本發(fā)明是有關于一種解碼方法和裝置，且特別是一種能依據第二代數位衛(wèi)星廣播(DVB-S2)系統(tǒng)中幀頭信號內的幀起始(StartofFrame，SOF)序列所受到的相位偏差影響來進行補償，以進而解碼出第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)中的物理層信令碼(PhysicalLayerSignalingCode)之7個位元信息的解碼方法和裝置。
背景技術：
：DVB-S2是在基于前一代DVB-S的基礎下所發(fā)展出的第二代數位衛(wèi)星廣播標準。因此，相較于DVB-S系統(tǒng)，第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)在傳輸容量、調制與糾錯等能力表現上都具有更佳的性能提升。舉例來說，在前向錯誤更正(Forwarderrorcorrection，FEC)的技術上，第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)所采用的核心技術為具有較高編碼增益的低密度奇偶檢查(Low-densityparity-check，LDPC)碼，因此其不僅大大地提升了接收裝置的錯誤校正能力，亦可使得第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)所提供出的數據傳輸容量，能夠達到非常地逼近至夏農極限(ShannonLimit)所定義的理想數據傳輸容量。除此之外，在第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的標準規(guī)格中，所采用的LDPC碼的長度則又可進一步地被區(qū)分為普通幀(Normal)與短幀(Short)的兩種幀長度模式。另外一方面，在第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的傳輸過程中，主要是以幀(Frame)作為基本單位來進行傳輸。請參閱圖1，圖1是現有的第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的幀結構之示意圖。因此每一幀皆是經由一幀頭信號 (PL-Header)部份與一數據信號(Data)部份所構成，而幀頭信號部份則又主要是經由兩段特殊的同步碼所組成，其中一段為26個符碼且固定碼字為(18D2E82)HEX的幀起始(SOF)序列，而另一段則為第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)中7個位元(b1～b7)的物理層信令碼在使用了雷德穆勒碼(Reed-Mullercode)進行編碼運算后，所得到的64個符碼的編碼后物理層信令碼。詳細來說，編碼前的物理層信令碼的此7個位元(b1～b7)的信息包括為5個位元(b1～b5)的MODCOD信息及2個位元(b6～b7)的TPYE信息，其中MODCOD信息用以指示出當前幀的調制模式與碼率，而TPYE信息中的位元b6則是用以指示出當前幀的LDPC碼的長度為普通幀模式(64800位元)或短幀模式(16200位元)，TPYE信息中的位元b7則是用以指示出當前幀內是否有導頻信號的插入。因此，幀頭信號部份除了可用于作為接收裝置的同步之外，當接收裝置接收與解碼出幀頭信號部份內的物理層信令碼的此7個位元(b1～b7)后，則將可以相對地獲取知道發(fā)射裝置所傳輸的當前幀的調制模式、碼率與LDPC碼長度等信息，以致于使得整個第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)能夠正常地運作。對此，由于第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)中幀頭信號部份的解碼方法，仍會受到傳輸通道中所帶來的相位偏差而有所影響。因此為了有效地解決現有技術中對其相位偏差較為敏感的問題，并且使得第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)中的接收裝置能夠快速且精確地解碼出當前幀頭信號內的物理層信令碼的此7個位元信息，需要一種新的第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)物理層信令碼的解碼方法和裝置。技術實現要素：本發(fā)明實施例提供一種解碼方法，用以解碼出第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)中的物理層信令碼的7個位元。所述解碼方法的步驟如下。首先，接收具有M個符碼的幀頭信號。其次，使用此M個符碼中之幀起始序列的M1個符碼進行相偏估計運算，以計算出相位補償值。最后，使用此相位 補償值與此M個符碼中之幀起始序列之后的M2個符碼來決定出物理層信令碼的7個位元。其中M、M1與M2皆為正整數，且M等于M1與M2之和。本發(fā)明實施例另提供一解碼裝置，用以解碼出第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)中的物理層信令碼的7個位元。