本發(fā)明屬于通信技術(shù)領(lǐng)域，特別涉及一種正交頻分復(fù)用OFDM指數(shù)調(diào)制方法，可改善無線通信系統(tǒng)的誤碼性能，實(shí)現(xiàn)可靠傳輸。

背景技術(shù)：

OFDM是無線通信中廣泛采用的一種多載波調(diào)制方式，它能夠有效地克服多徑衰落。在2013年，等人在文章“Orthogonal Frequency Division Multiplexing With Index Modulation”(IEEE Transaction on Signal Processing,Volume:61,No.22,November 15,2013)中提出了一種基于指數(shù)調(diào)制的OFDM結(jié)構(gòu)，稱為OFDM-IM。區(qū)別于傳統(tǒng)的OFDM結(jié)構(gòu)，OFDM-IM不僅通過信號星座點(diǎn)傳輸信息比特，還通過選取正交子載波的激活位置來傳輸信息比特。具體實(shí)施步驟如下：

首先，將N個子載波均分成g組，每組包含n個子載波n＝N/g，同樣將m個輸入信息比特均分成g組，每組包含p比特信息m＝pg；

然后，將每組p比特信息映射到一個OFDM-IM子塊上，這里的映射既包含傳統(tǒng)的信號星座點(diǎn)映射，也包含選取實(shí)際傳輸信息的激活子載波位置，即每個子塊的n個子載波中只有k個子載波被激活，其余n-k個子載波保持沉默，所以用每組的p比特信息的前p₁比特信息選取將要傳輸信息的激活子載波的位置，余下的p₂比特信息用來選取激活子載波上信號星座符號。

在上述步驟中，可以看到有n-k個子載波雖然攜帶了位置信息，但是卻沒有攜帶符號信息，所以O(shè)FDM-IM并沒有利用全部的自由度來獲得更好的誤比特性能和信息可靠傳輸。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的針對OFDM-IM沒有利用全部的自由度的問題，利用OFDM-IM中的空閑子載波，提出一種能夠獲得發(fā)送分集的OFDM-IM方法，改善系統(tǒng)誤比特性能，實(shí)現(xiàn)高可靠傳輸。

為實(shí)現(xiàn)上述目的，本發(fā)明的技術(shù)方案包括如下：

1.一種基于分集的OFDM-IM調(diào)制方法，其特征在于，包括：

(1)在一個OFDM符號周期內(nèi)進(jìn)行頻域信號設(shè)計(jì)：

(1a)將N個子載波均分成g個子塊，每個子塊包含n個子載波；

(1b)將一個OFDM符號周期內(nèi)所要傳輸?shù)膍比特均分成g組，每個子塊包含p比特信息，即m＝pg，再將p比特信息分成第一部分比特信息p₁和第二部分比特信息p₂，即p＝p₁₊p₂；

(1c)對上述兩部分比特信息p₁和p₂進(jìn)行映射：

(1c1)將第一部分比特信息p₁映射為激活子載波的位置，即根據(jù)第一部分比特信息p₁從n個子載波里選取k個活躍的子載波；

(1c2)將第二部分比特信息p₂先映射到傳統(tǒng)QAM/PAM信號星座圖上，得到傳統(tǒng)頻域信號，并將該傳統(tǒng)頻域信號對應(yīng)到激活的k個子載波上；

(1c3)設(shè)計(jì)輔助信號星座圖，使該輔助信號星座圖與傳統(tǒng)信號星座圖合并后，得到的聯(lián)合信號星座圖其最小歐氏距離能最大化，其中，輔助信號星座圖的大小要小于或等于傳統(tǒng)信號星座圖的大??；

(1c4)將第二部分比特信息p₂再映射到輔助信號星座圖上，得到輔助頻域信號，并將該輔助頻域信號對應(yīng)到n-k個空閑子載波上，至此，得到第一個子載波塊上所有n個子載波的頻域信號；

(1d)根據(jù)(1c)的方法，分別產(chǎn)生其余g-1個子載波塊上的頻域信號，將全部g個子子載波塊上的頻域信號按順序連接，得到一個OFDM符號周期內(nèi)的頻域信號序列A；

