本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域,具體涉及一種重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及重疊頻分復(fù)用系統(tǒng)。
背景技術(shù):
頻分復(fù)用FDM(Frequency Division Multiplexing)是一種讓多個占據(jù)較窄帶寬的信號共享一個較寬帶寬的技術(shù)。如圖1所示,各被利用的信號帶寬分別為B1,B2,B3,B4,….,當(dāng)然它們也可以占據(jù)相同帶寬,△B為最小保護帶寬,實際保護帶寬可以寬裕一些。△B應(yīng)大于所使用的解復(fù)用濾波器的過渡帶寬加上系統(tǒng)的最大頻率漂移及信道的最大頻率擴散量。這是最常見的頻分復(fù)用技術(shù),現(xiàn)有的絕大多數(shù)的廣播系統(tǒng)、通信系統(tǒng)和雷達系統(tǒng)等都采用的是這種技術(shù)。這種技術(shù)的最大特點是被利用的信號頻譜之間是相互隔離的,不會存在相互干擾。
因此,傳統(tǒng)的觀點是相鄰信道之間在頻率域上不重疊,以避免相鄰信道之間產(chǎn)生干擾,但這種技術(shù)制約了頻譜效率的提高?,F(xiàn)有技術(shù)的頻分復(fù)用技術(shù)的觀點是各信道之間不但不需要相互隔離,而且可以有很強的相互重疊,如圖2所示,現(xiàn)有技術(shù)將信道之間的重疊視為一種新的編碼約束關(guān)系,并根據(jù)該約束關(guān)系提出了相應(yīng)的調(diào)制和解調(diào)技術(shù),因此稱之為重疊頻分復(fù)用,這種技術(shù)使得頻譜效率隨重疊次數(shù)K成比例的增加,其中圖2中是K=3的情況。
理論上,當(dāng)采用重疊頻分復(fù)用技術(shù)進行數(shù)據(jù)傳輸時,重疊次數(shù)K可無限地增加,因此頻譜效率也可無限地增加,但在實驗室研究階段卻發(fā)現(xiàn)隨著重疊次數(shù)K的增加,雖然頻譜效率得到增加,但是傳輸功率隨之也增長,而傳輸功率的增長反過來在一定程度上也限制了重疊次數(shù)K的增加,從而也限制了頻譜效率的增加。
技術(shù)實現(xiàn)要素:
本申請?zhí)峁┮环N重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)。
根據(jù)第一方面,一種實施例中提供一種重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法,包括以下步驟:
根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形,其中所述初始包絡(luò)波形為凱塞窗包絡(luò)波形或其演變窗函數(shù)的包絡(luò)波形;
根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將所述初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位,得到各子載波包絡(luò)波形;
將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列;
將所述正負(fù)符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘,得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形;
將所述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加,得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形;
將所述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進行變換,得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。
根據(jù)第二方面,一種實施例中提供一種重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置,包括:
波形生成模塊,用于生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形,其中所述波形生成模塊生成的初始包絡(luò)波形為凱塞窗包絡(luò)波形或其演變窗函數(shù)的包絡(luò)波形;
移位模塊,用于根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將所述初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位,得到各子載波包絡(luò)波形;
轉(zhuǎn)換模塊,用于將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列;
乘法模塊,用于將所述正負(fù)符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘,得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形;
疊加模塊,用于將所述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加,得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形;
變換模塊,用于將所述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進行變換,得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。
根據(jù)第三方面,一種實施例中提供一種重疊頻分復(fù)用系統(tǒng),包括發(fā)射機和接收機;
所述發(fā)射機包括:
上述的重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置,用于調(diào)制生成攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形;
