乘之前將成對對稱的輸入樣本與復雜指數(shù)函數(shù)相乘。

b)基帶混合器預(yù)處理

通過在相關(guān)器的輸入之前將接收的離散基帶信號和(即具有取決于m的周期的復雜指數(shù)函數(shù))混合，可如圖4所示預(yù)處理該同步。在離散基帶信號上進行圖4中的混合以取消接收信號的復雜指數(shù)項

如果存在，應(yīng)在基帶混合器之后應(yīng)用用于選擇同步信號的窄帶低通濾波器。這是一種優(yōu)點，因為當檢測m≠0和m＝0的同步信號時，其允許使用相同的濾波器。

該預(yù)處理的優(yōu)點在于相關(guān)器可包括匹配至的濾波器，是根據(jù)專利文件中引用的現(xiàn)有技術(shù)的中心對稱信號。圖5示出了相關(guān)器結(jié)構(gòu)，其中輸入包括預(yù)處理信號根據(jù)圖5，在與復制信號相乘之前增加成對對稱輸入樣本。

由于混合器不斷在接收信號上進行乘法運算，因此在混合器和接收信號之間存在任意但固定的時延p。接收器不知道該時延并且該時延無法補償?？紤]到這種影響，相關(guān)器的輸入可描述為

當r[k]＝s[k]，相關(guān)函數(shù)成為

因此，繼承了的相關(guān)屬性并且可使用現(xiàn)有技術(shù)的低復雜接收器結(jié)構(gòu)。

c)相關(guān)器輸入的塊處理

還可通過塊處理方法實現(xiàn)混合器預(yù)處理的優(yōu)點。一般而言，相關(guān)器可采用r[k],k＝0,1,…,N-1的一塊輸入樣本。假設(shè)表示在第z:個塊中包含N個樣本的預(yù)處理接收信號，并且第z+1:個塊包括樣本k＝1,…,N，其預(yù)處理為當塊包括同步信號的N個樣本時，相關(guān)器的輸入實際上成為因此，對于任意此塊而言，相關(guān)器可構(gòu)成匹配至的濾波器。

對于第z:個塊而言，預(yù)處理信號的值的集合為

并且對于第z+1:個塊而言

因此意識到可從第z:個塊獲得用于第z+1:個塊的預(yù)處理的信號值。

用r[1]替代r[0]

將第z:個塊中剩余的信號值乘以

插入

由于是復值常數(shù)(即位移)并且僅需要一次復雜乘法運算，即由于這允許減少塊的實施復雜度。

頻移

任意整數(shù)值頻移m適用于本發(fā)明。在一項實施例中，m的值與系統(tǒng)指定的載波頻率相關(guān)聯(lián)。這意味著在m個位移之后，(包括d_u[(L-1)/2])映射至集H_u中的傅里葉頻率系數(shù)，當用于RF信號中時，H_u對應(yīng)系統(tǒng)的載波f_c。因此，公開的同步信號將位于系統(tǒng)的載波頻率光柵上，例如頻率f_LTE，其允許使用現(xiàn)有的小區(qū)搜索實施方式。在這種情況下，傳統(tǒng)移動終端可檢測到新的同步信號并且錯誤地假設(shè)新同步信道的中心頻率對應(yīng)于LTE系統(tǒng)的載波頻率。

可通過向新同步信號分配不同的序列來解決該問題，其中新同步序列與傳統(tǒng)同步序列具有低交叉相關(guān)性。在這種情況下，將防止傳統(tǒng)UE錯誤地檢測新同步信道的中心頻率，因為它們的相關(guān)器將不會檢測新同步信號的同步序列。為新同步信號定義新序列的一種方法是將Zadoff-Chu序列的根索引與頻移m相關(guān)聯(lián)。

在異構(gòu)網(wǎng)絡(luò)部署中，微微小區(qū)廣播位于不同頻率偏移m的多個同步信號可能是有用的。同步信號檢測通常是范圍擴展區(qū)內(nèi)的問題，即何處干擾較強。與范圍擴展區(qū)相比，與微微小區(qū)更近的終端可以檢測來自微微小區(qū)的同步信號，其在與來自宏小區(qū)的同步信號一樣的頻率資源上傳輸，即m＝0。傳統(tǒng)終端可能僅能夠檢測m＝0的同步信號，其在傳統(tǒng)終端與微微小區(qū)連接但不在范圍擴展區(qū)中的情況下是可能的。因此在不同的頻率位置傳輸同步信號是有益的，因為其允許新的和傳統(tǒng)的終端接入微微小區(qū)。如果沒有在頻率m＝0時傳輸?shù)耐叫盘?，則沒有能夠接入微微小區(qū)的傳統(tǒng)終端。