(2)將頻域信號序列A進(jìn)行深度為n的均勻塊交織，得到頻域發(fā)送信號序列B；

(3)將頻域發(fā)送信號序列B先經(jīng)傅里葉逆變換IFFT操作，再加循環(huán)前綴CP，得到時域發(fā)送信號序列C；

(4)將時域發(fā)送信號序列C在頻率選擇性衰落信道中進(jìn)行傳輸，得到時域接收信號序列E；

(5)對時域接收信號序列E，依次進(jìn)行去循環(huán)前綴CP操作、傅里葉變換FFT操作和塊解交織操作，得到頻域解調(diào)信號序列G；

(6)將頻域解調(diào)信號序列G均分成g個子塊，每個子塊大小為n，分別對每個子塊進(jìn)行最大似然檢測，得到頻域信號序列的估計(jì)信號序列I；

(7)將頻域信號序列的估計(jì)信號序列I反映射成比特信息，完成信息傳輸過程。

本發(fā)明與現(xiàn)有技術(shù)相比具有以下優(yōu)點(diǎn)：

1.降低了誤比特率

現(xiàn)有技術(shù)只通過激活子載波發(fā)送頻域符號，而本發(fā)明同時利用激活子載波與空閑子載波發(fā)送頻域符號，且激活子載波上的頻域符號與空閑子載波上的頻域符號攜帶相同比特信息，即第二部分比特信息p₂既通過激活子載波傳輸又通過空閑子載波傳輸，能夠獲得分集增益，具有比現(xiàn)有技術(shù)更低的誤比特率；

2.提高了抗衰落能力

本發(fā)明由于采用了塊交織頻域信號設(shè)計(jì)方案，降低了激活子載波與空閑子載波對應(yīng)的頻域信道之間的相關(guān)性，提高了本發(fā)明的抗衰落能力。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的實(shí)現(xiàn)原理圖；

圖2為本發(fā)明中設(shè)計(jì)的輔助信號星座示意圖；

圖3為本發(fā)明中比特序列到頻域符號映射關(guān)系示例圖；

圖4為用本發(fā)明在場景n＝2,k＝1,M＝2下的誤比特率性能仿真圖；

圖5為用本發(fā)明在場景n＝2,k＝1,M＝4下的誤比特率性能仿真圖；

圖6為用本發(fā)明在場景n＝2,k＝1,M＝16下的誤比特率性能仿真圖。

具體實(shí)施方式

下面結(jié)合附圖對本發(fā)明做進(jìn)一步描述。

本發(fā)明是在傳統(tǒng)OFDM-IM的基礎(chǔ)上，利用OFDM-IM中的空閑子載波，使得相同比特信息既在激活子載波信道傳輸又在空閑子載波信道傳輸，進(jìn)一步通過塊交織頻域信號設(shè)計(jì)方案降低激活子載波信道和空閑子載波信道的相關(guān)性，獲得發(fā)送分集增益。另外，空閑子載波上輔助信號星座圖的設(shè)計(jì)起到至關(guān)重要的作用，其設(shè)計(jì)原則是，使得該輔助信號星座圖和傳統(tǒng)信號星座圖合并后，得到聯(lián)合信號星座圖的最小歐氏距離最大化。圖2列舉了不同調(diào)制方式下輔助信號星座圖的設(shè)計(jì)方案。

參照圖1，對本發(fā)明的具體實(shí)現(xiàn)步驟闡述如下：

步驟1，在一個OFDM符號周期內(nèi)進(jìn)行頻域信號設(shè)計(jì)。

1.1)將OFDM的N個子載波均分成g個子塊，每個子塊包含n個子載波；

1.2)將一個OFDM符號周期內(nèi)所要傳輸?shù)膍比特均分成g組，每組包含p比特信息，即m＝pg，再將p比特信息分成第一部分比特信息p₁和第二部分比特信息p₂，即p＝p₁₊p₂；

1.3)將第一部分比特信息p₁映射為激活子載波的位置，即從n個子載波里選取k個活躍的子載波，其選取方法可以采用查找表法或者組合數(shù)法，且p₁取值為不大于log₂(C(n,k))的最大整數(shù)，其中C(n,k)表示從n個子載波里選取k個激活子載波位置的所有組合數(shù)。