發(fā)射裝置,用于將所述復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形發(fā)射到接收機;
所述接收機包括:
接收裝置,用于接收所述復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形;
重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置,用于對接收的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進行解調(diào),最終經(jīng)過譯碼得到最終的輸入比特序列。
依據(jù)上述實施例的重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng),由于生成的初始包絡(luò)波形為凱塞窗包絡(luò)波形或其演變窗函數(shù)的包絡(luò)波形,其在頻域內(nèi)波形平滑,相應(yīng)地,其在時域內(nèi)能量集中且持續(xù)時間較短,因此經(jīng)過其調(diào)制形成的復(fù)調(diào)調(diào)包絡(luò)波形在時域能量集中且持續(xù)時間較短,因此其頻譜利用率高,信號傳輸速率也高,并且只需要較低的傳輸功率,被解調(diào)時具有較低的誤碼率。
附圖說明
圖1為傳統(tǒng)頻分復(fù)用技術(shù)中各信號共享一個較寬帶寬的波形示意圖;
圖2為現(xiàn)有重疊頻分技術(shù)中各信道之間重疊后形成的編碼約束關(guān)系示意圖;
圖3為本申請一種實施例中重疊頻分復(fù)用系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖;
圖4為本申請一種實施例中重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置的結(jié)構(gòu)示意圖;
圖5為本申請一種實施例中接收裝置的結(jié)構(gòu)示意圖;
圖6為本申請一種實施例中重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置的結(jié)構(gòu)示意圖;
圖7為本申請一種實施例中重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法的流程示意圖;
圖8為本申請一種實施例中輸出信號序列確定方法的流程示意圖;
圖9為本申請一種實施例中K路波形復(fù)用的疊加原理示意圖;
圖10為本申請一種實施例中凱塞窗包絡(luò)波形的三種頻域圖;
圖11為本申請一種實施例中以凱塞窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的各子載波包絡(luò)波形和復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的三種頻域圖;
圖12為本申請一種實施例中以凱塞窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的三種時域圖;
圖13為本申請一種實施例中3路波形復(fù)用的疊加原理示意圖;
圖14為本申請一種實施例中矩形窗包絡(luò)波形的頻域圖;
圖15為本申請一種實施例中以矩形窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的時域圖;
圖16為本申請一種實施例中以矩形窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的時域圖;
圖17為本申請一種實施例中輸入-輸出關(guān)系圖;
圖18為本申請一種實施例中節(jié)點狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖;
圖19為本申請一種實施例中以凱塞窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形的三種頻域圖。
具體實施方式
下面通過具體實施方式結(jié)合附圖對本發(fā)明作進一步詳細說明。
在對重疊頻分復(fù)用技術(shù)研究中,發(fā)明人發(fā)現(xiàn)傳輸功率的增長主要跟被復(fù)用信號(即調(diào)制窗函數(shù))的頻譜有關(guān),并非如理論上所設(shè)想的對復(fù)用信號頻譜的形狀、帶寬沒有任何要求。雖然現(xiàn)有技術(shù)中存在很多窗函數(shù),理論上可自由采用各種窗函數(shù)對傳輸?shù)恼?fù)符號序列進行調(diào)制,但由于矩形窗相較于其它窗函數(shù)在產(chǎn)生、設(shè)計和應(yīng)用上更容易、成本更低,因此目前在進行信號調(diào)制時優(yōu)先采用矩形窗,而矩形波的頻譜波形在兩側(cè)較陡峭,從而其在時間域上能量不集中,持續(xù)時間過長,因此復(fù)用波形系統(tǒng)性能很差,導(dǎo)致所需的傳輸功率和誤碼率都很高。
基于上述發(fā)現(xiàn),在本發(fā)明實施例中,在應(yīng)用重疊頻分復(fù)用技術(shù)時采用一種優(yōu)于矩形波的窗函數(shù)對傳輸?shù)恼?fù)符號序列進行調(diào)制。
請參考圖3,重疊頻分復(fù)用系統(tǒng)包括發(fā)射機1和接收機2。
發(fā)射機1包括重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置10和發(fā)射裝置20,其中,重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置10用于調(diào)制生成攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形,發(fā)射裝置20用于將上述復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形發(fā)射到接收機2。
請參考圖4,重疊頻分復(fù)用調(diào)制裝置10包括波形生成模塊11、移位模塊12、轉(zhuǎn)換模塊13、乘法模塊14、疊加模塊15和變換模塊16。
