本發(fā)明涉及通信領(lǐng)域，具體涉及一種重疊時分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及重疊時分復(fù)用系統(tǒng)。

背景技術(shù)：

所謂時間分割(以下簡稱時分)復(fù)用(TDM：Time Division Multiplexing)是一種在數(shù)字通信中讓多個占據(jù)較窄時間持續(xù)期的信號符號共享一個較寬時間持續(xù)期的技術(shù)。如圖1所示為常規(guī)的時分復(fù)用技術(shù)的示意圖。

圖1中各被復(fù)用信號符號的時間持續(xù)期(工程上稱之為時隙寬度)分別為T1，T2，T3，T4，...，在工程上通常讓它們占據(jù)相同的時隙寬度，ΔT為最小保護(hù)時隙，實際保護(hù)時隙寬度應(yīng)該寬裕一些。ΔT應(yīng)大于所使用解復(fù)用門電路的過渡時間寬度加上系統(tǒng)的最大時間抖動量。這是最常見的時分復(fù)用技術(shù)?，F(xiàn)有絕大多數(shù)的多路數(shù)字廣播系統(tǒng)、多路數(shù)字通信等系統(tǒng)采用的都是這種技術(shù)。

這種技術(shù)應(yīng)用于數(shù)字通信時的最大特點是被復(fù)用信號符號之間在時間上是完全相互隔離的，決不會存在相互干擾，對被復(fù)用的信號符號沒有任何限制，各個信號的符號持續(xù)期(時隙寬度)可以有不同的寬度，也能適用于不同的通信體制，只要它們的時隙相互不重疊交叉就可以了，因此使用最為廣泛。但是這種復(fù)用，復(fù)用本身對改善系統(tǒng)的頻譜效率毫無作用。

所以，傳統(tǒng)的觀點是相鄰信道之間在時域上不重疊，以避免相鄰信道之間產(chǎn)生干擾，但這種技術(shù)制約了頻譜效率的提高。現(xiàn)有技術(shù)的時分復(fù)用技術(shù)的觀點是各信道之間不但不需要相互隔離，而且可以有很強(qiáng)的相互重疊，如圖2所示，現(xiàn)有技術(shù)將信道之間的重疊視為一種新的編碼約束關(guān)系，并根據(jù)該約束關(guān)系提出了相應(yīng)的調(diào)制和解調(diào)技術(shù)，因此稱之為重疊時分復(fù)用(OvTDM：Overlapped Time Division Multiplexing)，這種技術(shù)使得頻譜效率隨重疊次數(shù)K成比例的增加。

理論上，當(dāng)采用重疊時分復(fù)用技術(shù)進(jìn)行數(shù)據(jù)傳輸時，重疊次數(shù)K可無限地增加，因此頻譜效率也可無限地增加，但在實驗室研究階段卻發(fā)現(xiàn)隨著重疊次數(shù)K的增加，雖然頻譜效率得到增加，但是傳輸功率隨之也增長，而傳輸功率的增長反過來在一定程度上也限制了重疊次數(shù)K的增加，從而也限制了頻譜效率的增加。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明提供一種重疊時分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)，解決了初始包絡(luò)波形在頻域帶寬較寬時，重疊時分復(fù)用疊加后的波形在時域較陡峭，頻域占用帶寬較寬，降低了整個系統(tǒng)的頻譜利用率和傳輸速率的問題。

根據(jù)本申請的第一方面，本申請?zhí)峁┝艘环N重疊時分復(fù)用調(diào)制方法,包括：

根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成在時域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形；

根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將初始包絡(luò)波形在時域內(nèi)按預(yù)定的移位間隔進(jìn)行移位，以得到各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形；

將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列；

將轉(zhuǎn)換后的正負(fù)符號序列與偏移后各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形相乘，以得到各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形；

將各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形在時域上進(jìn)行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。

根據(jù)本申請的第二方面，本申請還提供了一種重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置,包括：

波形生成模塊，用于根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成在時域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形；

移位模塊，用于根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將初始包絡(luò)波形在時域內(nèi)按預(yù)定的移位間隔進(jìn)行移位，以得到各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形；

調(diào)制模塊，用于將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列；

乘法模塊，用于將輸入的的正負(fù)符號序列與偏移后各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形相乘，以得到各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形；

疊加模塊，用于將各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形在時域上進(jìn)行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。

根據(jù)本申請的第三方面，本申請還提供了一種重疊時分復(fù)用調(diào)制解調(diào)系統(tǒng)，包括發(fā)射機(jī)和接收機(jī)；

