本發(fā)明涉及無線通信技術(shù)領(lǐng)域，特別OFDM系統(tǒng)技術(shù)領(lǐng)域，具體是指一種OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法。

背景技術(shù)：

信噪比是通信信號的關(guān)鍵參數(shù)，它是通信質(zhì)量的衡量指標(biāo)之一，在無線通信中的許多場合，如調(diào)制信號的識別、Turbo Code的迭代譯碼，移動通信中的功率控制、自適應(yīng)調(diào)制切換、自適應(yīng)越區(qū)切換等，都需要知道信噪比的數(shù)值，以獲得最佳的性能。因此，在自適應(yīng)OFDM的通信系統(tǒng)(OFDM，Orthogonal Frequency Division Multiplexing，正交頻分復(fù)用技術(shù))中，信噪比是實現(xiàn)多項通信技術(shù)的重要依據(jù)。

目前OFDM系統(tǒng)信噪比估計的方法大致可以分成兩類：一類是基于導(dǎo)頻數(shù)據(jù)輔助的信噪比估計方法，一類是盲估計方法。對于緩慢變化的信道，前者需要不斷地在每個子載波上發(fā)送導(dǎo)頻數(shù)據(jù)，這將降低通信系統(tǒng)信息傳輸效率；而盲估計方法是建立在有用信號和噪聲干擾統(tǒng)計特性的基礎(chǔ)上，無須發(fā)送導(dǎo)頻數(shù)據(jù)，因而其通信效率較高，但其估計性能不如前者。為了不降低通信系統(tǒng)信息傳輸效率和提高信噪比估計精度，一般采用盲估計方法，并尋求更好的方法以提高估計性能。

近年來國內(nèi)外在無線OFDM系統(tǒng)信噪比估計方面開展了一些研究。其中性能較好的Boumard方法和采用虛載波方法等。Boumard方法利用前導(dǎo)符號估計噪聲方差，利用子信道估計系數(shù)進(jìn)一步得到系統(tǒng)信噪比，但性能受時延擴(kuò)展的影響；虛載波方法的性能會受到具體系統(tǒng)濾波器的影響。

技術(shù)實現(xiàn)要素：

本發(fā)明的目的是克服了上述現(xiàn)有技術(shù)中的缺點，提供一種基于OFDM系統(tǒng)信號幀的前導(dǎo)符號實現(xiàn)的，復(fù)雜度低，信噪比估計性能好，精度更高，且實現(xiàn)方式簡單，實現(xiàn)成本低廉的OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法。

為了實現(xiàn)上述的目的，本發(fā)明的OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法采用以下步驟：

(1)對OFDM前導(dǎo)符號進(jìn)行傅里葉變換；

(2)根據(jù)經(jīng)傅里葉變換后的前導(dǎo)符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

(3)根據(jù)經(jīng)傅里葉變換后的前導(dǎo)符號獲取虛載波平均功率P_v；

(4)根據(jù)所述的信號平均功率和所述的虛載波平均功率確定信噪比為

該OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法中，所述的步驟(4)具體為：

以根據(jù)下式確定的平均信噪比作為所述的OFDM系統(tǒng)的信噪比：

上式中，為第k個子載波上的信道，根據(jù)下式確定：

上式中，M_2，k為第m個OFDM前導(dǎo)符號的第k個子載波上的接收數(shù)據(jù)Y_m，k的二階矩描述，W為噪聲方差。

該OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法中，所述的第m個OFDM前導(dǎo)符號的第k個子載波上的接收數(shù)據(jù)Y_m，k的二階矩描述根據(jù)下式確定：

上式中，L為OFDM前導(dǎo)符號的個數(shù)，||·||表示取模。

該OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法中，所述的噪聲方差W根據(jù)下式確定：

$W=\frac{1}{2}E\left\{{\left|\right|Y_{m,k}^{\′}-Y_{m+1,k}^{\′}\left|\right|}^2\right\}$

上式中，||·||表示取模。E{.|k}表示求條件期望，m＝0，1，...，L-1，L為OFDM前導(dǎo)符號的個數(shù)。

該OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法中，所述的前導(dǎo)符號包括短訓(xùn)練符號和長訓(xùn)練符號。

該OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法中，

所述的步驟(1)具體為：

(1-1)將短訓(xùn)練符號分為兩組，分別進(jìn)行傅里葉變換；

所述的步驟(2)具體為：

(2-1)根據(jù)其中一組經(jīng)傅里葉變換后的短訓(xùn)練符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

