本發(fā)明屬于無線通信技術(shù)領(lǐng)域，尤其涉及一種無線多徑信道的功率補(bǔ)償MMSE(Minimum Mean Squared Error，最小均方誤差)均衡方法。

背景技術(shù)：

傳統(tǒng)作戰(zhàn)方式由于受到通信能力的限制，只能依靠各作戰(zhàn)單元自身的態(tài)勢感知能力、指揮控制能力、機(jī)動(dòng)能力、殺傷能力、生存能力以及數(shù)量來形成其戰(zhàn)斗力，而網(wǎng)絡(luò)中心戰(zhàn)則利用了先進(jìn)的通信和網(wǎng)絡(luò)技術(shù)，主要依靠作戰(zhàn)單元間的合作和協(xié)同來產(chǎn)生戰(zhàn)斗力。戰(zhàn)場態(tài)勢瞬息萬變，通信數(shù)據(jù)量巨大，故作戰(zhàn)部隊(duì)對傳統(tǒng)軍用通信電臺(tái)在傳輸速率、信道帶寬、通信距離、移動(dòng)接收、通信組網(wǎng)及抗干擾能力等方面均提出更高要求。

但是無線信道中由多徑引起的頻率選擇性衰落所帶來的符號(hào)串?dāng)_嚴(yán)重影響了寬帶無線通信的可靠性。寬帶高速數(shù)據(jù)傳輸對信道的時(shí)變非常敏感，而帶寬的增加會(huì)使采樣間隔小于信道的時(shí)延擴(kuò)展，這樣就產(chǎn)生了多徑環(huán)境下的頻率選擇性衰落。同時(shí)，無線通信設(shè)備之間的高速相對移動(dòng)會(huì)引起多普勒頻移效應(yīng)，多普勒效應(yīng)使得傳輸信道隨時(shí)間而快速變化，從而引起信道的時(shí)間選擇性衰落。因此，無線寬帶移動(dòng)通信系統(tǒng)將會(huì)因遭受信道時(shí)頻雙選擇性衰落的影響而造成碼間干擾，碼間干擾會(huì)使接收信號(hào)惡化，誤碼率增加，系統(tǒng)性能降低，嚴(yán)重情況下會(huì)使系統(tǒng)無法繼續(xù)正常工作。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供一種無線多徑信道的功率補(bǔ)償MMSE均衡方法，具有更好的性能、更低的復(fù)雜度、且易于工程實(shí)現(xiàn)。

為達(dá)到上述目的，本發(fā)明采用如下技術(shù)方案予以實(shí)現(xiàn)。

一種無線多徑信道的功率補(bǔ)償MMSE均衡方法，所述方法包括如下步驟：

步驟1，獲取需要發(fā)送的中頻數(shù)據(jù)，所述中頻數(shù)據(jù)經(jīng)過無線多徑信道傳輸，對經(jīng)過無線多徑信道傳輸后的數(shù)據(jù)進(jìn)行A/D采樣，得到接收到的采樣數(shù)據(jù)；

步驟2，采用訓(xùn)練序列對所述無線多徑信道進(jìn)行MMSE估計(jì)，得到所述無線多徑信道的頻域?yàn)V波器系數(shù)，根據(jù)所述無線多徑信道的頻域?yàn)V波器系數(shù)，確定MMSE估計(jì)的濾波器誤差功率譜和補(bǔ)償方向；

步驟3，根據(jù)所述濾波器誤差功率譜和補(bǔ)償方向，對所述無線多徑信道的頻域?yàn)V波器系數(shù)進(jìn)行修正，得到誤差補(bǔ)償后的頻域?yàn)V波器系數(shù)；

步驟4，對所述接收到的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換，得到頻域采樣數(shù)據(jù)，并根據(jù)所述誤差補(bǔ)償后的頻域?yàn)V波器系數(shù)，對所述頻域采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，得到頻域均衡后的數(shù)據(jù)；

步驟5，對所述頻域均衡后的數(shù)據(jù)進(jìn)行逆傅里葉變換，得到時(shí)域采樣數(shù)據(jù)，從而得到實(shí)際的接收數(shù)據(jù)。

本發(fā)明技術(shù)方案的特點(diǎn)和進(jìn)一步的改進(jìn)為：

(1)步驟1中，

獲取需要發(fā)送的中頻數(shù)據(jù){a_k}，所述中頻數(shù)據(jù)經(jīng)過無線多徑信道傳輸，對經(jīng)過無線多徑信道傳輸后的數(shù)據(jù)進(jìn)行A/D采樣，得到接收到的采樣數(shù)據(jù){r_m}；且：

