本發(fā)明涉及一種射頻收發(fā)器。特別是涉及一種采用陷波濾波器實現(xiàn)的用于無線人體局域網(wǎng)的射頻收發(fā)器。

背景技術(shù)：

無線人體局域網(wǎng)(WBAN)起初被認為是應(yīng)對醫(yī)療保健費用劇增以及醫(yī)療服務(wù)提供商匱乏的一種解決方案，近些年，WBAN技術(shù)的出現(xiàn)解決了偏遠地區(qū)患者的監(jiān)護問題。降低醫(yī)療成本的需求以及人們對疾病預(yù)防和早期疾病檢測關(guān)注度的提高，都可以借助WBAN來實現(xiàn)。此外，無線人體局域網(wǎng)還可以應(yīng)用于消費電子、娛樂、運動、環(huán)境智能、畜牧、軍事以及安全領(lǐng)域當中，利用與可穿戴、可植入、可侵入設(shè)備相關(guān)聯(lián)，能夠使消費者的生活更加智能方便。

近年來，應(yīng)用于WBAN通信系統(tǒng)的IEEE802.15.6標準已經(jīng)被定義了，并且出現(xiàn)了一些關(guān)于多樣傳感應(yīng)用的WBAN射頻收發(fā)芯片的報道。這些WBAN射頻收發(fā)器的重要特征包括與其他模塊集成、低功耗、低成本。

就射頻工藝而言，隨著特征尺寸的不斷減小，深亞微米CMOS工藝及其MOSFET的特征頻率已經(jīng)達到200GHz以上，使得利用CMOS工藝實現(xiàn)GHz頻段的高頻模擬電路成為可能。在硅CMOS、Bi-CMOS、雙極工藝、Ga-As MESFET、異質(zhì)結(jié)雙極晶體管(HBT)、Ge-Si器件等眾多工藝中，雖然硅CMOS的高頻性能和噪聲性能不是最好，但由于它的工藝最為成熟、成本最低、功耗最小、應(yīng)用也最為廣泛，因此CMOS射頻集成電路是近年來發(fā)展的趨勢。隨著射頻識別技術(shù)的發(fā)展，世界各國的研究人員在CMOS射頻集成電路的設(shè)計和制作方面進行了大量研究，使CMOS射頻集成電路的性能不斷提高。

盡管針對WBAN射頻收發(fā)器領(lǐng)域已經(jīng)有相關(guān)報道，但是，由于在射頻收發(fā)器工作頻率附近的復(fù)雜干擾被無差別的接收并且很難過濾掉，這在很大程度上降低了收發(fā)器的敏感度，甚至能使收發(fā)器飽和。眾所周知，在我們周圍的環(huán)境當中，WCDMA以及2.4GHz ISM信號對3～5GHz收發(fā)器的干擾是非常顯著的。到目前為止，在已知的文獻當中，針對在給定誤碼率且在干擾情況下的敏感度等系統(tǒng)性能方面的改善并沒有進行詳細深入的闡述。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明所要解決的技術(shù)問題是，提供一種采用標準CMOS工藝，具有無源、低成本、低功耗、全集成的采用陷波濾波器實現(xiàn)的用于無線人體局域網(wǎng)的射頻收發(fā)器。

本發(fā)明所采用的技術(shù)方案是：一種采用陷波濾波器實現(xiàn)的用于無線人體局域網(wǎng)的射頻收發(fā)器，有用于與外部設(shè)備進行通信的天線和匹配網(wǎng)絡(luò)，以及用于對接收的信號進行編碼和解碼處理的數(shù)字處理單元，所述的天線通過匹配網(wǎng)絡(luò)連接射頻收發(fā)單元，所述射頻收發(fā)單元的輸出和反饋接收端連接數(shù)字處理單元，所述的射頻收發(fā)單元具體包括有：通過匹配網(wǎng)絡(luò)接收天線傳輸?shù)男盘柕恼麟娐泛蛶в邢莶V波器的低噪聲放大器，以及通過匹配網(wǎng)絡(luò)發(fā)送給天線信號的反向散射調(diào)制模塊，其中，所述的整流電路的輸出通過穩(wěn)壓模塊連接數(shù)字處理單元中的數(shù)字基帶用于供電，所述帶有陷波濾波器的低噪聲放大器的輸出依次通過能量檢測模塊、可變增益放大器、積分器和比較器連接數(shù)字處理單元中的用于進行編碼和解碼處理的接收模塊，所述反向散射調(diào)制模塊的輸入端通過數(shù)字脈沖產(chǎn)生器連接數(shù)字處理單元的發(fā)射端。