所述的步驟(3)具體為：

(3-1)根據(jù)其中另一組經(jīng)傅里葉變換后的短訓(xùn)練符號獲取虛載波平均功率P_v。

該OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法中，

所述的步驟(1)具體為：

(1-2)將兩個長訓(xùn)練符號分別進(jìn)行傅里葉變換；

所述的步驟(2)具體為：

(2-2)根據(jù)經(jīng)傅里葉變換后的長訓(xùn)練符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

所述的步驟(3)具體為：

(3-2)將兩個經(jīng)傅里葉變換后的長訓(xùn)練符號相減，得到的信號的功率為信道中噪聲功率的兩倍，進(jìn)而可以得到噪聲功率。

該OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法中，

所述的步驟(1)具體為：

(1-3)將短訓(xùn)練符號分為兩組，分別進(jìn)行傅里葉變換，并兩個長訓(xùn)練符號分別進(jìn)行傅里葉變換；

所述的步驟(2)具體為：

(2-3)根據(jù)其中一組經(jīng)傅里葉變換后的短訓(xùn)練符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

所述的步驟(3)具體為：

(3-3)將兩個經(jīng)傅里葉變換后的長訓(xùn)練符號相減，得到的信號的功率為信道中噪聲功率的兩倍，進(jìn)而可以得到噪聲功率。

該OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法中，

所述的步驟(1)具體為：

(1-4)將短訓(xùn)練符號分為兩組，分別進(jìn)行傅里葉變換，并兩個長訓(xùn)練符號分別進(jìn)行傅里葉變換；

所述的步驟(2)具體為：

(2-4)根據(jù)經(jīng)傅里葉變換后的長訓(xùn)練符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

所述的步驟(3)具體為：

(3-4)根據(jù)一組經(jīng)傅里葉變換后的短訓(xùn)練符號獲取虛載波平均功率P_v。

采用了該發(fā)明的OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法，由于其基于OFDM系統(tǒng)信號幀的前導(dǎo)符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率及虛載波平均功率進(jìn)而確定信噪比，因此，比現(xiàn)有技術(shù)中基于導(dǎo)頻輔助的信噪比的估計方法具有更高的通信效率；比采用虛載波進(jìn)行信噪比估計的方法的估計精度更高，同時，本發(fā)明的OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法復(fù)雜度低，實現(xiàn)方式簡單， 實現(xiàn)成本低廉。

附圖說明

圖1為本發(fā)明的OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法的步驟示意圖。

圖2為本發(fā)明采用的OFDM系統(tǒng)的OFDM前導(dǎo)符號結(jié)構(gòu)示意圖。

圖3為本發(fā)明的四種信噪比估計方法情況下的均方誤差曲線。

圖中，a-只使用短前導(dǎo)估計；b-只使用長前導(dǎo)估計；c-使用短前導(dǎo)和長前導(dǎo)結(jié)合估計；d-使用短前導(dǎo)(虛載波)和長前導(dǎo)估計。

圖4為設(shè)定輸入信噪比情況下輸出信噪比估計曲線。

具體實施方式

為了能夠更清楚地理解本發(fā)明的技術(shù)內(nèi)容，特舉以下實施例詳細(xì)說明。

請參閱圖1所示，為本發(fā)明的OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法的步驟示意圖。

在一種實施方式中，OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法，其特征在于，所述的方法包括以下步驟：

(1)對OFDM前導(dǎo)符號進(jìn)行傅里葉變換；

(2)根據(jù)經(jīng)傅里葉變換后的前導(dǎo)符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

(3)根據(jù)經(jīng)傅里葉變換后的前導(dǎo)符號獲取虛載波平均功率P_v；

(4)根據(jù)所述的信號平均功率和所述的虛載波平均功率確定信噪比為

在一種較優(yōu)選的實施方式中，所述的步驟(4)具體為：

以根據(jù)下式確定的平均信噪比作為所述的OFDM系統(tǒng)的信噪比：

上式中，為第k個子載波上的信道，根據(jù)下式確定：

上式中，M_2，k為第m個OFDM前導(dǎo)符號的第k個子載波上的接收數(shù)據(jù)Y_m，k的二階矩描述，W為噪聲方差。

在一種進(jìn)一步優(yōu)選的實施方式中，所述的第m個OFDM前導(dǎo)符號的第k個子載波上的接 收數(shù)據(jù)Y_m，k的二階矩描述根據(jù)下式確定：