波形生成模塊11用于根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形。在一實施例中,設(shè)計參數(shù)至少包括初始包絡(luò)波形的帶寬寬度。
移位模塊12用于根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位,得到各子載波包絡(luò)波形。在一實施例中,頻譜間隔為子載波頻譜間隔△B,其中子載波頻譜間隔△B=B/K,B為初始包絡(luò)波形的帶寬,K為重疊復(fù)用次數(shù)。在一實施例中,所述子載波頻譜間隔△B大于或等于系統(tǒng)采樣的倒數(shù)。
轉(zhuǎn)換模塊13用于將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列。在一實施例中,轉(zhuǎn)換模塊13將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列具體為:將輸入的數(shù)字信號序列中的0轉(zhuǎn)換為+A,數(shù)字信號序列中的1轉(zhuǎn)換為-A,以形成正負(fù)符號序列并輸出。例如,A=1,在一具體實施例中,轉(zhuǎn)換模塊13采用BPSK調(diào)制方式,將輸入的{0,1}比特序列經(jīng)過調(diào)制轉(zhuǎn)換成{+1,-1}的符號序列。
乘法模塊14用于將上述正負(fù)符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘,得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形。
疊加模塊15用于將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加,得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。
變換模塊16用于將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形變換到到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。在一具體實施例中,變換模塊16可以采用傅氏反變換,將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形變換成時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。
上述調(diào)制生成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形攜帶有與轉(zhuǎn)換得到的正負(fù)符號序列對應(yīng)的輸出信號序列,此輸出信號序列由各頻譜間隔的輸出信號組成,各頻譜間隔的輸出信號為各頻譜間隔內(nèi)的調(diào)制包絡(luò)波形的運算值疊加后的結(jié)果,當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由正符號與子載波包絡(luò)波形相乘得到時,其運算值為+1,由負(fù)符號與子載波包絡(luò)波形相乘得到時,其運算值為-1。
返回參考圖3,接收機2包括接收裝置30和重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置40,其中,接收裝置30用于接收發(fā)射裝置20發(fā)送的上述復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形,重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置40用于對接收的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進行解調(diào)譯碼。
請參考圖5,接收裝置30包括符號同步模塊31和數(shù)字信號處理模塊32。
符號同步模塊31用于對接收的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在時間域形成符號同步。
數(shù)字信號處理模塊32用于對各個符號時間區(qū)間的接收信號進行取樣、量化,使之變?yōu)榻邮辗栃蛄小?/p>
請參考圖6,重疊頻分復(fù)用解調(diào)裝置40包括頻譜模塊41、頻率分段模塊42、卷積編碼模塊43和數(shù)據(jù)檢測模塊44。
頻譜模塊41用于將上述時間域上的接收符號序列進行變換以形成接收信號頻譜。在一具體實施例中,頻譜模塊41采用傅氏變換,將上述時間域上的接收符號序列變換成接收信號頻譜。
頻率分段模塊42用于將接收信號頻譜在頻域以子載波頻譜間隔△B進行分段得到接收信號分段頻譜。
卷積編碼模塊43用于對各子載波頻譜間隔△B內(nèi)的接收信號分段頻譜進行卷積編碼,得到接收信號頻譜與發(fā)射機1中經(jīng)輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成的正負(fù)符號序列之間的一一對應(yīng)關(guān)系。
數(shù)據(jù)檢測模塊44用于根據(jù)上述一一對應(yīng)關(guān)系,檢測出上述正負(fù)符號序列。
請參考圖7,本申請還公開了一種重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法,其包括以下步驟:
步驟S11、根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形。在一實施例中,設(shè)計參數(shù)至少包括初始包絡(luò)波形的帶寬寬度。
步驟S12、根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將所述初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位,得到各子載波包絡(luò)波形。在一實施例中,頻譜間隔為子載波頻譜間隔△B,其中子載波頻譜間隔△B=B/K,B為初始包絡(luò)波形的帶寬,K為重疊復(fù)用次數(shù)。在一實施例中,所述子載波頻譜間隔△B大于或等于系統(tǒng)采樣的倒數(shù)。