1.4)將第二部分比特信息p₂映射到信號星座點(diǎn)：

1.41)將第二部分比特信息p₂先映射到傳統(tǒng)的QAM/PAM信號星座圖上，得到傳統(tǒng)頻域信號，并將該傳統(tǒng)頻域信號對應(yīng)到激活的k個子載波上；

1.42)設(shè)計(jì)輔助信號星座圖，使該輔助信號星座圖與傳統(tǒng)信號星座圖合并后，得到的聯(lián)合信號星座圖其最小歐氏距離能最大化，且輔助信號星座圖的大小要小于或等于傳統(tǒng)信號星座圖的大?。?/p>

當(dāng)激活子載波上采用傳統(tǒng)的2點(diǎn)信號星座BPSK＝{-1,+1}時，則設(shè)計(jì)2點(diǎn)輔助信號星座BPSK’＝{-j,+j}，其中，j為虛數(shù)單位；

當(dāng)激活子載波上采用傳統(tǒng)的4點(diǎn)信號星座時，則設(shè)計(jì)4點(diǎn)輔助信號星座QPSK’＝{-j,+j,-1,+1}；

當(dāng)激活子載波上采用傳統(tǒng)的16點(diǎn)信號星座16-QAM＝{a+bj,a,b＝-3,-1,+1,+3}時，則設(shè)計(jì)8點(diǎn)輔助信號星座16-QAM’＝{1,-1,+j,-j,2+2j,2-2j,-2+2j,-2-2j}；

上述設(shè)計(jì)好的輔助信號星座圖和相應(yīng)的傳統(tǒng)信號星座圖如圖2所示，其中圖2a是傳統(tǒng)的2點(diǎn)信號星座圖BPSK和2點(diǎn)輔助信號星座圖BPSK’，圖2b是傳統(tǒng)的4點(diǎn)信號星座圖QPSK和4點(diǎn)輔助信號星座圖QPSK’，圖2c是傳統(tǒng)的16點(diǎn)信號星座圖16-QAM和8點(diǎn)輔助信號星座圖16-QAM’；

1.43)將第二部分比特信息p₂映射到輔助信號星座圖上，是根據(jù)激活子載波k與空閑子載波n-k的大小關(guān)系進(jìn)行映射：

當(dāng)k＝n-k時，將第二部分比特信息p₂映射到設(shè)計(jì)好的輔助信號星座圖上，得到輔助頻域信號，并將該輔助頻域信號對應(yīng)到n-k個空閑子載波上；

當(dāng)k<n-k，采用如下兩種方法映射：

第一種方法，先從n-k個空閑子載波中隨機(jī)選擇k個空閑子載波，再將第二部分比特信息p₂映射到設(shè)計(jì)好的輔助信號星座圖上，得到輔助頻域信號，并將該輔助頻域信號對應(yīng)到該k個空閑子載波上，其余未被選擇的空閑子載波不發(fā)送頻域信號；

第二種方法，先給第l個激活子載波分配t_l個空閑子載波，其中，l＝1,…,k,并滿足t_l≥1，t₁+t₂+…+t_l+…+t_k＝n-k，再將第二部分比特信息p₂映射到設(shè)計(jì)好的輔助信號星座圖上，得到輔助頻域信號，并將該輔助頻域信號對應(yīng)到t_l個空閑子載波上；

至此，得到第一個子載波塊上所有n個子載波的頻域信號；

以n＝2，k＝1，BPSK調(diào)制為例，現(xiàn)結(jié)合圖2a和圖3對上述兩部分映射做舉例說明：

由可知，第一部分比特信息包含1個比特，由p₂＝klog₂M可知，第二部分比特信息包含1個比特，即共需2個比特完成比特序列到頻域符號的映射。

結(jié)合圖2a和圖3，當(dāng)輸入兩比特序列為0和1時，即p₁＝1，p₂＝0，第一部分比特信息p₁＝1選取第二個子載波為激活子載波；第二部分比特信息p₂＝0先根據(jù)圖2a中傳統(tǒng)2點(diǎn)信號星座BPSK選取-1符號放在激活的子載波上；再根據(jù)圖2a中2點(diǎn)輔助信號星座BPSK’選取-j符號放在空閑子載波上，得到頻域發(fā)送符號為-j,-1。