所述解碼裝置包括接收模塊、相偏估計模塊以及處理模塊。接收模塊用以接收具有M個符碼的幀頭信號。相偏估計模塊使用此M個符碼中之幀起始序列的M1個符碼進行相偏估計運算，以計算出相位補償值。處理模塊則使用此相位補償值與此M個符碼中之幀起始序列之后的M2個符碼來決定出物理層信令碼的7個位元。其中M、M1與M2皆為正整數，且M等于M1與M2之和。綜上所述，本發(fā)明實施例所提供的一種解碼方法和裝置，可以有效地解決現有技術中第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的物理層信令碼容易受相位偏差影響的問題。另外，在第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的物理層信令碼的編碼過程中，其編碼方式有一定的特性規(guī)律，因此，本發(fā)明實施例所提供的解碼方法和裝置可以利用此編碼方式中的特性規(guī)律作為已知信息，進而快速且精確地解碼出當前幀頭信號內的物理層信令碼的7個位元信息，從而降低解碼運算時間與運算量，并且提升其解碼性能。為使能更進一步了解本發(fā)明之特征及技術內容，請參閱以下有關本發(fā)明之詳細說明與附圖，但是此等說明與所附圖式僅系用來說明本發(fā)明，而非對本發(fā)明的權利范圍作任何的限制。附圖說明圖1是現有的第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的幀結構之示意圖。圖2A是本發(fā)明實施例所提供的物理層信令碼的編碼方式之示意圖。圖2B是本發(fā)明另一實施例所提供的物理層信令碼的編碼方式之示意圖。圖3是本發(fā)明實施例所提供的解碼方法之流程示意圖。圖4是本發(fā)明實施例所提供的解碼方法中計算出相位補償值之流程示意圖。圖5A是本發(fā)明實施例所提供的解碼方法中使用相位補償值以及決定出物理層信令碼的7個位元之流程示意圖。圖5B是本發(fā)明另一實施例所提供的解碼方法中使用相位補償值以及決定出物理層信令碼的7個位元之流程示意圖。圖6是本發(fā)明另一實施例所提供的解碼方法之流程示意圖。圖7是本發(fā)明另一實施例所提供的解碼方法中決定出物理層信令碼的第6個位元的位元值之流程示意圖。圖8是本發(fā)明實施例所提供的解碼裝置之功能方塊示意圖。具體實施方式在下文中，將藉由圖式說明本發(fā)明之各種實施例來詳細描述本發(fā)明。然而，本發(fā)明概念可能以許多不同形式來體現，且不應解釋為限于本文中所闡述之例示性實施例。此外，在圖式中相同參考數字可用以表示類似的組件。本發(fā)明實施例所提供的解碼方法和裝置，可以適用于第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的任何接收裝置中，換言之，本發(fā)明并不限制第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的具體實現方式。除此之外，一般情況下編碼后的物理層信令碼還 需要經過加擾以及調制的處理，才可以經由第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的發(fā)送裝置來進行傳輸，然本發(fā)明并不限制第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)所傳輸的物理層信令碼在加擾以及調制的詳細實現方式，本
技術領域：
中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。請參閱圖2A，圖2A是本發(fā)明實施例所提供的物理層信令碼的編碼方式之示意圖。詳細來說，第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的物理層信令碼b1～b7，為總長度7個位元的二進制碼，其中此物理層信令碼的前6個位元b1～b6，則會經由一個習知的6×32編碼矩陣G進行運算，以產生出總長度為32個位元的碼字y1～y32，而碼字y1作為輸出的第一個碼字。碼字y1再經過1位元的延遲后，會與此物理層信令碼的第7個位元b7進行異或(XOR)運算，以產生碼字y1⊕b7作為輸出的第二個碼字，接著，碼字y2被作為輸出的第三個碼字，其他輸出的第4～64個碼字則可以此類推。有此可知，此物理層信令碼b1～b7在經過編碼后，將會產生出總長度為64個位元的編碼序列y1、y1⊕b7、y2、y2⊕b7～y32、y32⊕b7。接著，對此64個位元的編碼序列進行加擾，并且再做π/2-BPSK的調制，以產生出總長度為64個符碼的編碼后物理層信令碼d1～d64。上述6×32編碼矩陣G表示如下：G=010101010101010101010101010101010011001100110011001100110011001100001111000011110000111100001111000000001111111100000000111111110000000000000000111111111111111111111111111111111111111111111111]]>。