所述發(fā)射機(jī)包括：

上述重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置，用于生成攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形；

發(fā)射裝置，用于將所述復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形發(fā)射到接收機(jī)；

所述接收機(jī)包括：

接收裝置，用于接收所述發(fā)射裝置發(fā)射的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形；

序列檢測裝置，用于對接收的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進(jìn)行時域內(nèi)的數(shù)據(jù)序列檢測， 以進(jìn)行判決輸出。

本發(fā)明提供的重疊時分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)中，由于初始包絡(luò)波形的時域波形較平滑，頻域帶寬較窄，疊加后的波形較平滑且限定在較窄帶寬內(nèi)，因此提高了系統(tǒng)的頻譜利用率和傳輸速率，降低系統(tǒng)的誤碼率。

附圖說明

圖1為常規(guī)的時分復(fù)用技術(shù)的示意圖；

圖2為重疊時分復(fù)用原理示意圖；

圖3為本發(fā)明一種實施例中重疊時分復(fù)用系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖4為本發(fā)明一種實施例中重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖5為本發(fā)明一種實施例中重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置的硬件結(jié)構(gòu)示意圖；

圖6為本發(fā)明一種實施例中接收機(jī)預(yù)處理裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖7為本發(fā)明一種實施例中接收機(jī)序列檢測裝置的結(jié)構(gòu)示意圖；

圖8為本發(fā)明一種實施例中切比雪夫包絡(luò)波形的時域波形和頻域波形圖；

圖9為本發(fā)明一種實施例中切比雪夫窗經(jīng)移位后各個時刻的包絡(luò)波形圖；

圖10為本發(fā)明一種實施例中采用切比雪夫包絡(luò)波形時待發(fā)送波形的疊加示意圖；

圖11為K路波形復(fù)用的原理示意圖；

圖12為K路波形的符號疊加過程原理示意圖；

圖13為K＝3時重疊時分復(fù)用系統(tǒng)的輸入-輸出關(guān)系樹圖；

圖14為節(jié)點狀態(tài)轉(zhuǎn)移關(guān)系圖；

圖15為矩形波的時域和頻域波形圖；

圖16為包絡(luò)波形選擇矩形波包絡(luò)波形時生成的各個信號和疊加后的波形圖；

圖17為本發(fā)明一種實施例中布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)包絡(luò)波形的時域波形和頻域波形圖；

圖18為本發(fā)明一種實施例中布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)包絡(luò)波形的時域波形和頻域波形圖；

圖19為本發(fā)明一種實施例中采用布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)包絡(luò)波形時待發(fā)送波形的疊加示意圖；

圖20為本發(fā)明一種實施例中采用布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)包絡(luò)波形時待發(fā)送波形的疊加示意圖。

具體實施方式

下面通過具體實施方式結(jié)合附圖對本發(fā)明作進(jìn)一步詳細(xì)說明。

在對重疊時分復(fù)用技術(shù)研究中，發(fā)明人發(fā)現(xiàn)傳輸功率的增長主要跟被復(fù)用信號(即調(diào)制窗函數(shù))的頻譜有關(guān)，并非如理論上所設(shè)想的對復(fù)用信號頻譜的形狀、帶寬沒有任何要求。雖然現(xiàn)有技術(shù)中存在很多窗函數(shù)，理論上可自由采用各種窗函數(shù)對傳輸符號進(jìn)行調(diào)制，但由于矩形窗相較于其它窗函數(shù)在產(chǎn)生、設(shè)計和應(yīng)用上更容易、成本更低，因此目前在進(jìn)行信號調(diào)制時優(yōu)先采用矩形窗，而矩形波的頻譜帶寬較寬，復(fù)用波形系統(tǒng)性能很差，導(dǎo)致所需的傳輸功率和誤碼率都很高。

基于上述發(fā)現(xiàn)，在本發(fā)明實施例中，在應(yīng)用重疊時分復(fù)用技術(shù)時采用一種優(yōu)于矩形波的窗函數(shù)對輸入的數(shù)字信號序列進(jìn)行調(diào)制。

請參考圖3，重疊時分復(fù)用系統(tǒng)包括信號發(fā)射機(jī)A01和接收機(jī)A02。

發(fā)射機(jī)A01包括重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置101和發(fā)射裝置102。重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置101用于生成攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形；發(fā)射裝置102用于將該復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形發(fā)射到接收機(jī)A02。