其中，k＝0,1,...,(M₁-1)，M₁為中頻采樣后的點(diǎn)數(shù)；m＝0,1,...,(M-1)，M為A/D采樣的點(diǎn)數(shù)，且M＝M₁；h(i)為無線多徑信道的沖擊響應(yīng)，n(i)為加性噪聲，T為中頻采樣周期。

(2)步驟3中誤差補(bǔ)償后的頻域?yàn)V波器系數(shù)W_l為：

其中，l＝0，1，2，...，(M₂-1)，M₂為頻域?yàn)V波器系數(shù)的個(gè)數(shù)，且M₂＝M，為濾波器誤差功率譜，為H_l的共軛，SNR為信噪比，σ²為加性噪聲的方差，h表示無線多徑信道的沖擊響應(yīng)，表示無線多徑信道的沖擊響應(yīng)的弧度值的均值，表示求的符號(hào)值，的值為-1或者1，表示補(bǔ)償方向。

(3)步驟5中，得到實(shí)際的接收數(shù)據(jù){z_m}為：

其中，R_l為頻域采樣數(shù)據(jù)，W_l為誤差補(bǔ)償后的頻域?yàn)V波器系數(shù)。

本發(fā)明提出了一種無線多徑信道的功率補(bǔ)償MMSE均衡方法，利用訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)，計(jì)算出MMSE的功率誤差值和補(bǔ)償方向，對均衡系數(shù)進(jìn)行更新。本發(fā)明提出的均衡方法與現(xiàn)有的均衡方法相比性能更好、復(fù)雜度低、且易于工程實(shí)現(xiàn)。

附圖說明

為了更清楚地說明本發(fā)明實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)中的技術(shù)方案，下面將對實(shí)施例或現(xiàn)有技術(shù)描述中所需要使用的附圖作簡單地介紹，顯而易見地，下面描述中的附圖僅僅是本發(fā)明的一些實(shí)施例，對于本領(lǐng)域普通技術(shù)人員來講，在不付出創(chuàng)造性勞動(dòng)的前提下，還可以根據(jù)這些附圖獲得其他的附圖。

圖1為本發(fā)明實(shí)施例提供的一種無線多徑信道的功率補(bǔ)償MMSE均衡方法的流程示意圖；

圖2為本發(fā)明實(shí)施例提供的基于CPM調(diào)制信號(hào)的均衡方法的原理示意框圖；

圖3為本發(fā)明實(shí)施例提供的Chu同步序列的設(shè)置方法；

圖4為本發(fā)明實(shí)施例提供的Chu同步序列和CPM調(diào)制信號(hào)進(jìn)行數(shù)據(jù)重組后的數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)示意圖；

圖5為本發(fā)明實(shí)施例提供的SUI6信道下的仿真結(jié)果示意圖一；

圖6為本發(fā)明實(shí)施例提供的SUI6信道下的仿真結(jié)果示意圖二；

圖7為本發(fā)明實(shí)施例提供的SUI6信道下的仿真結(jié)果示意圖三；

圖8為本發(fā)明實(shí)施例提供的功率補(bǔ)償MMSE均衡方法在不同多普勒頻移下的誤碼性能示意圖。

具體實(shí)施方式

下面將結(jié)合本發(fā)明實(shí)施例中的附圖，對本發(fā)明實(shí)施例中的技術(shù)方案進(jìn)行清楚、完整地描述，顯然，所描述的實(shí)施例僅僅是本發(fā)明一部分實(shí)施例，而不是全部的實(shí)施例?；诒景l(fā)明中的實(shí)施例，本領(lǐng)域普通技術(shù)人員在沒有做出創(chuàng)造性勞動(dòng)前提下所獲得的所有其他實(shí)施例，都屬于本發(fā)明保護(hù)的范圍。