進一步來說，編碼序列中所輸出的第二個碼字y1⊕b7不是與輸出的第一碼字y1相同，就是與第一碼字y1正好相反。因此可以發(fā)現，由于異或運算的影響，所輸出的第二個碼字y1⊕b7的結果，將可以完全取決于物理層信令碼的第7個位元b7的值而得知，以此類推。對此，本發(fā)明實 施例中的物理層信令碼的前6個位元與編碼矩陣G的運算過程，可以進而簡化成以下方程序：[y1,y2,y3,......,y30,y31,y32]=[b1b2b3b4b5b6]×G]]>方程式(1)。接著，若物理層信令碼的第7個位元b7的位元值為0時，則編碼序列即表示為[y1,y1,y2,y2,y3,y3,......,y30,y30,y31,y31,y32,y32]，若物理層信令碼的第7個位元b7的位元值為1時，則編碼序列即表示為其中表示為對y取相反。另外，根據以上之教示，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，在此物理層信令碼的編碼方式過程中，對于此64個位元的編碼序列進行加擾，即可看作為是使用一個64個位元的擾碼序列[s1,s2,s3,......,s62,s63,s64]來對此編碼序列進行異或運算，以產生出64個位元的擾碼后編碼序列[p1,p2,p3,......,p62,p63,p64]。接著，將擾碼后編碼序列[p1,p2,p3,......,p62,p63,p64]進行π/2-BPSK的調制，以產生出總長度為64個符碼的編碼后物理層信令碼d1～d64，其結果可以進而簡化成以下方程序表示：dn=(1-2pn)ejπ4[2+(-1)n],n=1,2,......,63,64]]>方程式(2)。另外一方面，請參閱圖2B，圖2B是本發(fā)明另一實施例所提供的物理層信令碼的編碼方式之示意圖。相較于圖2A的方式，圖2B物理層信令碼的編碼方式在于，僅需要將此物理層信令碼的7個位元b1～b7，與一個7×64編碼矩陣G’直接進行運算，以產生出總長度為64個位元的編碼序列。接著，同樣地對此64個位元的編碼序列進行加擾，并且再做π/2-BPSK的調制，以產生出總長度為64個符碼的編碼后物理層信令碼d1～d64。上述7×64編碼矩陣G’則表示如下：G′=1111111111111111111111111111111111111111111111111111111111111111000000000000000000000000000000001111111111111111111111111111111100000000000000001111111111111111000000000000000011111111111111110000000011111111000000001111111100000000111111110000000011111111000011110000111100001111000011110000111100001111000011110000111100110011001100110011001100110011001100110011001100110011001100110101010101010101010101010101010101010101010101010101010101010101]]>。因此，通過現有技術可以進一步地簡化圖2A中用以產生出64個位元的編碼序列的方式，其簡化后的結果即表示為如下：[c1,c2,c3,c4,......,c61,c62,c63,c64]=[b6,b5,b4,b3,b2,b1,b7]×G′]]>方程式(3)，也就是說，于上述方程式(3)中，第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的物理層信令碼的7個位元b1～b7，將可以是直接經由與此7×64編碼矩陣G’進行運算，以產生出總長度為64個位元的編碼序列c1～c64。根據以上內容之教示，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，在圖2B物理層信令碼的編碼方式中，此7×64編碼矩陣G’相當于可以看作為一個由參數RM(1,6)的雷德穆勒碼所生成的矩陣。因此，在本發(fā)明實施例所提供的解碼方法中，解擾后的編碼序列將可以是采用阿達馬解碼算法來進行運算，以進而解碼出當前幀頭信號內的物理層信令碼的7個位元信息。另外一方面，在第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的傳輸過程中，由于同時考慮到頻率與相位偏差所帶來的影響，因此編碼后物理層信令碼d1～d64在經由傳輸信道之后，使得接收裝置所接收到的信號，將可以進一步地以下列方程式來表示：r(n)=α×dnej(2πΔfnTs+θ)+w(n)=α×dnej(2πϵn+θ)+w(n)=α(1-2pn)ejπ4[2+(-1)n]ej(2πϵn+θ)+w(n)]]>。方程式(4)其中n＝1,2,......,63,64，r(n)為接收裝置所接收到的信號，α為傳輸通道的衰弱因子，Δf為頻率偏差，TS為信號間隔時間，θ為初始相位偏差，w(n)為可加性白色高斯噪聲(AdditiveWhiteGaussianNoise，AWGN)，ε＝ΔfTS為歸一化頻率偏差。