所述的帶有陷波濾波器的低噪聲放大器包括有：第一MOS管、第二MOS管、第三MOS管和第四MOS管，所述第一MOS管的源極接地，漏極和第三MOS管的源極共同連接陷波濾波器的一端，所述第一MOS管的柵極分別通過第五電阻連接低噪放偏置電壓、通過第一電容連接射頻收發(fā)單元輸出端以及依次通過第二電容和第三電阻連接第三MOS管的漏極，所述第二MOS管的源極接地，漏極和第四MOS管的源極共同連接陷波濾波器的另一端，所述第二MOS管的柵極分別通過第六電阻連接低噪放偏置電壓、通過第四電容連接射頻收發(fā)單元輸出端以及依次通過第三電容和第四電阻連接第四MOS管的漏極，所述第三MOS管和第四MOS管的柵極共同連接直流柵偏置電壓，所述第三MOS管的漏極分別連接能量檢測模塊的輸入端以及通過第一電阻連接電源，所述第四MOS管的漏極分別連接能量檢測模塊的輸入端以及通過第二電阻連接電源。

所述的陷波濾波器包括有第五MOS管、第六MOS管和第七MOS管，其中，所述第五MOS管的源極接地，柵極接濾波器偏置電壓輸入，漏極分別連接第六MOS管的源極和第七MOS管的源極，所述第六MOS管的柵極連接第七MOS管的漏極，所述第七MOS管的柵極連接第六MOS管的漏極，第六MOS管的漏極分別通過一個電容連接低噪聲放大器中的第一MOS管的漏極、連接電源以及通過第五電容連接第七MOS管的漏極，所述第七MOS管的漏極還分別通過一個電容連接低噪聲放大器中的第二MOS管的漏極以及連接電源。

所述的天線為片上天線。

本發(fā)明的采用陷波濾波器實現(xiàn)的用于無線人體局域網(wǎng)的射頻收發(fā)器，采用標準CMOS工藝，具有無源、低成本、低功耗、全集成，并且有效克服了環(huán)境干擾，具有良好的應(yīng)用前景。本發(fā)明具有以下優(yōu)點：

1、采用有源陷波濾波器的LNA，能夠消除指定頻率附近的干擾，例如生活中2.4GHz信號的干擾；

2、有效的減小了功耗和復(fù)雜度，采用非相干能量檢測接收法，能夠避免添加本地振蕩器和載波同步模塊造成的大功耗問題；

3、采用片上天線，真正的實現(xiàn)了全集成收發(fā)器，在極大的降低成本的基礎(chǔ)上，使該射頻收發(fā)器的應(yīng)用更加靈活；

4、該射頻收發(fā)器為無源的，利用天線接收能量，為整個系統(tǒng)供電。

附圖說明

圖1是本發(fā)明采用陷波濾波器實現(xiàn)的用于無線人體局域網(wǎng)的射頻收發(fā)器的構(gòu)成框圖；

圖2是本發(fā)明中帶有陷波濾波器的低噪聲放大器電路原理圖；

圖3是本發(fā)明中陷波濾波器的電路原理圖；

圖4是本發(fā)明中天線的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖5是天線的等效電路圖。

圖中

1：天線 2：匹配網(wǎng)絡(luò)