接收機(jī)A02包括接收裝置201和序列檢測裝置202。接收裝置201用于接收發(fā)射裝置102發(fā)射的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形；序列檢測裝置202用于對接收的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形進(jìn)行時域內(nèi)的數(shù)據(jù)序列檢測，以進(jìn)行判決輸出。

優(yōu)選的，接收機(jī)A02還包括設(shè)置在接收裝置201和序列檢測裝置202之間的預(yù)處理裝置203，用于輔助形成每一幀內(nèi)的同步接收數(shù)字信號序列。

在發(fā)射機(jī)A01中，輸入的數(shù)字信號序列通過重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置101形成多個符號在時域上相互重疊的發(fā)射信號，再由發(fā)射裝置102將該發(fā)射信號發(fā)射到接收機(jī)A02。接收機(jī)A02的接收裝置201接收發(fā)射裝置102發(fā)射的信號，經(jīng)過預(yù)處理裝置203形成適合序列檢測裝置202進(jìn)行檢測接收的數(shù)字信號，序列檢測裝置202對接收信號進(jìn)行時域內(nèi)的數(shù)據(jù)序列檢測，從而輸出判決。

請參考圖4，重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置101(OvTDM調(diào)制裝置)包括波形生成模塊301、移位模塊302、乘法模塊303和疊加模塊304。

波形生成模塊301用于根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成在時域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形。

移位模塊302用于根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)將初始包絡(luò)波形在時域內(nèi)按預(yù)定的移 位間隔進(jìn)行移位，以得到各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形。

調(diào)制模塊305用于將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列。

乘法模塊303用于將轉(zhuǎn)換后的正負(fù)符號序列與偏移后各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形相乘，以得到各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形。

疊加模塊304用于將各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形在時域上進(jìn)行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形。

下面結(jié)合重疊時分復(fù)用調(diào)制方法，對重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置101做進(jìn)一步說明，重疊時分復(fù)用調(diào)制方法包括下面步驟：

(1)波形生成模塊301根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成在時域內(nèi)波形平滑的初始包絡(luò)波形h(t)。

在生成初始包絡(luò)波形時，可以通過用戶輸入設(shè)計參數(shù)，以實現(xiàn)在實際系統(tǒng)中根據(jù)系統(tǒng)性能指標(biāo)靈活配置。

在某些實施例中，當(dāng)初始包絡(luò)波形的旁瓣衰減已經(jīng)確定時，設(shè)計參數(shù)包括初始包絡(luò)波形的窗長度L，例如當(dāng)初始包絡(luò)波形為巴特萊特包絡(luò)波形時。

在某些實施例中，設(shè)計參數(shù)包括初始包絡(luò)波形的窗長度L和旁瓣衰減r，例如當(dāng)初始包絡(luò)波形為切比雪夫包絡(luò)波形時。

當(dāng)然，當(dāng)初始包絡(luò)波形為其他形式時，可以根據(jù)相應(yīng)初始包絡(luò)波形的特點確定設(shè)計參數(shù)。

(2)移位模塊302根據(jù)重疊復(fù)用次數(shù)K將初始包絡(luò)波形在時域內(nèi)按預(yù)定的移位間隔進(jìn)行移位，以得到各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形h(t-i*△T)。

其中，移位間隔為時間間隔△T，時間間隔△T為：△T＝L/K。

另外，還需要保證△T不小于系統(tǒng)采樣率的倒數(shù)。

i的取值與輸入符號長度N有關(guān)，且i取0到N-1的整數(shù)。例如，當(dāng)N＝8時，i取0至7的整數(shù)。

(3)調(diào)制模塊305將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列。

具體的，調(diào)制模塊305將輸入的數(shù)字信號序列中的0轉(zhuǎn)換為+A，1轉(zhuǎn)換為-A，A取值為非0任意數(shù)，以得到正負(fù)符號序列。例如，取A為1時，將輸入的{0,1}比特序列經(jīng)過BPSK(Binary Phase Shift Keying，移相鍵控)調(diào)制轉(zhuǎn)換成{+1、-1}符號序列。

(4)乘法模塊303將轉(zhuǎn)換后的正負(fù)符號序列x_i與偏移后各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形h(t-i*△T)相乘，以得到各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形x_i h(t-i*△T)。

(5)疊加模塊304將各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形x_i h(t-i*△T)在時域上進(jìn)行疊 加，以得到攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，即發(fā)送的信號。