因此，根據以上內容之教示，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，上述參數ε乃會對于接收到的信號r(n)造成極大的變化影響。對此，以下更將使用一個針對上述接收到的信號r(n)進行現有解碼方法之例子來 做說明，以進一步地解釋出參數ε對于解碼出物理層信令碼的此7個位元信息時所帶來的實際影響。首先，接收裝置會將所接收到的信號r(n)進行π/2-BPSK的解調制，其解調制后的結果可進一步地以下列方程式來表示：u(n)=r(n)e-jπ4[1+(-1)n]=α(1-2pn)ejπ4ej(2πϵn+θ)+w1(n)]]>方程式(5)。其中且在n為奇數時為1，n為偶數時為-j。接著，對解調制后的結果進行解擾，其解擾后的結果即表示為如下：v(n)=(1-2sn)u(n)=(1-2sn)(1-2pn)αejπ4ej(2πϵn+θ)+w2(n)=(1-2sn)[1-2(cn⊕sn)]αejπ4ej(2πϵn+θ)+w2(n)=(1-2cn)αejπ4ej(2πϵn+θ)+w2(n)]]>方程式(6)。其中由于sn和cn為非0即1的二進制位元值，因此本
技術領域：
中具有通常知識者在利用窮舉法后，應該能夠容易地理解且驗證出下式的成立：(1-2sn)[1-2(sn⊕cn)]＝(1-2cn)，故于此不再多加冗述。另外， w2(n)＝(1-2sn)w1(n)，且(1-2sn)表示為擾碼序列在調制域的形式。最后，將解擾后的結果與一個64×64阿達馬矩陣作運算，以獲得一個1×64的相關值向量，其簡化的結果即表示為如下：z(m)=Σn=164h(m,n)v(n)=Σn=164h(m,n)(1-2cn)αejπ4ej(2πϵn+θ)+w3(n)]]>方程式(7)。其中m＝1,2,......,63,64，h(m,n)為此64×64阿達馬矩陣的第m行及第n列的元素值，且w3(n)=Σn=164h(m,n)w2(n).]]>接著，找出此相關值向量中的所有元素之絕對值平方最大者的列索引值，即并且進而藉由將此列索引值轉換為二進制碼，以解碼出當前幀頭信號中物理層信令碼的7個位元中的第1至第5與第7個位元(b1～b5與b7)的位元值。最后，同理可知，在理想的情況下(例如，無頻偏、無相偏與無噪聲等)，此相關值向量中的列索引值所對應的元素應可表示為如下方程序：z(m^opt)=64ejπ4,ifb6=0;-64ejπ4,ifb6=1;]]>方程式(8)。對此，明顯可知，接收裝置乃可以進一步地以透過對元素進行硬判決的方式，來決定出當前幀頭信號中物理層信令碼的7個位元中的第6個位元(b6)的位元值。有鑒于此，根據以上內容之教示，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，只有在參數ε很小的情況下，接收裝置才有可能正確地解碼出當前幀頭信號內的物理層信令碼的此7個位元信息。因此，一般情況下接收裝置還需要先經過對接收到的信號r(n)進行粗調的頻偏處理，才可以開始對幀頭信號進行解碼，然本發(fā)明并不限制第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)在粗調頻偏處理的詳細實現方式，本
技術領域：
中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。值得注意的是，為了更進一步說明關于相位偏差對于解碼出第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)中物理層信令碼的7個位元信息所帶來的影響，因此本發(fā)明則會是進一步地以假定參數ε已經很小的例子(即2πεn+θ≈θ)來做說明。對此，同理可知，接收裝置在找出相關值向量中的所有元素之絕對值平方最大者的列索引值時，其結果將可進一步地以如下方程序來表示：m^opt=maxm{|z(m)|2}=maxm{|Σn=164h(m,n)(1-2cn)αejπ4ej(2πϵn+θ)+w3(n)|2}≈maxm{|Σn=164h(m,n)(1-2cn)αe(π4+θ)+w3(n)|2}]]>方程式(9)。另外一方面，透過現有技術可以更進一步地簡化上述方程式(9)中的相關值向量中的所有元素之絕對值平方，其簡化后的結果即表示為如下：|Σn=164h(m,n)(1-2cn)αe(π4+θ)+w3(n)|2=|Σn=164h(m,n)(1-2cn)αe(π4+θ)+Σn=164w3(n)|2=|αf(m)e(π4+ω)|2=[αf(m)e(π4+θ)+ω]*[αf(m)e(π4+θ)+ω]=α2f2(m)+ω2+2Re{αωf(m)e-(π4+θ)≅α2f2(m)+Pw(m)]]>方程式(10)。其中方程式(10)中f(m)=Σn=164h(m,n)(1-2cn),]]>ω=Σn=164w3(n),]]>且表示為噪聲所帶來的影響。因此，方程式(9)將可簡化成如下表示：m^opt=maxm{α2f2(m)+Pw(m)}]]>方程式(11)。