3：射頻收發(fā)單元 4：數(shù)字處理單元

31：整流電路 32：穩(wěn)壓模塊

33：低噪聲放大器 34：能量檢測模塊

35：可變增益放大器 36：積分器

37：比較器 38：陷波濾波器

39：反向散射調(diào)制模塊 310：數(shù)字脈沖產(chǎn)生器

41：發(fā)射端 42：數(shù)字基帶

43：接收模塊

具體實施方式

下面結(jié)合實施例和附圖對本發(fā)明的采用陷波濾波器實現(xiàn)的用于無線人體局域網(wǎng)的射頻收發(fā)器做出詳細說明。

如圖1所示，本發(fā)明的采用陷波濾波器實現(xiàn)的用于無線人體局域網(wǎng)的射頻收發(fā)器，有用于與外部設(shè)備進行通信的天線1和匹配網(wǎng)絡(luò)2，以及用于對接收的信號進行編碼和解碼處理的數(shù)字處理單元4，所述的天線1為片上天線。所述的天線1通過匹配網(wǎng)絡(luò)2連接射頻收發(fā)單元3，所述射頻收發(fā)單元3的輸出和反饋接收端連接數(shù)字處理單元4，所述的射頻收發(fā)單元3具體包括有：通過匹配網(wǎng)絡(luò)2接收天線1傳輸?shù)男盘柕恼麟娐?1和帶有陷波濾波器38的低噪聲放大器33，以及通過匹配網(wǎng)絡(luò)2發(fā)送給天線1信號的反向散射調(diào)制模塊39，其中，所述的整流電路31的輸出通過穩(wěn)壓模塊32連接數(shù)字處理單元4中的數(shù)字基帶42用于供電，所述帶有陷波濾波器38的低噪聲放大器33的輸出依次通過能量檢測模塊34、可變增益放大器35、積分器36和比較器37連接數(shù)字處理單元4中的用于進行編碼和解碼處理的接收模塊43，所述反向散射調(diào)制模塊39的輸入端通過數(shù)字脈沖產(chǎn)生器310連接數(shù)字處理單元4的發(fā)射端41。

天線1利用匹配網(wǎng)絡(luò)2對信號良好的接收之后，經(jīng)過一個帶有陷波濾波器38的低噪聲放大器33進行去干擾以及初步的放大，對于能量檢測模塊34而言，包絡(luò)檢波器(ENV Detector)相當于一個自混合吉爾伯特混頻器，其輸出負載是一個并聯(lián)的RC低通濾波器。接收到的包絡(luò)信號提取之后經(jīng)過可變增益放大器(VGA)35放大。能量檢測模塊34決定了最小的可檢測脈沖幅度，接收機的敏感度也強烈的依靠能量檢測模塊34的性能。

可變增益放大器(VGA)35是為了得到更大的增益以及良好的接收動態(tài)范圍。積分器(Int.)36里包含了一階運算跨導(dǎo)放大器，經(jīng)過積分器36，可以使粗糙混亂的噪聲變平滑，這些噪聲最終將通過比較器(Comp.)37來消除。比較器37作為最后一階是一個差分的限幅放大器，包絡(luò)信號接到比較器的正輸入端，修整過的閾值電壓信號偏置在負輸入端。因為比較器37的增益是很高的，它的輸出信號類似于一個連續(xù)的數(shù)字脈沖信號。

經(jīng)過數(shù)字處理單元4的數(shù)字處理之后，產(chǎn)生控制信號控制反向散射調(diào)制模塊39，借由天線實現(xiàn)信號的傳輸。