發(fā)送的信號可以如下表示：

由于初始包絡(luò)波形的時域波形較平滑，頻域帶寬較窄，疊加后的波形較平滑且限定在較窄帶寬內(nèi)，因此提高了系統(tǒng)的頻譜利用率和傳輸速率，降低系統(tǒng)的誤碼率。

請參考圖5，具體的，重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置101可通過下面硬件單元實現(xiàn)。重疊時分復(fù)用調(diào)制裝置101包括數(shù)字波形發(fā)生器401、移位寄存器402、調(diào)制器403、乘法器404及加法器405。

首先由數(shù)字波形發(fā)生器401以數(shù)字方式形成第一個初始包絡(luò)波形的同相波形，該初始包絡(luò)波形在時域內(nèi)平滑；再由移位寄存器402將數(shù)字波形發(fā)生器401產(chǎn)生的第一個初始包絡(luò)波形的同相波形進(jìn)行移位，以產(chǎn)生各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形；接著，調(diào)制器403將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列，乘法器404則將轉(zhuǎn)換后的正負(fù)符號序列與偏移后各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形相乘，以得到各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形；最后由加法器405將各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形在時域上進(jìn)行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，形成發(fā)射信號。

請參考圖6，為本發(fā)明實施例中接收機(jī)A02的預(yù)處理裝置203的框圖。

預(yù)處理裝置203包括同步器501、信道估計器502和數(shù)字化處理器503。其中同步器501對接收信號在接收機(jī)內(nèi)形成符號時間同步；接著信道估計器502對信道參數(shù)進(jìn)行估計；數(shù)字化處理器503對每一幀內(nèi)的接收信號進(jìn)行數(shù)字化處理，從而形成適合序列檢測裝置進(jìn)行序列檢測接收的數(shù)字信號序列。

請參考圖7，為本發(fā)明實施例中接收機(jī)A02的序列檢測裝置202的框圖。

序列檢測裝置202包括分析單元存儲器601、比較器602及多個保留路徑存儲器603和歐氏距離存儲器604或加權(quán)歐氏距離存儲器(圖中未示出)。在檢測過程中，分析單元存儲器601做出重疊時分復(fù)用系統(tǒng)的復(fù)數(shù)卷積編碼模型及格狀圖，并列出重疊時分復(fù)用系統(tǒng)的全部狀態(tài)，并存儲；而比較器602根據(jù)分析單元存儲器601中的格狀圖，搜索出與接收數(shù)字信號最小歐氏距離或加權(quán)最小歐氏距離的路徑；而保留路徑存儲器603和歐氏距離存儲器604或加權(quán)歐氏距 離存儲器則分別用于存儲比較器602輸出的保留路徑和歐氏距離或加權(quán)歐氏距離。其中，保留路徑存儲器603和歐氏距離存儲器604或加權(quán)歐氏距離存儲器需要為每一個穩(wěn)定狀態(tài)各準(zhǔn)備一個。保留路徑存儲器603長度可以優(yōu)選為4K～5K。歐氏距離存儲器604或加權(quán)歐氏距離存儲器優(yōu)選為只存儲相對距離。

重疊時分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)中采用的初始包絡(luò)波形可以包括切比雪夫(Chebyshev)、高斯(Gaussian)、漢明(Hamming)、漢寧(Hann)、布萊克曼(Blackman)、布萊克曼-哈里斯(Blackman-Harris)、巴特萊特(Bartlett)、巴特萊特-漢寧(Bartlett-Hanning)、伯曼(Bohman)、平頂(Flat Top)、納托爾(Nuttall)、巴爾森(Parzen)、泰勒(Taylor)、圖基(Tukey)、凱塞(Kaiser)、三角形(Triangular)等復(fù)用波形及以其為基礎(chǔ)的演變波形。

下面則以切比雪夫、布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)和布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)三種復(fù)用波形對本申請做進(jìn)一步說明。

實施例一

本實施例以初始包絡(luò)波形為切比雪夫包絡(luò)波形，重疊復(fù)用次數(shù)K＝3，輸入符號長度N＝8，輸入符號x_i＝{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1}為例來說明OvTDM的信號發(fā)送和接收過程。其中，輸入符號長度是指發(fā)送一幀信號的長度。

請參考圖5，信號生成過程包括下面步驟：

(1)首先根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成發(fā)送信號的切比雪夫包絡(luò)波形h(t)。

本實施例中設(shè)計參數(shù)中，窗長度L＝63，旁瓣衰減r＝80dB，其時域波形和頻域波形如附圖8所示。從圖8中可以看出，時域波形中切比雪夫窗是由近似0點開始，頻域旁瓣衰減為80dB。