1.5)根據(jù)1.3和1.4的方法，分別產(chǎn)生其余g-1個子載波塊上的頻域信號，將全部g個子子載波塊上的頻域信號按順序連接，得到一個OFDM符號周期內(nèi)的頻域信號序列A。

步驟2，將頻域信號序列A進(jìn)行深度為n的均勻塊交織。

2.1)依次取出頻域信號序列A中每個子塊的第一個頻域符號，即B₁＝A_1,1,A_2,1,…,A_g,1；

2.2)依次取出頻域信號序列A中每個子塊的第二個頻域符號，即B₂＝A_1,2,A_2,2,…,A_g,2；

2.3)以此類推，取出頻域信號序列A中每個子塊的第n個頻域符號，即B_n＝A_1,n,A_2,n,…,A_g,n,其中，A_g,n代表頻域信號序列A中第g個子塊的第n個頻域符號；

2.4)按順序連接B₁，B₂…,B_n，得到頻域發(fā)送信號序列B。

步驟3，將頻域發(fā)送信號B進(jìn)行OFDM調(diào)制。

3.1)對長度為N的頻域發(fā)送信號序列B進(jìn)行快速傅里葉逆變換，得到時域發(fā)送信號序列B’；

3.2)對時域發(fā)送信號序列B’加上長度為L的循環(huán)前綴，以避免符號間干擾，即把信號序列的最后L個符號復(fù)制到該信號序列前面，使時域發(fā)射信號序列長度變?yōu)镹+L，得到時域發(fā)射信號序列C。

步驟4，將時域發(fā)射信號序列C在頻率選擇性衰落信道中進(jìn)行傳輸。

4.1)將時域發(fā)射信號序列C與時域信道系數(shù)做卷積，即將時域發(fā)射信號序列C與時域信道矩陣H做卷積，得到時域卷積信號序列D；

4.2)將時域卷積信號序列D加上高斯白噪聲，得到時域接收信號序列E。

步驟5，對時域接收信號序列E進(jìn)行正交頻分復(fù)用OFDM解調(diào)和解交織。

5.1)去除時域接收信號序列E的循環(huán)前綴，即把長度為N+L的時域接收信號序列E的前L個符號去掉，得到時域無前綴信號序列F；

5.2)對時域無前綴信號序列F進(jìn)行正交頻分復(fù)用OFDM解調(diào)，即對長度為N的時域無前綴信號序列F進(jìn)行快速傅里葉變換，得到頻域解調(diào)信號序列G’；

5.3)對頻域解調(diào)信號序列G’進(jìn)行解交織，得到頻域解調(diào)信號序列G。

步驟6，對頻域解調(diào)信號序列G進(jìn)行檢測，得到頻域信號序列的估計(jì)信號序列I。

對頻域解調(diào)信號序列的檢測可采用現(xiàn)有技術(shù)的多種方法，例如最小均方誤差檢測、LLR檢測方法，最大似然檢測方法等，本實(shí)例采用最大似然方法檢測，其步驟如下：

(6a)將頻域解調(diào)信好序列G均分成g個子塊，每個子塊大小為n；

(6b)將被檢測子塊記為G_i，i＝1,2….g，并將頻域信道矩陣中與被檢測子塊G_i相對應(yīng)的頻域信道子矩陣記為H_i，用該信道子矩陣H_i右乘一個頻域信號T，得到待估計(jì)頻域信號T’，其中頻域信號T屬于發(fā)送信號集合，共有2^p個，其中，p是一個子載波塊包含的比特?cái)?shù)；