基于導(dǎo)頻訓(xùn)練序列的自適應(yīng)均衡器一般包含兩種工作模式，即訓(xùn)練模式和跟蹤模式。在訓(xùn)練模式中，傳統(tǒng)方法是發(fā)射端發(fā)射一個(gè)已知、定長的導(dǎo)頻訓(xùn)練序列，以便接收端的均衡器通過已畸變的接收信號(hào)和已知的發(fā)射信號(hào)計(jì)算出信道估計(jì)值，根據(jù)信道估計(jì)值調(diào)整均衡濾波器的系數(shù)到最佳值附近實(shí)現(xiàn)對信道畸變的補(bǔ)償。典型的導(dǎo)頻訓(xùn)練序列是一個(gè)二進(jìn)制偽隨機(jī)序列或是一串預(yù)先指定的數(shù)據(jù)位，緊跟在導(dǎo)頻訓(xùn)練序列之后被傳送的是用戶數(shù)據(jù)。在設(shè)計(jì)導(dǎo)頻訓(xùn)練序列時(shí)，要求做到即使在最差的信道條件下，均衡器也能通過這個(gè)序列獲得正確的濾波器系數(shù)。這樣就可以保證在接收導(dǎo)頻訓(xùn)練序列后，均衡器的濾波器系數(shù)接近最佳值。均衡器從調(diào)整參數(shù)到形成收斂，整個(gè)過程的時(shí)間跨度是均衡器算法、結(jié)構(gòu)和信道變化率的函數(shù)。為了保證能有效的消除碼間干擾，均衡器需要周期性地做訓(xùn)練。跟蹤模式即接收真正的用戶數(shù)據(jù)，開始通信雙方的有用信息的傳輸，這種方法稱之為有訓(xùn)練的自適應(yīng)均衡。然而，在實(shí)際應(yīng)用中特別是在無線移動(dòng)通信中，信道特性的改變往往非常劇烈，為了使均衡器能夠一直跟蹤信道特性的改變從而有效的消除碼間干擾，在發(fā)射端不得不每隔一段時(shí)間就周期性的發(fā)送訓(xùn)練序列。

基于通信系統(tǒng)的性能要求、信道特性、實(shí)現(xiàn)復(fù)雜度等各方面因素綜合考慮，在實(shí)際應(yīng)用中自適應(yīng)均衡器一般選用迫零(Zero-Forcing，ZF)均衡算法和簡化的MMSE均衡算法。

在現(xiàn)有的技術(shù)方案中，當(dāng)信道的頻率衰落比較平坦時(shí)間，ZF均衡與MMSE均衡效果相差不大。但是，當(dāng)信道具有頻域上的深衰落極點(diǎn)時(shí)，ZF均衡會(huì)使噪聲放大，MMSE均衡不會(huì)使信道噪聲被過度放大，性能優(yōu)于迫零均衡。然而，MMSE均衡后會(huì)存在部分殘留碼間干擾，如果將殘留的碼間干擾消去，則會(huì)進(jìn)一步降低誤碼率，提高性能。MMSE-RISIC(Residual ISI Cancellation)算法利用反饋運(yùn)算，可以有效去除殘留的碼間干擾，不足之處在于增加了運(yùn)算復(fù)雜度。

本發(fā)明實(shí)施例提供了一種無線多徑信道的功率補(bǔ)償MMSE均衡方法，如圖1所示，所述方法包括如下步驟：

步驟1，獲取需要發(fā)送的中頻數(shù)據(jù)，所述中頻數(shù)據(jù)經(jīng)過無線多徑信道傳輸，對經(jīng)過無線多徑信道傳輸后的數(shù)據(jù)進(jìn)行A/D采樣，得到接收到的采樣數(shù)據(jù)。

步驟1中，獲取需要發(fā)送的中頻數(shù)據(jù){a_k}，所述中頻數(shù)據(jù)經(jīng)過無線多徑信道傳輸，對經(jīng)過無線多徑信道傳輸后的數(shù)據(jù)進(jìn)行A/D采樣，得到接收到的采樣數(shù)據(jù){r_m}；且：

其中，k＝0，1，...，(M₁-1)，M₁為中頻采樣后的點(diǎn)數(shù)；m＝0，1，...，(M-1)，M為A/D采樣的點(diǎn)數(shù)，且M＝M₁；h(·)為無線多徑信道的沖擊響應(yīng)，n(·)為加性噪聲，T為中頻采樣周期。

步驟2，采用訓(xùn)練序列對所述無線多徑信道進(jìn)行MMSE估計(jì)，得到所述無線多徑信道的頻域?yàn)V波器系數(shù)，根據(jù)所述無線多徑信道的頻域?yàn)V波器系數(shù)，確定MMSE估計(jì)的濾波器誤差功率譜和補(bǔ)償方向。

步驟3，根據(jù)所述濾波器誤差功率譜和補(bǔ)償方向，對所述無線多徑信道的頻域?yàn)V波器系數(shù)進(jìn)行修正，得到誤差補(bǔ)償后的頻域?yàn)V波器系數(shù)。

步驟3中誤差補(bǔ)償后的頻域?yàn)V波器系數(shù)W_l為：

其中，l＝0，1，2，...，(M₂-1)，M₂為頻域?yàn)V波器系數(shù)的個(gè)數(shù)，且M₂＝M，為濾波器誤差功率譜，為H_l的共軛，SNR為信噪比，σ²為加性噪聲的方差，h表示無線多徑信道的沖擊響應(yīng)，表示無線多徑信道的沖擊響應(yīng)的弧度值的均值，表示求的符號(hào)值，的值為-1或者1，表示補(bǔ)償方向。