(2)將(1)所設(shè)計的切比雪夫包絡(luò)波形h(t)在時域內(nèi)按預(yù)定的移位間隔進(jìn)行移位，其中，移位間隔為時間間隔△T(△T＝L/K＝21)。移位后，形成各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形h(t-i*△T)(由于N＝8，因此i為整數(shù)且取值為0～7)，移位后各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形圖如圖9所示。

(3)將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列。

具體的，可以將輸入的數(shù)字信號序列中的0轉(zhuǎn)換為+A，1轉(zhuǎn)換為-A，，A取值為非0任意數(shù)，以得到正負(fù)符號序列。例如，取A為1時，將輸入的{0,1}比特序列經(jīng)過BPSK調(diào)制轉(zhuǎn)換成{+1、-1}符號序列。

(4)將正負(fù)符號序列x_i(本實施例中x_i＝{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1})與(2) 生成的各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形h(t-i*△T)相乘，得到各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形x_ih(t-i*△T)；形成后的波形如圖10所示，其中三條不同的虛線表示相乘后的三個波形圖。

(5)將(4)所形成的各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形x_i h(t-i*△T)在時域上進(jìn)行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，即發(fā)送的信號。發(fā)射信號波形圖如圖10中的實線波形所示。

發(fā)送的信號可以表示為：

具體的，輸出信號序列通過下面方式確定：

當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由正符號與該時刻包絡(luò)波形相乘得到時，令該調(diào)制包絡(luò)波形的運算值為+A，當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由負(fù)符號與該時刻包絡(luò)波形相乘得到時，令該調(diào)制包絡(luò)波形的運算值為-A。對于每個移位間隔，將位于該移位間隔內(nèi)的調(diào)制包絡(luò)波形的運算值疊加，得出該移位間隔的輸出信號，從而形成輸出信號序列。

故，本實施例中，A取值為1時，疊加后的輸出符號(輸出信號序列)即為：s(t)＝{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}。

請參考圖11，為K路波形復(fù)用的原理示意圖，其呈平行四邊形形狀。其中，每一行表示一個所要發(fā)送的符號x_i與相應(yīng)時刻的包絡(luò)波形h(t-i*△T)相乘后得到的待發(fā)送信號波形x_ih(t-i*△T)。a₀～a_k-1表示對每個窗函數(shù)波形(包絡(luò)波形)進(jìn)行K次分段得到的每部分的系數(shù)值，具體為關(guān)于幅度值的系數(shù)。

由于將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列時，將輸入的數(shù)字信號序列中的0,1轉(zhuǎn)換為±A，A取值為非0任意數(shù)以得到正負(fù)符號序列。例如，A取值為1時，將輸入的{0,1}比特序列經(jīng)過BPSK調(diào)制轉(zhuǎn)換成{+1、-1}符號序列，以得到正負(fù)符號序列。所以圖12所示即為K路波形的符號疊加過程原理示意圖。圖12疊加過程中，第1行左邊3個數(shù)表示第1個輸入符號+1，第2行左邊3個數(shù)表示第2個輸入符號+1，第3行左邊3個數(shù)表示第3個輸入符號-1，第1行中間3個數(shù)表示第4個輸入符號-1，第2行中間3個數(shù)表示第5個輸入符號-1，第3行中間3個數(shù)表示第6個輸入符號+1，第1行右邊3個數(shù)表示第7個輸入符號-1，第2行右邊3個數(shù)表示第8個輸入符號+1。因此，三個波形疊加后，得到的輸出符號為{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}。

當(dāng)然，如果輸入符號的長度為其他數(shù)值時，可以按照圖11和圖12所示的方式進(jìn)行疊加，以得到輸出符號。

由于切比雪夫包絡(luò)波形在時域由0(0.0028，接近0)開始，具有平滑的波形，因此疊加后的波形較平滑，頻域帶寬較窄，使得疊加后的波形頻譜效率較高，發(fā)送信號所需的傳輸功率較低。又因為切比雪夫包絡(luò)波形可以自行設(shè)計旁瓣衰減，因此在實際系統(tǒng)中可根據(jù)系統(tǒng)性能指標(biāo)靈活配置。