步驟S13、將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列。在一實施例中,步驟S13將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列具體為:將輸入的數(shù)字信號序列中的0,1轉(zhuǎn)換為±A,A取值為非0任意數(shù),以形成正負(fù)符號序列。例如,取A為1時,在一具體實施例中,步驟S13采用BPSK調(diào)制方式,將輸入的{0,1}比特序列經(jīng)過調(diào)制轉(zhuǎn)換成{+1,-1}的符號序列。
步驟S14、將上述正負(fù)符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘,得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形。
步驟S15、將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加,得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。
步驟S16、將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形變換到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。在一具體實施例中,步驟S16可以采用傅氏反變換,將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形變換成時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。
上述調(diào)制生成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形攜帶有與轉(zhuǎn)換得到的正負(fù)符號序列對應(yīng)的輸出信號序列,如圖8所示,此輸出信號序列可通過以下步驟確定:
步驟S17、當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由正符號與子載波包絡(luò)波形相乘得到時,令該調(diào)制包絡(luò)波形的運算值為+1,當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由負(fù)符號與子載波包絡(luò)波形相乘得到時,令該調(diào)制包絡(luò)波形的運算值為-1;
步驟S18、對于每個頻譜間隔,將位于該頻譜間隔內(nèi)的調(diào)制包絡(luò)波形的運算值疊加,得出該頻譜間隔的輸出信號,從而形成輸出信號序列。
下面再以一個實際的例子對上述內(nèi)容加以解釋說明。
不妨令輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成的正負(fù)符號序列為X={X0,X1,…,XN-1},可以看到,正負(fù)符號序列的長度為N,N為正整數(shù)。
對該正負(fù)符號序列X={X0,X1,…,XN-1}的重疊頻分復(fù)用調(diào)制過程如下:
在步驟S11中根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個頻域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形H(f)。
在步驟S12中根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將所述初始包絡(luò)波形在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位,得到各子載波包絡(luò)波形。在一實施例中,具體地,將初始包絡(luò)波形H(f)分別頻移0到N-1個子載波頻譜間隔△B,得到N個子載波包絡(luò)波形,其中第i個子載波包絡(luò)波形為H(f-i*ΔB),0≦i≦N-1;子載波頻譜間隔△B=B/K,B為初始包絡(luò)波形H(f)的帶寬,K為重疊復(fù)用次數(shù)。
在步驟S14中將上述正負(fù)符號序列中的符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘,得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形。在一實施例中,具體地,將上述正負(fù)符號序列的N個符號與各符號對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘,得到N個經(jīng)過子載波調(diào)制的調(diào)制包絡(luò)波形,其中第i個調(diào)制包絡(luò)波形為Xi*H(f-i*ΔB),0≦i≦N-1。
在步驟S15中將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加,得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形
在步驟S16中將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)進行變換,得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)。
上述調(diào)制生成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)和S(t)均攜帶有與正負(fù)符號序列X={X0,X1,…,XN-1}對應(yīng)的輸出信號序列S={S0,S1,…,SN-1}。輸出信號序列S={S0,S1,…,SN-1}可由圖8中的步驟S17與步驟S18進行確定。在一實施例中,具體地,請參考圖9,為K路波形復(fù)用的疊加原理示意圖,其呈四邊形形狀。其中每一行的項表示一個所要發(fā)送的符號Xi與對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形H(f-i*ΔB)相乘后形成的調(diào)制包絡(luò)波形Xi*H(f-i*ΔB)的K個采樣點,在同一列的項表示這些采樣點位于同一個頻譜間隔內(nèi),可進行疊加,得出該頻譜間隔的輸出信號,從而形成輸出信號序列。在本實施例中,系數(shù)A0到AK-1都令其為1。