上式中，L為OFDM前導(dǎo)符號的個數(shù)，||·||表示取模。

所述的噪聲方差W根據(jù)下式確定：

$W=\frac{1}{2}E\left\{{\left|\right|Y_{m,k}^{\′}-Y_{m+1,k}^{\′}\left|\right|}^2\right\}$

上式中，||·||表示取模。E{.|k}表示求條件期望，m＝0，1，...，L-1，L為OFDM前導(dǎo)符號的個數(shù)。

在另一種進(jìn)一步優(yōu)選的實施方式中，所述的前導(dǎo)符號包括短訓(xùn)練符號和長訓(xùn)練符號。前導(dǎo)符號的選用可以采用以下四種優(yōu)選實施方式中的任意一種。

第一種優(yōu)選的實施方式，所述的步驟(1)～(3)具體為：

(1-1)將短訓(xùn)練符號分為兩組，分別進(jìn)行傅里葉變換；

(2-1)根據(jù)其中一組經(jīng)傅里葉變換后的短訓(xùn)練符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

(3-1)根據(jù)其中另一組經(jīng)傅里葉變換后的短訓(xùn)練符號獲取虛載波平均功率P_v。

第二種優(yōu)選的實施方式，所述的步驟(1)～(3)具體為：

(1-2)將兩個長訓(xùn)練符號分別進(jìn)行傅里葉變換；

(2-2)根據(jù)經(jīng)傅里葉變換后的長訓(xùn)練符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

(3-2)將兩個經(jīng)傅里葉變換后的長訓(xùn)練符號相減，得到的信號的功率為信道中噪聲功率的兩倍，進(jìn)而可以得到噪聲功率。

第三種優(yōu)選的實施方式，所述的步驟(1)～(3)具體為：

(1-3)將短訓(xùn)練符號分為兩組，分別進(jìn)行傅里葉變換，并兩個長訓(xùn)練符號分別進(jìn)行傅里葉變換；

(2-3)根據(jù)其中一組經(jīng)傅里葉變換后的短訓(xùn)練符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

(3-3)將兩個經(jīng)傅里葉變換后的長訓(xùn)練符號相減，得到的信號的功率為信道中噪聲功率的兩倍，進(jìn)而可以得到噪聲功率。

第四種優(yōu)選的實施方式，所述的步驟(1)～(3)具體為：

(1-4)將短訓(xùn)練符號分為兩組，分別進(jìn)行傅里葉變換，并兩個長訓(xùn)練符號分別進(jìn)行傅里葉變換；

(2-4)根據(jù)經(jīng)傅里葉變換后的長訓(xùn)練符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率P_s；

(3-4)根據(jù)一組經(jīng)傅里葉變換后的短訓(xùn)練符號獲取虛載波平均功率P_v。

在實際應(yīng)用中，本發(fā)明的方法的OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法具體步驟如下：

本發(fā)明采用OFDM符號有效持續(xù)周期為T_U＝80μs和子載波總數(shù)為1024的OFDM系統(tǒng)。短前導(dǎo)和長前導(dǎo)均采用CAZAC序列，其循環(huán)前綴(CP)持續(xù)周期為即T_CP＝20μs，長前導(dǎo)符號循環(huán)前綴持續(xù)時間T_CP1＝40us，短前導(dǎo)持續(xù)時間T_short＝10*T_CP＝200us，有用子載波數(shù)N_S＝480，F(xiàn)FT/IFFT變換長度為1024，帶寬為6MHz，如圖2所示。

根據(jù)任何子載波上的高斯白噪聲具有相同的統(tǒng)計特性(其與子載波序號無關(guān))和前導(dǎo)OFDM符號中數(shù)據(jù)放置方式與數(shù)據(jù)OFDM符號中的相同的特點。首先對接收到的前導(dǎo)符號進(jìn)行FFT變換，然后分別計算數(shù)據(jù)子載波和虛載波的平均功率，即可得到信噪比估計值：

$S\hat{N}R=\frac{P_s}{P_v}---\left(1\right)$

式中，P_s為前導(dǎo)符號上數(shù)據(jù)符號子載波上的平均功率，和P_v為前導(dǎo)序列符號上虛載波上的信號平均功率，在此認(rèn)為為噪聲平均功率。上面的處理過程可以用圖1來表示。