步驟4，對所述接收到的采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行快速傅里葉變換，得到頻域采樣數(shù)據(jù)，并根據(jù)所述誤差補(bǔ)償后的頻域?yàn)V波器系數(shù)，對所述頻域采樣數(shù)據(jù)進(jìn)行頻域均衡，得到頻域均衡后的數(shù)據(jù)。

步驟5，對所述頻域均衡后的數(shù)據(jù)進(jìn)行逆傅里葉變換，得到時(shí)域采樣數(shù)據(jù)，從而得到實(shí)際的接收數(shù)據(jù)。

步驟5中，得到實(shí)際的接收數(shù)據(jù){z_m}為：

其中，R_l為頻域采樣數(shù)據(jù)，W_l為誤差補(bǔ)償后的頻域?yàn)V波器系數(shù)。

示例性的，以下通過具體實(shí)例仿真對本發(fā)明技術(shù)方案進(jìn)行說明。

基于連續(xù)相位調(diào)制CPM(Continue Phase Modulation)信號(hào)調(diào)制的均衡方法的原理框圖如圖2所示，Chu序列主要用于無線多徑信道的估計(jì)、均衡、頻偏和相偏的估計(jì)。

首先，對本實(shí)施例中的Chu序列進(jìn)行說明：

Chu序列屬于CAZAC(Constant Amplitude Zero Auto-Correlation)序列，即具備了恒幅、零自相關(guān)性的優(yōu)良特性的非二進(jìn)制復(fù)數(shù)序列。CAZAC序列具有相關(guān)峰尖銳，旁瓣為零的特點(diǎn)。CAZAC序列常用于通信系統(tǒng)中的同步算法中。CAZAC序列具有如下特性：

恒包絡(luò)特性：任意長度的CAZAC序列幅值恒定。

理想的周期自相關(guān)特性：任意CAZAC序列移位n位后，n不是CAZAC序列的周期的整數(shù)倍時(shí)，移位后的序列與原序列不相關(guān)。

良好的互相關(guān)性：互相關(guān)和部分相關(guān)值接近于0。

低峰均比特性：任意CAZAC序列組成的信號(hào)，其峰值與其均值的比值很低。

傅里葉變換后仍然是CAZAC序列：任意CAZAC序列經(jīng)過傅里葉正反變化后仍然是CAZAC序列。本發(fā)明實(shí)施例所采用的Chu同步序列為：

Chu同步序列的設(shè)置方式如圖3所示，此處Chu同步序列的設(shè)置方式是為了利用這兩個(gè)訓(xùn)練序列進(jìn)行信道估計(jì)，可以保證接收信號(hào)中的這兩個(gè)序列前后都不受其它信息信號(hào)多徑擴(kuò)展的影響。發(fā)射端和接收端是獨(dú)立工作的，所以發(fā)射數(shù)據(jù)到達(dá)接收端的時(shí)刻接收端并不知道，接收端要通過處理得到發(fā)射數(shù)據(jù)到達(dá)接收端的時(shí)刻。

從而可以利用每幀之前的兩個(gè)訓(xùn)練符號(hào)得到時(shí)間同步信息。在進(jìn)行時(shí)間同步估計(jì)的時(shí)候就可以得到信道的時(shí)域估計(jì)值，進(jìn)行FFT變換后就得到信道估計(jì)的頻域值。利用信道估計(jì)的頻域值，在頻域?qū)?jīng)過時(shí)間和載波頻偏校正后的數(shù)據(jù)進(jìn)行信道均衡以抵消信道對信號(hào)的影響。

進(jìn)一步的，如圖4所示，為Chu序列和CPM調(diào)制信號(hào)進(jìn)行數(shù)據(jù)重組后的數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)以及本實(shí)施例的仿真參數(shù)，每個(gè)數(shù)據(jù)幀都是由兩個(gè)Chu同步符號(hào)、兩個(gè)數(shù)據(jù)符號(hào)和200us的換頻保護(hù)組成，且Chu同步符號(hào)和數(shù)據(jù)符號(hào)都有22.22us的循環(huán)前綴，用于抗多徑時(shí)延。

獲取需要發(fā)送的中頻數(shù)據(jù){a_k}，所述中頻數(shù)據(jù)經(jīng)過無線多徑信道傳輸，對經(jīng)過無線多徑信道傳輸后的數(shù)據(jù)進(jìn)行A/D采樣，得到接收到的采樣數(shù)據(jù){r_m}；且：