實施例一
本實施例中,初始包絡(luò)波形為凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形,凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形在頻域內(nèi)波形平滑。
下面以一個具體的例子來加以說明。
不妨以重疊復(fù)用次數(shù)K=3,輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成的正負(fù)符號序列X={-1,+1,+1,-1,+1,+1,+1,-1}為例,其中X1=-1,X2=+1,X3=+1,X4=-1,X5=+1,X6=+1,X7=+1,X8=+1,可以看到,正負(fù)符號序列X的長度N=8。
在步驟S11中,根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形H(f),在一實施例中,凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形H(f)的帶寬B=63,如圖10所示,圖10(a)、(b)和(c)分別為beat取值0.5、2和5時,凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形H(f)的頻域圖,隨著beta值的增加,凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形H(f)在頻域上的波形越來越平滑。
在一實施例中,凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形的函數(shù),可通過如下表達式表達:
其中,I0(β)是第1類變形零階貝塞爾函數(shù),β是窗函數(shù)的開關(guān)參數(shù),由下式確定:
其中,α為凱塞(Kaiser)窗函數(shù)的主瓣值和旁瓣值之間的差值(dB)。改變β的取值,可以對主瓣寬度和旁瓣衰減進行自由選擇,β越大,窗函數(shù)頻譜的旁瓣值就越小,而其主瓣寬度就越寬。
在步驟S12中,根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)K將凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形H(f)在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位,得到各子載波包絡(luò)波形。具體地,將凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形H(f)分別頻移0到7個子載波頻譜間隔△B,得到8個子載波包絡(luò)波形,其中第i個子載波包絡(luò)波形為H(f-i*ΔB),0≦i≦7;子載波頻譜間隔△B=B/K=63/3=21。
在步驟S14中,將正負(fù)符號序列X中的8個符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘,得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形,其中第i個子載波包絡(luò)波形為Xi*H(f-i*ΔB),0≦i≦7,各子載波包絡(luò)波形的頻域圖如圖11所示,其中,圖11(a)、(b)和(c)分別為由圖10(a)、(b)和(c)中初始包絡(luò)波形所調(diào)制得到,其中波形1、2和3表示相乘后的各子載波包絡(luò)波形的頻域圖。
在步驟S15中,將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加,得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形如圖11所示,其中波形4為復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)的頻域圖。
在步驟S16中,將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)進行變換,得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t),S(t)=ifft(S(f)),ifft為傅里葉反變換函數(shù)。時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)如圖12所示,可以看到,其在時間域上能量集中且持續(xù)時間短,其中圖12的橫坐標(biāo)表示采樣點,縱坐標(biāo)表示功率,單位為dB。最后將此時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)發(fā)送出去。
此復(fù)調(diào)制頻譜信號S(f)和S(t)均攜帶有與正負(fù)符號序列X={-1,+1,+1,-1,+1,+1,+1,-1}對應(yīng)的輸出信號序列S={S0,S1,…,S7}。輸出信號序列是通過步驟S17和步驟S18進行計算得來的。在一實施例中,參照圖9中K路波形復(fù)用的疊加原理示意圖,將復(fù)用次數(shù)K,系數(shù)A0到A2以及符號X1到X7的值都代入其中,可得到圖13的3路波形復(fù)用疊加圖,從而計算出與正負(fù)符號序列X={-1,+1,+1,-1,+1,+1,+1,-1}對應(yīng)的輸出信號序列S={-1,0,+1,+1,+1,+1,+3,+1}。