在另一實施例中，多個同步信號在不同的OFDM符號中或者相同的OFDM符號內(nèi)傳輸。這是僅假設(shè)同步信號位于對應(yīng)于m＝0的載波頻率周圍的傳統(tǒng)終端的優(yōu)點。因此，已公開部署在不同的OFDM符號中或者相同OFDM符號內(nèi)的若干值m＝m₀,m＝m₁…。據(jù)了解，一個OFDM符號內(nèi)不同的同步信號不應(yīng)在頻率上重疊。使用m＝m₀,m＝m₁…的值可以預(yù)先確定或者發(fā)送至接收器。

在又一實施例中，頻移m的值與系統(tǒng)指定的載波頻率不關(guān)聯(lián)。這意味著在m個位移之后，(包括d_u[(L-1)/2])映射至集H_u中的傅里葉頻率系數(shù)，當用于RF信號中時，H_u對應(yīng)于不用作系統(tǒng)的載波頻率的頻率f_c。因此，公開的同步信號將不位于系統(tǒng)的載波頻率光柵上。這是一種優(yōu)點，由于傳統(tǒng)UE，即僅搜索m＝0的同步信號的UE，將不能檢測m≠0的同步信號。這避免了此傳統(tǒng)UE錯誤地檢測載波的中心頻率。在這種情況下，不需要新同步序列。

數(shù)序

任意復值或者實值中心對稱數(shù)序d_u[n],n＝0,1,…,L-1適用于本發(fā)明。在一項實施例中，數(shù)序是具有根索引u＝25,29和34且長度為63的Zadoff-Chu序列。該數(shù)序具有相同的相關(guān)器可以在傳統(tǒng)3GPP LTE系統(tǒng)中使用的優(yōu)點。然而，根據(jù)另一實施例，數(shù)序是具有除了上述之外的根索引且長度為63的Zadoff-Chu序列。如上所述，優(yōu)點在于當m≠0時防止傳統(tǒng)UE檢測新同步信號。

此外，所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員理解到，根據(jù)本發(fā)明的一種方法也可以在計算機程序中實施，所述計算機程序具有代碼構(gòu)件，這種代碼構(gòu)件在計算機中運行時，致使計算機執(zhí)行所述方法的步驟。計算機程序包含于計算機程序產(chǎn)品的計算機可讀介質(zhì)中。計算機可讀介質(zhì)本質(zhì)上可由任何存儲器組成，例如ROM(只讀存儲器)、PROM(可編程只讀存儲器)、EPROM(可擦除PROM)、閃存存儲器、EEPROM(電可擦PROM)或硬盤驅(qū)動器。

此外，上述方法可在合適的設(shè)備中實施。

因此，根據(jù)本發(fā)明的信號處理設(shè)備包括：

用于定義長度L的數(shù)序d_u[n],n＝0,1,…,L-1的構(gòu)件，所述數(shù)序圍繞所述數(shù)序的該元素n＝(L-1)/2中心對稱，L是奇正整數(shù)并且n表示元素索引；

用于映射離散傅里葉頻率系數(shù)的第一集合上的所述數(shù)序的構(gòu)件；

用于通過將離散傅里葉頻率系數(shù)的所述第一集合頻移m個移位生成離散傅里葉頻率系數(shù)H_u的第二集合的構(gòu)件，其中m是除零以外的整數(shù)；以及

用于將離散傅里葉頻率系數(shù)H_u的所述第二集合轉(zhuǎn)變成時域信號的構(gòu)件。

然而根據(jù)本發(fā)明的無線通信系統(tǒng)中的用于接收同步信號的接收器設(shè)備包括：

根據(jù)本發(fā)明的用于接收一個或者多個同步信號的構(gòu)件；

用于解調(diào)所述一個或者多個同步信號的構(gòu)件；以及

用于使用所述解調(diào)的一個或者多個同步信號進行同步的構(gòu)件。

上述定義的設(shè)備優(yōu)選地分別包括在基站設(shè)備中、移動臺設(shè)備或者中繼設(shè)備中。也要注意可根據(jù)本發(fā)明的方法的不同實施例修改定義的設(shè)備。

最后，應(yīng)了解，本發(fā)明并不局限于上述實施例，而是同時涉及且并入所附獨立權(quán)利要求書的范圍內(nèi)的所有實施例。