請參考圖6和圖7，信號接收過程包括下面步驟：

(1)首先對接收信號進(jìn)行同步，包括載波同步、幀同步、符號時間同步等。

(2)根據(jù)取樣定理，對每一幀內(nèi)的接收信號進(jìn)行數(shù)字化處理。

(3)對接收到的波形按照波形發(fā)送時間間隔切割。

(4)對接收的信號進(jìn)行時間域內(nèi)的數(shù)據(jù)序列檢測，以進(jìn)行判決輸出，即按照一定的譯碼算法對切割后的波形進(jìn)行譯碼。

經(jīng)過上述(1)～(2)的預(yù)處理步驟后，波形切割后得到的接收符號序列為：s(t)＝{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}，對符號序列根據(jù)圖7輸入-輸出關(guān)系的樹圖和圖8節(jié)點狀態(tài)轉(zhuǎn)移關(guān)系圖，進(jìn)行符號之間的前后比較，得到節(jié)點轉(zhuǎn)移路徑。

圖13中，向上的樹枝為+1輸入，向下的樹枝為-1輸入。在第三枝以后該樹圖就變成重復(fù)的了，因為凡是從標(biāo)記為a的節(jié)點輻射出的樹枝都有同樣的輸出，該結(jié)論對節(jié)點b、c、d也同樣適用。它們不外乎是如圖14所示的幾種可能，從圖14中可以看出從節(jié)點a只能轉(zhuǎn)移到(經(jīng)輸入+1)節(jié)點a及(經(jīng)輸入-1)節(jié)點b，同時b只能到(輸入+1)c及(輸入-1)d，c只能到(輸入+1)a及(輸入-1)b，d只能到(輸入+1)c及(輸入-1)d。產(chǎn)生這種現(xiàn)象的原因很簡單，因為只有相鄰K(具體到本例是3)個符號才會形成相互干擾。所以當(dāng)?shù)贙位數(shù)據(jù)輸入到信道時，最早來的第1位數(shù)據(jù)已經(jīng)移出最右邊的一個移位單元了。因此信道的輸出除了取決于現(xiàn)時刻數(shù)據(jù)的輸入，還決定于前K-1個數(shù)據(jù)的輸入。

本案例中的節(jié)點狀態(tài)轉(zhuǎn)移如圖13中的加黑粗線所示，由于s(t)的第一個符號為+1，所以節(jié)點轉(zhuǎn)移路徑為：+1->a->a->b->d->d->c->b->c，根據(jù)此轉(zhuǎn)移關(guān)系即可求出輸入的符號序列為{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1}。

本實施例中，由于切比雪夫包絡(luò)波形在時域上較平滑，且旁瓣衰減較快，因此所需的傳輸功率較低，對波形進(jìn)行切割時精度更高，接收到的符號序列準(zhǔn)確度更好。

請參考圖15，為矩形波的時域和頻域波形圖。當(dāng)初始包絡(luò)波形選擇矩形波 包絡(luò)波形時，那么根據(jù)上述信號生成過程生成的各個信號和疊加后的波形圖如圖16所示，其中三條不同的虛線表示三個波形圖，實線表示疊加后的波形圖。

從圖16中可以看出，矩形波在時域上由1開始，并且?guī)捿^寬，在頻域上旁瓣衰減緩慢，因此時域疊加后的波形不平滑，頻域帶寬較寬，有效信號和無效信號難以區(qū)分，使得發(fā)送和接收信號過程中所需要的傳輸功率增加，接收信號過程中波形切割的準(zhǔn)確率和編解碼能力降低。在實際系統(tǒng)中傳輸速率相同和頻譜效率相同的情況下，使用矩形波時所需的傳輸功率和誤碼率都很高。

然而本實施例中采用的切比雪夫窗在時域的起點由0(0.0028，接近0)開始，旁瓣衰減較快，信號疊加后的波形平滑，頻域帶寬較窄，提高了波形切割過程的準(zhǔn)確率和編解碼過程的糾錯能力，降低了信號的傳輸功率，使得在頻譜效率一定時，使用較低的傳輸功率就能達(dá)到較高的傳輸速率。又因為切比雪夫窗可以自行設(shè)計旁瓣衰減，因此在實際系統(tǒng)中可根據(jù)系統(tǒng)性能指標(biāo)靈活配置。

另外，在其他實施例中，初始包絡(luò)波形還可以選擇各種以切比雪夫窗函數(shù)演變的函數(shù)的包絡(luò)波形，包括切比雪夫脈沖成型的連乘、各階導(dǎo)數(shù)、各階導(dǎo)數(shù)之和等函數(shù)的包絡(luò)波形，這些包絡(luò)波形在時域上同樣具有波形平滑的特點，因此采用這些包絡(luò)波形后均可以達(dá)到與采用切比雪夫包絡(luò)波形相近似的效果。