從圖10中可以看到,凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形H(f)在beat=0.5時,在頻域由0.5開始,頻域的波形平滑,這導(dǎo)致由其頻域線性疊加后形成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)在頻域上的波形也很平滑,從圖11中可以清楚地看到這一點,頻域上波形平滑的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)轉(zhuǎn)換成時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t),復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)在時域上能量集中且持續(xù)時間短,從圖12中可以清楚地看到這一點,且隨著beat值的增加,復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在頻域越加平滑,在時域能量越集中持續(xù)時間越短。因此,被調(diào)制后進行發(fā)送的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形,其在頻域上波形平滑,在時域上能量集中且持續(xù)時間短,使得本申請的重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)具有優(yōu)好的性能,下面具體說明。
如圖14為矩形窗包絡(luò)波形的頻域圖,可以看到,其帶寬較寬,在頻域上由1開始處,頻譜不平滑,很陡峭,這導(dǎo)致由其作為初始包絡(luò)波形進行調(diào)制而形成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上也不平滑,從圖15中可以清楚地看到這一點,從而使得該復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在時域上能量分散且持續(xù)時間較長,從圖16中可以清楚地看到這一點。
因此,從圖中可以看出,相比由矩形窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制而得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形,由凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制而得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形,其頻域占用帶寬一樣,但時域上能量集中持續(xù)時間短,從而使得本申請的頻譜利用率得到了提高,同時,時域上能量集中持續(xù)時間短,又使得本申請的傳輸速率得到了提高,另外,由凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制而得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在頻域很平滑,使得本申請在對頻域上的波形進行波形切割的精度高,降低了誤碼率。
由發(fā)射機1發(fā)送的上述由凱塞(Kaiser)窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形調(diào)制而得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t),可由接收機2進行接收和解調(diào)。具體地,先對接收到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在時間域形成符號同步;接著,對各個符號時間區(qū)間的接收信號進行取樣、量化,使之變?yōu)榻邮辗栃蛄校唤又?,將上述時間域上的接收符號序列進行變換以形成接收信號頻譜;接著,將接收信號頻譜在頻域以子載波頻譜間隔△B進行分段得到接收信號分段頻譜。經(jīng)過上述處理后,頻譜波形切割得到的接收符號序列為S={-1,0,+1,+1,+1,+1,+3,+1},即是復(fù)調(diào)制頻譜信號S(f)和S(t)攜帶的與正負(fù)符號序列X={-1,+1,+1,-1,+1,+1,+1,-1}對應(yīng)的輸出信號序列S={-1,0,+1,+1,+1,+1,+3,+1}。最后就是根據(jù)一定的譯碼算法對切割后的頻譜波形進行譯碼。在一實施例中,具體地,是根據(jù)圖17中的輸入-輸出關(guān)系圖和圖18中的節(jié)點狀態(tài)轉(zhuǎn)移圖,進行符號之間的前后比較,得到節(jié)點轉(zhuǎn)移路徑,從而進行譯碼。具體地,請返回參照圖17,向上的樹枝(路徑)為表示輸入+1,向下的樹枝表示輸入-1,仔細觀察可發(fā)現(xiàn),在第三枝以后該樹圖就變成重復(fù)的了,因為凡是從標(biāo)記為a的節(jié)點輻射出的樹枝都有同樣的輸出,該結(jié)論對節(jié)點b、c、d也同樣適用。它們不外乎是如下幾種可能,如圖18所示,從圖中可以看出從節(jié)點a只能轉(zhuǎn)移到(經(jīng)輸入+1)節(jié)點a及(經(jīng)輸入-1)節(jié)點b,同時b只能到(輸入+1)c及(輸入-1)d,c只能到(輸入+1)a及(輸入-1)b,d只能到(輸入+1)c及(輸入-1)d。產(chǎn)生這種現(xiàn)象的原因很簡單,因為只有相鄰K個符號才會形成相互“干擾”。所以當(dāng)頻率域第K位數(shù)據(jù)輸入到信道時,最早來的第1位數(shù)據(jù)已經(jīng)移出最右邊的一個頻率間隔了。因此信道的輸出除了取決于現(xiàn)頻率數(shù)據(jù)的輸入,還決定于前K-1個頻率數(shù)據(jù)的輸入。本實施例中,節(jié)點狀態(tài)轉(zhuǎn)移路徑為圖17中的加黑粗線,節(jié)點轉(zhuǎn)移路徑為-1(接收符號序列為S的第一個符號為-1)->b->c->a->b->c->a->a->b,根據(jù)此轉(zhuǎn)移關(guān)系即求出輸入的符號序列為{-1,+1,+1,-1,+1,+1,+1,-1},可以看到,譯碼后得出的符號序列即為正負(fù)符號序列X。
實施例二
相比實施例一,本實施例中,初始包絡(luò)波形為頻域內(nèi)波形平滑的凱塞(Kaiser)窗演變窗函數(shù)的包絡(luò)波形,比如凱塞(Kaiser)窗脈沖成型連乘函數(shù)、各階導(dǎo)數(shù)、各階導(dǎo)數(shù)之和等一系列關(guān)于凱塞(Kaiser)窗脈沖成型的函數(shù)形式的包絡(luò)波形。
下面以初始包絡(luò)波形為凱塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形為例,進行詳細說明。