在OFDM系統(tǒng)中，信號幀結(jié)構(gòu)往往采用前置前導(dǎo)符號加數(shù)據(jù)的結(jié)構(gòu)，如在無線局域網(wǎng)IEEE802.11a標(biāo)準(zhǔn)中，前導(dǎo)符號包括10個周期重復(fù)的短訓(xùn)練符號和2個周期重復(fù)的長訓(xùn)練符號，符號間隔與正常的OFDM符號相同。如圖2所示。所以提出四種信噪比估計方案：

1)只使用短前導(dǎo)符號

短訓(xùn)練符號是由CAZAC序列調(diào)制到載波上，然后將短訓(xùn)練符號分為兩組，分別做FFT變換，然后分別統(tǒng)計數(shù)據(jù)載波和虛載波的平均功率，即可計算出信噪比。

2)只使用長前導(dǎo)符號

兩個長前導(dǎo)符號是由CAZAC序列調(diào)制到載波上，然后分別做FFT變換，由于長前導(dǎo)符號中沒有虛載波，將FFT變換后的長前導(dǎo)符號相減，得到的信號的功率為信道中噪聲功率的兩倍，進(jìn)而可以得到噪聲功率，從而計算出信噪比。

3)短前導(dǎo)符號和長前導(dǎo)符號相結(jié)合

同時使用以上兩種方法，計算出數(shù)據(jù)載波功率和噪聲功率，從而計算出信噪比。

4)短前導(dǎo)符號(只使用虛載波)和長前導(dǎo)符號相結(jié)合

和第三種方法類似，短前導(dǎo)符號中只使用虛載波，不使用數(shù)據(jù)載波，因為短前導(dǎo)符號中數(shù)據(jù)載波數(shù)量較少，計算時誤差較大。

在OFDM系統(tǒng)中，頻域中第m個傳輸符號可以表示為：

C_m＝[c_m，0，c_m，1，...，c_m，k，...，c_m，N-1] (2)

上式中N表示IFFT長度，c_m，k表示第m個OFDM符號第k個子載波上的已調(diào)數(shù)據(jù)。已調(diào)數(shù)據(jù)經(jīng)過信道后，在接收端經(jīng)FFT處理后，第m個OFDM符號第k個子載波上的接收數(shù)據(jù)給出如下：

Y_m，k＝c_m，kH_m，k+n_m，k (3)

上式中n_m，k是零均值，方差為W的高斯白噪聲，且各個子載波間相互獨(dú)立。H_m，k為第k個子載波的信道系數(shù)，可以表示為：

$H_{m,k}=\underset{l=1}{\overset{G}{\mathrm{\Σ}}}h(\mathrm{mT},l{T}_s)\·e^{-j2\mathrm{\π}\frac{\mathrm{kl}}{N}}---\left(4\right)$

h(mT，lT_s)是第m個OFDM的無線信道沖擊響應(yīng)的離散采樣，T是OFDM符號周期，T_s是接收端的采樣周期，G是無線信道沖擊響應(yīng)的采樣長度。

在無線OFDM系統(tǒng)中，OFDM包的持續(xù)時間短于信道相干時間，則H_m，k可以被H_k代替。則對于OFDM的第L個符號，第k個子載波的SNRρ_k給出如下：

${\mathrm{\ρ}}_k=\frac{E\left\{{\left|\right|c_{m,k}\left|\right|}^2\right|k\}{\left|\right|H_k\left|\right|}^2}{W}---\left(5\right)$

上式中，||·||表示取模。E{.|k}表示求條件期望。m＝0，1，...，L-1。

則平均SNR給出如下：

${\mathrm{\ρ}}_{\mathrm{av}}=\frac{E\left\{E\right[{\left|\right|c_{m,k}\left|\right|}^2\left|k\right]{\left|\right|H_k\left|\right|}^2\}}{W}=E\left\{{\mathrm{\ρ}}_k\right\}---\left(6\right)$

上式中，k＝0，1，...，L-1，m＝0，1，...，L-1。

根據(jù)公式(3)，第m個和m+1個OFDM訓(xùn)練符號的前導(dǎo)給出如下：

Y_m，k＝c_m，kH_m，k+n_m，k (7)