實施例二

本實施例以初始包絡(luò)波形分別為布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)、布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)復(fù)用波形，重疊復(fù)用次數(shù)K＝3，輸入符號長度N＝8，輸入符號x_i＝{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1}為例來說明OvTDM的信號發(fā)送和接收過程。

同樣請參考圖5，信號生成過程包括下面步驟：

(1)首先根據(jù)設(shè)計參數(shù)生成發(fā)送信號的布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)、布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)對應(yīng)的包絡(luò)波形h(t)。

本實施例中設(shè)計參數(shù)中的窗長度L＝63，其對應(yīng)的時域波形和頻域波形分別如圖17和圖18所示。

從圖17中可以看出，布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)的包絡(luò)波形在時域中是由近似0點開始，在后半部分幅值變?yōu)樨?fù)數(shù)，波形趨近于正弦波，頻域旁瓣衰減為40dB左右。

從圖18中可以看出，布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)的包絡(luò)波形在時域中是由近似0點開始，在后半部分幅值變?yōu)樨?fù)數(shù)，波形趨近于正弦波，頻域旁瓣衰減為100dB左右。

具體的，對于布萊克曼窗函數(shù)，其可通過下面公式表示：

ω(n)＝0.42-0.5cos(2πn/(N-1))+0.08cos(4πn/(N-1))

其中，N為窗長度，0≤n≤M-1，當(dāng)N為偶數(shù)時，M＝N/2，當(dāng)N為奇數(shù)時，M＝(N+1)/2。

需要說明的是，由于上述公式中，0≤n≤M-1，即得到的波形為前半部分布萊克曼窗，對于后半部分布萊克曼窗的波形(即M≤n≤N-1時)，其與前半部分的波形以直線n＝M呈軸對稱，即將前半部分波形沿直線n＝M水平翻轉(zhuǎn)后即可得到。

具體的，對于布萊克曼-哈里斯窗函數(shù)(對稱函數(shù))，其可通過下面公式表示：

ω(n)＝a0-a1cos(2πn/(N-1))+a2cos(4πn/(N-1))+a3cos(6πn/(N-1))

對于布萊克曼-哈里斯窗函數(shù)(周期函數(shù))，其可通過下面公式表示：

ω(n)＝a0-a1cos2πn/N+a2cos4πn/N+a3cos6πn/N

其中，N為窗長度，0≤n≤N-1，a0＝0.35875，a1＝0.48829，a2＝0.14128，a3＝0.01168。需要說明的是，上述公式中的n僅表示公式中的函數(shù)變量。

(2)將(1)所設(shè)計的布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)、布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)包絡(luò)波形h(t)在時域內(nèi)按預(yù)定的移位間隔進(jìn)行移位，其中，移位間隔為時間間隔△T(△T＝L/K＝21)。移位后，形成各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形h(t-i*△T)(由于N＝8，因此i為整數(shù)且取值為0～7)。

(3)將輸入的數(shù)字信號序列轉(zhuǎn)換成正負(fù)符號序列。

具體的，可以將輸入的數(shù)字信號序列中的0,1轉(zhuǎn)換為±A，A取值為非0任意數(shù)，以得到正負(fù)符號序列。例如，A取值為1時，將輸入的{0,1}比特序列經(jīng)過BPSK調(diào)制轉(zhuǎn)換成{+1、-1}符號序列。

(4)將正負(fù)符號序列x_i(本實施例中x_i＝{+1 +1 -1 -1 -1 +1 -1 +1})中的符號與(2)生成的各個時刻發(fā)送信號的偏移包絡(luò)波形h(t-i*△T)相乘，得到各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形x_ih(t-i*△T)；形成后的波形分別如圖19、20所示，其中三條不同的虛線表示相乘后的三個波形圖。

(5)將(4)所形成的各個時刻的調(diào)制包絡(luò)波形x_i h(t-i*△T)在時域上進(jìn)行疊加，以得到攜帶輸出信號序列的復(fù)調(diào)制包絡(luò)波形，即發(fā)送的信號。發(fā)射信號波形圖分別如圖19和圖20中的實線波形所示。