因此，根據以上內容之教示，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，初始相位偏差θ只會出現在噪聲項PW(m)中，而不會出現在α2f2(m)中，所以當在接收裝置找尋出列索引值的過程中，初始相位偏差θ所帶來的影響可以忽略不見。換言之，初始相位偏差θ對于接收裝置解碼出當前幀頭信號中物理層信令碼的第1至第5與第7個位元(b1～b5與b7)的位元值并不會有任何的影響。相反地，當接收裝置將通過對元素進行硬判決來決定出當前幀頭信號中物理層信令碼的第6個位元(b6)的位元值時，通過現有技術可以進一步地將其結果簡化為如下表示：z(m^opt)=αej(π4+θ)Σn=164h(m^opt,n)(1-2cn)+w3(n)=αej(π4+θ)f(m^opt)+w3(n)]]>方程式(12)。因此，即便在方程式(12)中對噪聲項w3(n)忽略不見的話，其仍屬為一個實數，因此顯然元素會受到初始相位偏差θ的影響，故初始相位偏差θ對于接收裝置是否能夠正確地解碼出當前幀頭信號中物理層信令碼的第6個位元(b6)的位元值具有較大的影響力。對此，本發(fā)明實施例的解碼方法主要精神乃在于，估測出幀頭信號內的相位偏差，并且藉此以對元素進行補償，以快速且精確地解碼出當前的幀頭信號中的物理層信令碼之7個位元信息。另外，如前面所述，由于幀頭信號內包括有一段26個符碼且固定碼字為(18D2E82)HEX的幀起始序列。因此，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，上述幀頭信號內所進行的相位偏差估算，乃可進一步地以采用所接收到的幀起始序列來進行估測。請參閱圖3，圖3是本發(fā)明實施例所提供的解碼方法之流程示意圖。首先，在步驟S301中，接收具有M個符碼的幀頭信號。其次，在步驟S303中，使用此M個符碼中幀起始序列的M1個符碼進行相偏估計運算，以計算出相位補償值。最后，在步驟S305中，使用相位補償值與此M個符碼中幀起始序列之后的M2個符碼來決定出物理層信令碼的7個位元。其中M、M1與M2皆為正整數，且M等于M1與M2之和。如前面所述，本發(fā)明實施例所提供的解碼方法為適用于第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)，但本發(fā)明并不限定于此。因此，若依照第二代數位衛(wèi)星廣播 系統(tǒng)的規(guī)格制定標準來說，幀頭信號的90個符碼是經由26個固定符碼的幀起始序列，以及64個符碼的編碼后物理層信令碼所組成，也就是說上述參數M將等于90，而M1等于26且M2等于64。另外一方面，為了更進一步說明關于步驟S303中計算出相位補償值的技術手段，以下將分別詳述步驟S303內的其中一種詳細實現方式，其并非用以限制本發(fā)明。請參閱圖4，圖4是本發(fā)明實施例所提供的解碼方法中計算出相位補償值之流程示意圖。圖4中部分與圖3相同之流程步驟以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節(jié)。請同時參閱圖3與圖4，步驟S303中包括有步驟S401～步驟S403。首先，在步驟S401中，會將幀起始序列的M1個符碼的符碼值調整至第一象限后進行累加運算，以獲得到向量偏差值。接著，在步驟S403中，使用反正切函數來對此向量偏差值進行運算，藉此計算出對應此向量偏差值的相位偏差值作為相位補償值。具體來說，假定一開始時此幀起始序列即表示為[a1,a2,………,a26](即M1等于26)時，此幀起始序列在經過π/2-BPSK的調制處理后，藉由方程式(4)可以發(fā)現，使得接收裝置所接收到的幀起始序列應進一步地表示為如下：rsof(m)=α(1-2am)ejπ4[2+(-1)m]ej(2πϵm+θ)+wsof(m)=αdsof(m)ej(2πϵm+θ)+wsof(m)]]>方程式(13)。其中m＝1,2,......,25,26，表示為經過π/2-BPSK的調制處理后的幀起始序列，且wsof(m)為可加性白色高斯噪聲。同理，當 在假定參數ε已經很小的例子(即2πεn+θ≈θ)下，方程式(13)將可進一步地簡化成如下表示：rsof(m)=αdsof(m)ejθ+wsof(m)]]>方程式(14)。對此，在步驟S401中進行運算以獲得到向量偏差值的方程式即可表示為如下：Asof=Σm=126(1-2am)e-jπ4[1+(-1)m]rsof(m)=26αej(π4+θ)+wsof′]]>方程式(15)。其中wsof′=Σm=126(1-2am)e-jπ4[1+(-1)m]wsof(m)]]>表示為噪聲分量。接著，在步驟S403中計算出對應此向量偏差值Asof的相位偏差值的方程式即可表示為如下：θ^=arctan{e-jπ4Asof}]]>方程式(16)。因此，根據以上內容之教示，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，在步驟S305中，接收裝置乃會是進一步地依據此相位偏差值作為相位補償值，來對元素進行補償，以快速且精確地解碼出當前的幀頭信號中的物理層信令碼之7個位元的信息。為了更進一步說明關于步驟 S305中進行補償并且決定出物理層信令碼的7個位元的技術手段，以下將分別詳述步驟S305內的其中一種詳細實現方式，其并非用以限制本發(fā)明。