仍以實施例一中重疊復(fù)用次數(shù)K=3,正負(fù)符號序列X={-1,+1,+1,-1,+1,+1,+1,-1}為例。
在步驟S11中,根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成一個凱塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f),在一實施例中,凱塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)的帶寬B=63,如圖19所示,為凱塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)的頻域圖,其中,圖19(a)、(b)和(c)分別為beat取值0.5、2和5時,凱塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)的頻域圖??梢钥吹剑瑒P塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)的頻域波形平滑,在帶寬中間位置幅值有跳變,其峰值是凱塞(Kaiser)窗窗函數(shù)的1/10左右。
在步驟S12中,根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)K將凱塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)在頻域上按預(yù)定的頻譜間隔進行移位,得到各子載波包絡(luò)波形。具體地,將凱塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)分別頻移0到7個子載波頻譜間隔△B,得到8個子載波包絡(luò)波形,其中第i個子載波包絡(luò)波形為H(f-i*ΔB),0≦i≦7;子載波頻譜間隔△B=B/K=63/3=21。
在步驟S14中,將正負(fù)符號序列X中的8個符號與各自對應(yīng)的子載波包絡(luò)波形相乘,得到各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形,其中第i個子載波包絡(luò)波形為Xi*H(f-i*ΔB),0≦i≦7。
在步驟S15中,將上述各子載波的調(diào)制包絡(luò)波形在頻域上進行疊加,得到頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形
在步驟S16中,將上述頻域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)進行變換,得到時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t),S(t)=ifft(S(f)),其在時間域上能量集中且持續(xù)時間短。最后將此時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)發(fā)送出去。之后的接收復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)以及對其進行解調(diào)譯碼過程,與實施例一中的過程類似,在此不再贅述。
從圖19可以看到,凱塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形H(f)在頻域由0開始,頻譜平滑,這導(dǎo)致由其頻域線性疊加后形成的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)在頻域上的波形也很平滑,頻域上波形平滑的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(f)轉(zhuǎn)換成時域上的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t),復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形S(t)在時域上能量集中且持續(xù)時間短。因此,被調(diào)制后進行發(fā)送的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形,其在頻域上波形平滑,在時域上能量集中且持續(xù)時間短,使得本申請的重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)具有優(yōu)好的性能。相比選用矩形窗包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形的系統(tǒng),本申請選用頻域上波形平滑的凱塞(Kaiser)窗一階導(dǎo)包絡(luò)波形作為初始包絡(luò)波形,基于與實施例一相似的理由,使得本申請頻譜利用率高,信號傳輸速率也高,并且只需要較低的傳輸功率,被解調(diào)時具有較低的誤碼率。
本申請各實施例,針對現(xiàn)在有重疊頻分復(fù)用波形(即調(diào)制窗函數(shù),也就是初始包絡(luò)波形)進行分析,成功地找到了一種適用于重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置和系統(tǒng)的頻域波形函數(shù),此頻域波形函數(shù)要求頻域上波形平滑,從而其轉(zhuǎn)換到時域后能量集中且持續(xù)時間短,使用此頻域波形函數(shù)作為初始包絡(luò)波形后,調(diào)制得到的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形在頻域同樣波形平滑,在時域上能量集中且持續(xù)時間短,從而使得本申請的重疊頻分復(fù)用調(diào)制方法、裝置和系統(tǒng)在重疊復(fù)用次數(shù)K一定時,其相對于矩形窗函數(shù)作為初始包絡(luò)波形的系統(tǒng),頻譜利用率和傳輸速度提到了大幅提高,傳輸功率和誤碼率得到了大幅降低。
以上應(yīng)用了具體個例對本發(fā)明進行闡述,只是用于幫助理解本發(fā)明,并不用以限制本發(fā)明。對于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員,依據(jù)本發(fā)明的思想,還可以做出若干簡單推演、變形或替換。