其中，k＝0，1，...，(M₁-1)，M₁為中頻采樣后的點(diǎn)數(shù)；m＝0，1，...，(M-1)，M為A/D采樣的點(diǎn)數(shù)，且M＝M₁；h(·)為無線多徑信道的沖擊響應(yīng)，n(·)為加性噪聲，T為中頻采樣周期。

由于存在循環(huán)前綴，可以假設(shè){a_k}具有周期性，對于任何整數(shù)L，有a_k＝a_k±LM，同時(shí)對于沖擊響應(yīng)也有h(mT)＝h((m±LM)T)。在離散域，式(2)可表示為：

R_l＝H_l4_l+V_l，l＝0，1，2，...，(M-1) (3)

式(3)中：

經(jīng)過頻域均衡后，時(shí)間域的輸出信號(hào)為：

其中即R_l是接收信號(hào){r_m}的FFT變換。

若采用迫零均衡算法，則濾波器的系數(shù)可以由下式得到：

若采用最小均方誤差(MMSE)準(zhǔn)則，則濾波器的系數(shù)可以由下式得到

若采用傳統(tǒng)的MMSE算法，則存在均誤差功率譜，因此可以對MMSE算法做一個(gè)改進(jìn)，改進(jìn)后的濾波器系數(shù)為：

表示求的符號(hào)值，的值為-1或者1，用它來決定MMSE算法誤差功率譜補(bǔ)償?shù)姆较颉?/p>

本發(fā)明實(shí)施例的所有仿真都是基于圖4所示的數(shù)據(jù)幀結(jié)構(gòu)，仿真所用的信道模型主要基于多徑瑞利衰落信道+高斯噪聲。多徑瑞利衰落信道模型為SUI 6(Strong hilly)：tau＝[0 14000 20000]*1e-9，pdb＝[0 -10 -14]。其中tao為路徑延時(shí)向量，pdb為幅度衰減向量，以下的仿真結(jié)果都是基于sui6信道的各種均衡算法仿真。

圖5為SUI6信道下的仿真結(jié)果(頻偏150Hz)，圖6為SUI6信道下的仿真結(jié)果(頻偏100Hz)，圖7為SUI6信道下的仿真結(jié)果(頻偏50Hz)；從圖5、圖6和圖7可以看出在誤碼率為10^-2級(jí)別時(shí)，迫零均衡、MMSE均衡算法和本發(fā)明的基于功率補(bǔ)償?shù)腗MSE均衡算法都具有一定的抗多徑和多普勒頻移的功能，MMSE算法較迫零均衡算法性能大概有3dB的誤碼增益，本發(fā)明改進(jìn)的功率誤差補(bǔ)償MMSE均衡算法比迫零均衡算法大概有8dB的誤碼增益，由此可見對MMSE均衡算法進(jìn)行有效的功率誤差補(bǔ)償，能夠很好的對抗信道的多徑衰落和多普勒頻移。

圖8為本發(fā)明提供的功率誤差補(bǔ)償MMSE均衡算法在不同多普勒頻移下的誤碼性能，從圖8的仿真結(jié)果上可以看到對于CPM信號(hào)改進(jìn)的MMSE均衡算法最大可以抗100Hz的多普勒頻移。

上述實(shí)施例在現(xiàn)有的最小均方誤差(Minimum Mean Squared Error，MMSE)均衡技術(shù)基礎(chǔ)上提出了一種基于連續(xù)相位調(diào)制(Continue Phase Modulation，CMP)信號(hào)的功率譜補(bǔ)償?shù)男滦蛦屋d波頻域均衡算法，在MMSE均衡算法基礎(chǔ)上，利用已知訓(xùn)練序列估計(jì)信道，根據(jù)信道估計(jì)值確定MMSE功率誤差值，和誤差值的方向，更新均衡濾波器系數(shù)，消除殘留碼間干擾；能夠有效去除殘余碼間干擾，提高解調(diào)性能，且具有簡單、計(jì)算復(fù)雜度低、易于工程實(shí)現(xiàn)等優(yōu)點(diǎn)。

以上所述，僅為本發(fā)明的具體實(shí)施方式，但本發(fā)明的保護(hù)范圍并不局限于此，任何熟悉本技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員在本發(fā)明揭露的技術(shù)范圍內(nèi)，可輕易想到變化或替換，都應(yīng)涵蓋在本發(fā)明的保護(hù)范圍之內(nèi)。因此，本發(fā)明的保護(hù)范圍應(yīng)以所述權(quán)利要求的保護(hù)范圍為準(zhǔn)。