請參閱圖5A，圖5A是本發(fā)明實施例所提供的解碼方法中使用相位補償值以及決定出物理層信令碼的7個位元之流程示意圖。圖5A中部分與圖3相同之流程步驟以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節(jié)。請同時參閱圖3與圖5A，步驟S305中包括有步驟S501～步驟S505。首先，在步驟S501中，對M2個符碼進行解擾以產生出第一編碼序列，并且使用阿達馬解碼算法來對第一編碼序列進行運算，以獲得到對應第一編碼序列的1×M2的第一解碼向量。其次，在步驟S503中，根據第一解碼向量中的所有元素之絕對值平方最大者的列索引值來決定出物理層信令碼的7個位元中的第1至第5與第7個位元的位元值。最后，在步驟S505中，使用此相位補償值來對列索引值所對應的元素進行相位補償，并且藉此決定出物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值。詳細來說，步驟S501即為上述方程式(6)與(7)的詳細解碼步驟，故于此不再多加冗述。值得注意的是，在步驟S501中，所謂的阿達馬解碼算法的詳細技術手段，亦可以對第一編碼序列進行快速阿達馬轉換(FHT)，以獲得1×M2的第一解碼向量?？偠灾?，本發(fā)明并不限制阿達馬解碼算法的具體實現方式，本
技術領域：
中具有通常知識者可依據實際需求或應用來進行設計。另外一方面，步驟S503即為習知解碼出物理層信令碼的第1至第5與第7個位元的詳細解碼步驟，故于此不再多加冗述。除此之外，在步驟S505中進行相位補償后的列索引值所對應元素即可表示為因此，在步驟S505中以決定出物理層信令碼的第6個位元的位元值的硬判決規(guī)則可簡化表示為如下：Re{z(m^ope)e-jθ}+Im{z(m^ope)e-jθ}>0,iftrun:b6=0iffalse:b6=1]]>方程式(17)。換句話說，方程式(17)將會依據相位補償后的列索引值所對應元素的實部與虛部之和，來決定出物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值。另外一方面，復參閱圖3，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，在步驟S305中，也可以是依據此相位偏差值作為相位補償值，來對接收到的信號r(n)進行補償之后，再藉此解碼出當前的幀頭信號中的物理層信令碼之7個位元的信息。因此，請參閱圖5B，圖5B是本發(fā)明另一實施例所提供的解碼方法中使用相位補償值以及決定出物理層信令碼的7個位元之流程示意圖。圖5B中部分與圖3及圖5A相同之流程步驟以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節(jié)。請同時參閱圖3與圖5B，步驟S305中包括有步驟S507、步驟S503與步驟S509。首先，在步驟S507中，使用相位補償值來對M2個符碼進行相位補償，并且對相位補償后的M2個符碼值進行解擾以產生出第一編碼序列，以及使用阿達馬解碼算法來對第一編碼序列進行運算，以獲得到對應第一編碼序列的1×M2的第一解碼向量。其次，在步驟S503中，根據第一解碼向量中的所有元素之絕對值平方最大者的列索引值決定出物理層信令碼的7個位元中的第1至第5與第7個位元的位元值。最后，在步驟S509中，根據列索引值所對應元素的實部與虛部之和，來決定出物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值。也就是說，相較于圖5A的流程步驟，在圖5B的差異之處在于，接收裝置將會是先依據所計算出的相位補償值，來直接對所接收到的編碼后 物理層信令碼進行補償，并且進而在所有接收到的編碼后物理層信令碼都已抵銷掉相位偏差值所帶來的影響后，接收裝置將可使用習知的解碼方法來解碼出物理層信令碼的7個位元信息。因此，在步驟S507中進行相位補償后此M2個符碼值即可表示為{r(n)e-jθ,n＝1,2,......,64}。另外，在步驟S507中，所謂的解擾與阿達馬解碼算法的詳細技術手段，即為上述方程式(6)與(7)的詳細步驟，故于此不再多加冗述。值得注意的是，由于在圖5B的實施例中，接收裝置已先對于所接收到的編碼后物理層信令碼進行了相位補償。因此，在步驟S509中通過對元素進行判決來決定出當前幀頭信號中物理層信令碼的第6個位元(b6)的位元值的詳細技術手段，即為習知硬判決的詳細步驟，故于此不再多加冗述。如前面所述，列索引值所對應的元素容易受到初始相位偏差θ的影響，故初始相位偏差θ對于接收裝置是否能夠正確地解碼出當前幀頭信號中物理層信令碼的第6個位元(b6)的位元值具有較大的影響力。另外一方面，藉由方程式(15)之教示，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，接收裝置所獲得到向量偏差值Asof亦能夠直接作為此相位補償值，來對列索引值所對應的元素進行補償，以快速且精確地解碼出當前的幀頭信號中的物理層信令碼之7個位元的信息。因此，請參閱圖6，圖6是本發(fā)明另一實施例所提供的解碼方法之流程示意圖。