(6c)根據(jù)d＝||G_i-T’||_F，求出待估計(jì)頻域信號T’與被檢測子塊Gi的距離d，其中，||·||_F表示范數(shù)；

(6d)依據(jù)上述過程，遍歷發(fā)送信號集合中所有的頻域信號T，將d取最小值時對應(yīng)的頻域信號T作為被檢測子塊的估計(jì)信號I_i；

(6e)對每個子載波塊均重復(fù)上述過程，得到頻域信號序列的估計(jì)信號序列I。

步驟7，將頻域信號序列的估計(jì)信號序列I反映射成比特信息，完成信息傳輸過程。

對本發(fā)明的效果可以通過以下仿真進(jìn)一步說明：

1.仿真條件：

本發(fā)明通過C++平臺得到仿真數(shù)據(jù)，在Matlab平臺上，得到仿真圖。

仿真信道為獨(dú)立同分布的頻率選擇性瑞利衰落信道，設(shè)置子載波數(shù)N＝128，子塊數(shù)為g＝64，每個子塊包含n＝2個子載波，每個子塊中激活子載波的個數(shù)k＝1，循環(huán)前綴的長度為L＝16，信道彌散長度為v＝10，采用最大似然檢測算法。

2.仿真內(nèi)容

仿真內(nèi)容包括傳統(tǒng)的OFDM-IM和本發(fā)明方法提出的方法。激活子載波上的信號星座采用傳統(tǒng)BPSK、QPSK和16-QAM，空閑子載波上的輔助信號星座如圖2所示。

仿真1，利用上述信道，在場景n＝2,k＝1,M＝2下，分別仿真?zhèn)鹘y(tǒng)的OFDM-IM和本發(fā)明設(shè)計(jì)的發(fā)送分集的OFDM-IM的誤比特性能，結(jié)果如圖4所示。

圖4的橫坐標(biāo)為信噪比，即信號噪聲功率比，單位為分貝dB，縱坐標(biāo)為誤比特率。

由圖4可以看出，在低信噪比區(qū)域，誤比特性能并沒有得到明顯的改善，而在高信噪比區(qū)域，本發(fā)明發(fā)送分集的OFDM-IM的誤比特性能明顯比傳統(tǒng)的OFDM-IM誤比特性能好很多，如在誤比特率BER＝10^-5時，本發(fā)明比傳統(tǒng)的OFDM-IM誤比特性能好約12dB。這與分集增益主要體現(xiàn)在高信噪比區(qū)域是一致的，驗(yàn)證了本發(fā)明方法相比傳統(tǒng)OFDM-IM能獲得額外的發(fā)送分集增益。

仿真2，利用上述信道，在場景n＝2,k＝1,M＝4下，分別仿真?zhèn)鹘y(tǒng)的OFDM-IM和本發(fā)明設(shè)計(jì)的發(fā)送分集的OFDM-IM誤比特性能，結(jié)果如圖5所示。

圖5的橫坐標(biāo)為信噪比，即信號噪聲功率比，單位為分貝dB，縱坐標(biāo)為誤比特率。

由圖5可以看出，在低信噪比區(qū)域，本發(fā)明較傳統(tǒng)的OFDM-IM性能改善并不明顯，而在高信噪比區(qū)域，本發(fā)明比傳統(tǒng)的OFDM-IM性能好很多，如在誤比特率BER＝10^-5時，本發(fā)明比傳統(tǒng)的OFDM-IM誤比特性能好約12dB。驗(yàn)證了本發(fā)明方法能獲得發(fā)送分集增益。

仿真3，利用上述信道，在場景n＝2,k＝1,M＝16下，分別仿真?zhèn)鹘y(tǒng)的OFDM-IM和本發(fā)明設(shè)計(jì)的發(fā)送分集的OFDM-IM誤比特性能，結(jié)果如圖6所示。

圖6的橫坐標(biāo)為信噪比，即信號噪聲功率比，單位為分貝dB，縱坐標(biāo)為誤比特率。

由圖6可以看出，在低信噪比區(qū)域，誤比特性能并沒有得到明顯的改善，而在高信噪比區(qū)域，本發(fā)明比傳統(tǒng)的OFDM-IM性能好很多，如在誤比特率BER＝10^-5時，本發(fā)明比傳統(tǒng)的OFDM-IM誤比特性能好約8dB。驗(yàn)證了本發(fā)明方法能夠獲得發(fā)送分集增益。