發(fā)送的信號可以表示為：

具體的，輸出信號序列通過下面方式確定：

當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由正符號與該時刻包絡(luò)波形相乘得到時，令該調(diào)制包絡(luò)波形的運算值為+A，當(dāng)調(diào)制包絡(luò)波形由負(fù)符號與該時刻包絡(luò)波形相乘得到時，令該調(diào)制包絡(luò)波形的運算值為-A。對于每個移位間隔，將位于該移位間隔內(nèi)的調(diào)制包絡(luò)波形的運算值疊加，得出該移位間隔的輸出信號，從而形成輸出信號序列。

故，本實施例中，A取值為1時，疊加后的輸出符號(輸出信號序列)即為：s(t)＝{+1 +2 +1 -1 -3 -1 -1 +1}。

初始包絡(luò)波形分別為布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)、布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)復(fù)用波形時，波形復(fù)用原理示及符號疊加過程原理與實施例一相同，請參考附圖11和圖12。

本實施例中，信號接收過程與實施例一采用切比雪夫包絡(luò)波形時的信號接收過程相同，因此，本實施例不再贅述。

由于布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)、布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)復(fù)用波形在時域上較平滑，且旁瓣衰減較快，因此所需的傳輸功率較低，對波形進(jìn)行切割時精度更高，接收到的符號序列準(zhǔn)確度更好。

矩形波的特點是主瓣比較集中，缺點是旁瓣較高，并有負(fù)旁瓣，導(dǎo)致變換中帶進(jìn)了高頻干擾和泄漏，甚至出現(xiàn)負(fù)頻譜現(xiàn)象，幅值識別精度最低。布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)和布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)復(fù)用波形的特點是主瓣寬，旁瓣比較低，幅值識別精度最高，有更好的選擇性。

以布萊克曼一階導(dǎo)數(shù)、布萊克曼-哈里斯一階導(dǎo)數(shù)為復(fù)用波形的OvTDM過程，信號發(fā)送過程中，時域波形平滑，頻域帶寬較窄，發(fā)送信號所需的傳輸功率較低，且頻譜利用率和傳輸速率都較高。接收信號過程中，由于波形在時域較平滑，因此在對波形切割時準(zhǔn)確度更高，降低了系統(tǒng)的誤碼率。系統(tǒng)性能較矩形波得到了很大的改善。

另外，在其他實施例中，初始包絡(luò)波形還可以選擇各種布萊克曼窗原型，或以布萊克曼窗函數(shù)演變的其他函數(shù)的包絡(luò)波形，包括布萊克曼脈沖成型的連乘、各階導(dǎo)數(shù)、各階導(dǎo)數(shù)之和等函數(shù)的包絡(luò)波形，采用這些包絡(luò)波形后均可以達(dá)到與采用布萊克曼波形一階導(dǎo)數(shù)相近似的效果。

或者，初始包絡(luò)波形選擇各種布萊克曼-哈里斯窗原型，或以布萊克曼-哈里斯窗函數(shù)演變的其他函數(shù)的包絡(luò)波形，包括布萊克曼-哈里斯脈沖成型的連乘、各階導(dǎo)數(shù)、各階導(dǎo)數(shù)之和等函數(shù)的包絡(luò)波形，這些包絡(luò)波形在時域上同樣具有波形平滑的特點，因此采用這些包絡(luò)波形后均可以達(dá)到與采用布萊克曼-哈里斯波形一階導(dǎo)數(shù)相近似的效果。

本發(fā)明提供的重疊時分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)由于初始包絡(luò)波形在時域內(nèi)平滑，使得疊加后的波形平滑，從而系統(tǒng)的傳輸功率呈線性緩慢增長，間接提高了頻譜利用率和傳輸速率。該重疊時分復(fù)用調(diào)制方法、裝置及系統(tǒng)可以應(yīng)用到移動通信、衛(wèi)星通信、微波視距通信、散射通信、大氣層光通信、紅外通信、水聲通信等無線通信系統(tǒng)中，既可以應(yīng)用于大容量無線傳輸，也可以應(yīng)用于小容量的輕型無線電系統(tǒng)。

本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，上述實施方式中各種方法的全部或部分步驟可以通過程序來指令相關(guān)硬件完成，該程序可以存儲于一計算機(jī)可讀存儲介質(zhì)中，存儲介質(zhì)可以包括：只讀存儲器、隨機(jī)存儲器、磁盤或光盤等。

以上應(yīng)用了具體個例對本發(fā)明進(jìn)行闡述，只是用于幫助理解本發(fā)明，并不用以限制本發(fā)明。對于本發(fā)明所屬技術(shù)領(lǐng)域的技術(shù)人員，依據(jù)本發(fā)明的思想，還可以做出若干簡單推演、變形或替換。