圖6中部分與圖3、圖5A相同之流程步驟以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節(jié)。請同時參閱圖3、圖4、圖5A與圖6，可以發(fā)現相較于圖4與圖5A的流程步驟，圖6的差異之處在于，圖6中的步驟S303僅包括有步驟S601，且步驟S305包括有步驟S501～步驟S503與步驟S603。具體來說，在步驟S601中，接收裝置會將幀起始序列的M1個符碼的符碼值調整至第一象限后，并且進行累加以計算出此向量偏差值作為相位補償值。最后，在步驟S603中，接收裝置則是使用此相位補償值來對列索引值所對應的元素進行加減運算，并且藉此決定出物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值。詳細來說，藉由方程式(15)可以發(fā)現，在步驟S601中，接收裝置則是改以直接采用所計算出的向量偏差值Asof來作為此相位補償值，因此將可省略掉在接收裝置中進行方程式(16)的反正切函數運算，以致于能夠降低解碼運算的時間與運算量，并且提升其解碼性能。同理可知，在步驟S603中，接收裝置將勢必要改以采用不同于方程式(17)的補償及判決規(guī)則。為了更進一步說明關于步驟S603的技術手段，以下將分別詳述步驟S603內的其中一種詳細實現方式，其并非用以限制本發(fā)明。請參閱圖7，圖7是本發(fā)明另一實施例所提供的解碼方法中決定出物理層信令碼的第6個位元的位元值之流程示意圖。圖7中部分與圖6相同之流程步驟以相同之圖號標示，因此在此不再詳述其細節(jié)。請同時參閱圖6與圖7，步驟S603中包括有步驟S701～步驟S707。首先，在步驟S701中，接收裝置使用此相位補償值來對列索引值所對應的元素分別進行加法運算以及減法運算，并且對加法及減法運算的結果取絕對值平方，藉此分別獲得到第一度量值與第二度量值。接著，在步驟S703中，接收裝置判斷第一度量值是否大于第二度量值。在步驟S705中， 若第一度量值大于第二度量值時，則接收裝置決定物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值為0。在步驟S707中，若第一度量值小于或等于第二度量值時，則接收裝置決定物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值為1。詳細來說，藉由方程式(8)之教示，本
技術領域：
中具有通常知識者應可理解到，在理想情況下，若物理層信令碼的第6個位元(b6)的位元值為0時，方程式(15)中所計算出的向量偏差值Asof應該與向量中的列索引值所對應的元素正好同向。反之，若物理層信令碼的第6個位元(b6)的位元值為1時，方程式(15)中所計算出的向量偏差值Asof應該與向量中的列索引值所對應的元素正好反向。因此，根據以上內容之教示，在步驟S701～步驟S707中以決定出物理層信令碼的第6個位元的位元值的判決規(guī)則即可簡化表示為如下：|Asof+z(m^opt)|2>|Asof-z(m^opt)|2,iftrun:b6=0iffalse:b6=1]]>方程式(18)。綜上所述，本發(fā)明實施例所提供的解碼方法，可以有效地解決現有技術中第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的物理層信令碼容易受相位偏差影響的問題。另外，在第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的物理層信令碼的編碼過程中，其編碼方式有一定的特性規(guī)律。因此，本發(fā)明實施例所提供的解碼方法和裝置可以利用此編碼方式中的特性規(guī)律作為已知信息，進而快速且精確地解碼出當前幀頭信號內的物理層信令碼的7個位元信息，從而降低解碼運算時間與運算量，并且提升其解碼性能。為了更進一步說明關于解碼方法的運作流程，本發(fā)明進一步提供其解碼方法的一種實施方式。請參閱圖8，圖8是本發(fā)明實施例所提供的解碼 裝置之功能方塊示意圖。然而，下述的解碼裝置8僅是上述方法的其中一種實現方式，其并非用以限制本發(fā)明。所述的解碼裝置8用以解碼出第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)中的物理層信令碼的7個位元。所述的解碼裝置8可以包括接收模塊81、相偏估計模塊83以及處理模塊85。上述各組件可以是通過純硬件電路來實現，或者是通過硬件電路搭配固件或軟件來實現，總之，本發(fā)明并不限制解碼裝置8的具體實現方式。接收模塊81用以接收具有M個符碼的幀頭信號。相偏估計模塊83使用此M個符碼中之幀起始序列的M1個符碼進行相偏估計運算，以計算出相位補償值。處理模塊85則使用此相位補償值與M個符碼中之幀起始序列之后的M2個符碼來決定出物理層信令碼的7個位元。其中M、M1與M2皆為正整數，且M等于M1與M2之和。以下將使用圖2A或圖2B物理層信令碼的編碼方式的例子進行說明，但本發(fā)明并不限定于此。