如圖2所示，所述的帶有陷波濾波器38的低噪聲放大器33包括有：第一MOS管M1、第二MOS管M2、第三MOS管M3和第四MOS管M4，所述第一MOS管M1的源極接地，漏極和第三MOS管M3的源極共同連接陷波濾波器38的一端，所述第一MOS管M1的柵極分別通過第五電阻R5連接低噪放偏置電壓、通過第一電容C1連接射頻收發(fā)單元3輸出端以及依次通過第二電容C2和第三電阻R3連接第三MOS管M3的漏極，所述第二MOS管M2的源極接地，漏極和第四MOS管M4的源極共同連接陷波濾波器38的另一端，所述第二MOS管M2的柵極分別通過第六電阻R6連接低噪放偏置電壓、通過第四電容C4連接射頻收發(fā)單元3輸出端以及依次通過第三電容C3和第四電阻R4連接第四MOS管M4的漏極，所述第三MOS管M3和第四MOS管M4的柵極共同連接直流柵偏置電壓，所述第三MOS管M3的漏極分別連接能量檢測模塊34的輸入端以及通過第一電阻R1連接電源VDD，所述第四MOS管M4的漏極分別連接能量檢測模塊34的輸入端以及通過第二電阻R2連接電源VDD。

所述的低噪聲放大器33第一階的低噪放電路采用了單端到雙端以及包含共源共柵結(jié)合的消噪電路，在此情況下，可以容易的在更加寬的頻帶范圍內(nèi)與射頻輸入相匹配。

如圖3所示，所述的陷波濾波器38包括有第五MOS管M5、第六MOS管M6和第七MOS管M7，其中，所述第五MOS管M5的源極接地，柵極接濾波器偏置電壓輸入，漏極分別連接第六MOS管M6的源極和第七MOS管M7的源極，所述第六MOS管M6的柵極連接第七MOS管M7的漏極，所述第七MOS管M7的柵極連接第六MOS管M6的漏極，第六MOS管M6的漏極分別通過一個電容連接低噪聲放大器33中的第一MOS管M1的漏極、連接電源VDD以及通過第五電容C5連接第七MOS管M7的漏極，所述第七MOS管M7的漏極還分別通過一個電容連接低噪聲放大器33中的第二MOS管M2的漏極以及連接電源VDD。

所述的陷波濾波器38，可以通過調(diào)整電容C的大小來調(diào)整陷波濾波器的諧振頻率。交叉耦合對提供了負阻，可以消除由LC諧振電路產(chǎn)生的等效阻抗。通過優(yōu)化交叉耦合對的偏置電流以及電容陣列，可以得到期望的陷波頻率和增強的Q值。

圖4給出了片上天線的示意圖，由于成本和尺寸是限制無線通信系統(tǒng)應(yīng)用的一個主要因素，采用片上天線的方式不僅節(jié)省了大部分的成本，并且在一定程度上加強了系統(tǒng)的可靠性，可以使無線通信系統(tǒng)應(yīng)用到單品級的設(shè)備當中。由于尺寸的限制，本發(fā)明采用螺旋天線，在節(jié)省面積的同時，最大化的增大天線的電尺寸。

圖5給出了片上天線的等效電路圖，R₁和C₁等效了芯片內(nèi)部電路在工作頻率下的輸入阻抗，其他原件等效了單端天線，L₁和R₃代表天線的串聯(lián)電感和電阻，C₃代表了天線兩端的即申購和電容。R₂和C₂代表了襯底損耗以及天線和襯底之間的耦合電容。通過楞次定律感生獲得的電壓為V₂，為了使天線在接收信號時能夠得到更大的能量，通過V₂到V₁之間的傳遞函數(shù)求一次導(dǎo)我們得知，當R₃盡可能的保持最小并且使L₁滿足公式(1)，片上天線可以傳遞一個最大的V₁給芯片內(nèi)部電路，V₁的值由公式(2)得出：

其中C_t＝C₃+C₂+C₁，R_t＝R₂||R₁，Q_t＝ωC_tR_t

整個系統(tǒng)的供電來源于天線獲取的外部能量，通過耦合獲得的電能經(jīng)過整流器、穩(wěn)壓器產(chǎn)生一個穩(wěn)定的工作電壓對包括數(shù)字模塊在內(nèi)的電路進行供電。