Y_m+1，k＝c_m+1，kH_m+1，k+n_m+1，k (8)

這里c_m，k為已知數(shù)據(jù)。若c_m，k≠0，則假定||c_m，k||＝1。

當(dāng)c_m，k≠0，令

$Y_{m,k}^{\′}=Y_{m,k}\·c_{m,k}^{*}=H_k+n_{m,k}\·c_{m+1,k}^{*}=H_k+n_{m,k}^{\′}---\left(9\right)$

$Y_{m+1,k}^{\′}=Y_{m+1,k}\·c_{m,k}^{*}=H_k+n_{m+1,k}\·c_{m+1,k}^{*}=H_k+n_{m+1,k}^{\′}---\left(10\right)$

當(dāng)c_m，k＝0，令

Y′_m，k＝Y(jié)_m，k＝n_m，k＝n′_m，k (11)

Y′_m+1，k＝Y(jié)_m+1，k＝n_m+1，k＝n′_m+1，k (12)

考慮如下等式

E{||Y′_m，k-Y′_m+1，k||²}＝E{||n′_m，k-n′_m+1，k||²}＝2W (13)

所以，噪聲方差可按下式估計

$W=\frac{1}{2}E\left\{{\left|\right|Y_{m,k}^{\′}-Y_{m+1,k}^{\′}\left|\right|}^2\right\}---\left(14\right)$

實際中，因為噪聲的遍歷性上式可寫為

等式(3)的二階矩可以描述為

M_2，k＝E{||Y′_m，k||²}＝E{||c_m，kH_k||²}+E{||n′_m，k||²}＝P_k+W (16)

上式中，P_k是第k個子載波的信號功率。

從等式(14)和(15)，第k個子載波的信號功率可以描述為

P_k＝M_2，k-W (17)

則第k個子載波上的信道估計為

這里

上式中，L是OFDM符號個數(shù)。

則平均SNR可以表示為

綜上所述，從仿真結(jié)果圖3和圖4可以看出，本發(fā)明方法完全可行，與理論結(jié)果一致。本發(fā)明的關(guān)鍵點在于：

1)本發(fā)明采用基于前導(dǎo)符號的OFDM信噪比盲估計方法，相對于插入導(dǎo)頻的方法，具有不需要額外開銷，通信效率高等特點；

2)本發(fā)明采用基于前導(dǎo)符號的OFDM信噪比盲估計方法，相對于Boumard方法利用前導(dǎo)符號估計噪聲方差，利用子信道估計系數(shù)進(jìn)一步得到系統(tǒng)信噪比，其性能受時延擴(kuò)展的影響，本方法采用前導(dǎo)符號的相關(guān)函數(shù)估計系統(tǒng)信噪比，具有估計性能和精度高等優(yōu)勢；

3)本發(fā)明采用基于前導(dǎo)符號的OFDM信噪比盲估計方法，相對于采用虛載波估計方法，受具體系統(tǒng)濾波器影響，本方法采用虛載波和數(shù)據(jù)子載波相結(jié)合的方法，具有估計精度高，實現(xiàn)簡單，復(fù)雜度低等特點；

4)本發(fā)明采用基于前導(dǎo)符號的OFDM信噪比盲估計方法，根據(jù)短前導(dǎo)符號和長前導(dǎo)符號的特點，提出了四種信噪比估計方法可以根據(jù)具體的應(yīng)用場合靈活選用，以達(dá)到最佳估計性能和精度。

采用了該發(fā)明的OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法，由于其基于OFDM系統(tǒng)信號幀的前導(dǎo)符號獲取數(shù)據(jù)子載波平均功率及虛載波平均功率進(jìn)而確定信噪比，因此，比現(xiàn)有技術(shù)中基于導(dǎo)頻輔助的信噪比的估計方法具有更高的通信效率；比采用虛載波進(jìn)行信噪比估計的方法的估計精度更高，同時，本發(fā)明的OFDM系統(tǒng)的信噪比盲估計方法復(fù)雜度低，實現(xiàn)方式簡單，實現(xiàn)成本低廉。

在此說明書中，本發(fā)明已參照其特定的實施例作了描述。但是，很顯然仍可以作出各種修改和變換而不背離本發(fā)明的精神和范圍。因此，說明書和附圖應(yīng)被認(rèn)為是說明性的而非限制性的。