請同時參閱圖2A、圖2B、圖3、圖4與圖5A，第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)中的物理層信令碼的7個位元b1～b7進行編碼運算，并且經過加擾與調制后，以產生出總長度為64個符碼的編碼后物理層信令碼。另外，詳細的編碼與解碼步驟流程如前述實施例所述，于此不再多加冗述。若依照第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的規(guī)格制定標準來說，幀頭信號的90個符碼是經由26個固定符碼的幀起始序列，以及此64個符碼的編碼后物理層信令碼所組成，也就是說上述參數M將等于90，而M1等于26且M2等于64。首先，接收模塊81用以接收來自第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)傳輸的此幀頭信號。相偏估計模塊83會將幀起始序列的M1個符碼的符碼值調整至第一象限后進行累加運算，以獲得到向量偏差值，并且使用反正切函數 來對此向量偏差值進行運算，藉此計算出對應此向量偏差值的相位偏差值作為相位補償值。詳細的步驟流程如前述實施例所述，故于此不再多加冗述。另外一方面，處理模塊85對M2個符碼進行解擾以產生出第一編碼序列，并且使用阿達馬解碼算法來對第一編碼序列進行運算，以獲得到對應第一編碼序列的1×M2的第一解碼向量。接著，處理模塊85對根據第一解碼向量中的所有元素之絕對值平方最大者的列索引值來決定出物理層信令碼的7個位元中的第1至第5與第7個位元的位元值。最后，處理模塊85使用此相位補償值來對列索引值所對應的元素進行相位補償，并且藉此決定出物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值。詳細的步驟流程如前述實施例所述，故于此不再多加冗述。進一步來說，處理模塊85的目的乃在于，將計算出的相位偏差值來只對列索引值所對應的元素進行補償，以進而快速且精確地解碼出當前的幀頭信號中的物理層信令碼之7個位元的信息。另外一方面，如前面所述，處理模塊85也可以是先依據所計算出的相位補償值，來直接對所接收到的編碼后物理層信令碼進行補償。因此在所有接收到的編碼后物理層信令碼都已抵銷掉相位偏差值所帶來的影響之后，處理模塊85將可以使用習知的解碼方法來解碼出物理層信令碼的7個位元信息。因此，請同時參閱圖2A、圖2B、圖3、圖4與圖5B，處理模塊85使用相位補償值來對M2個符碼進行相位補償，并且對相位補償后的M2個符碼值進行解擾以產生出第一編碼序列，以及使用阿達馬解碼算法來對阿達馬解碼算法來對應第一編碼序列的1×M2的第一解碼向量。接著，處理模塊85根據第一解碼向量中的所有元素之絕對值平方最大者的列索引值決定出物理層信令碼的7個位元中的第1至第5與第7個位元的位元值。最后，處理模塊85根據列索引值所對應元素的實部與虛部之和，來 決定出物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值。詳細的步驟流程如前述實施例所述，故于此不再多加冗述。另外一方面，如前面所述，解碼裝置8也可以是直接改采用所計算出的向量偏差值來作為此相位補償值，以進一步地省略掉在相偏估計模塊83中進行的反正切函數運算，從而將可降低解碼運算的時間與運算量，并且提升其解碼性能。因此，請同時參閱圖3、圖5A、圖6與圖7可知，相偏估計模塊83會將幀起始序列的M1個符碼的符碼值調整至第一象限后，并且進行累加以計算出此向量偏差值作為相位補償值。詳細的步驟流程如前述實施例所述，故于此不再多加冗述。另外一方面，處理模塊85使用此相位補償值來對列索引值所對應的元素分別進行加法運算以及減法運算，并且對加法及減法運算的結果取絕對值平方，藉此分別獲得到第一度量值與第二度量值。接著，處理模塊85判斷第一度量值是否大于第二度量值。若第一度量值大于第二度量值時，則處理模塊85決定物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值為0。反之，若第一度量值小于或等于第二度量值時，則處理模塊85決定物理層信令碼的7個位元中的第6個位元的位元值為1。綜上所述，本發(fā)明實施例所提供的解碼方法和裝置，可以有效地解決現有技術中第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的物理層信令碼容易受相位偏差影響的問題。另外，在第二代數位衛(wèi)星廣播系統(tǒng)的物理層信令碼的編碼過程中，其編碼方式有一定的特性規(guī)律。因此，本發(fā)明實施例所提供的解碼方法和裝置可以利用此編碼方式中的特性規(guī)律作為已知信息，進而快速且精確地解碼出當前幀頭信號內的物理層信令碼的7個位元信息，從而降低解碼運算時間與運算量，并且提升其解碼性能。以上所述僅為本發(fā)明之實施例，其并非用以局限本發(fā)明之專利范圍?！痉栒f明】b1～b7：物理層信令碼G、G’：編碼矩陣SOF：幀起始序列PL-Header：幀頭信號Data：數據信號S301～S305、S401～S403、S501～S509、S601～S603、S701～S707：流程步驟8：解碼裝置81：接收模塊83：相偏估計模塊85：處理模塊。當前第1頁1 2 3