配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法及其裝置【技術(shù)領(lǐng)域】本發(fā)明關(guān)于配置射頻模塊內(nèi)至少一個(gè)頻率相依（frequencydependent，F(xiàn)D）正交/同相（I/Q）不平衡補(bǔ)償濾波器（imbalancecompensationfilter）的方法及裝置。

背景技術(shù)：
本發(fā)明的主要焦點(diǎn)和應(yīng)用是能夠在無線通信應(yīng)用中使用的射頻（RF）接收器領(lǐng)域。圖1為RF接收器體系結(jié)構(gòu)100的范例的簡化方框圖，可以在無線通信裝置中使用，例如第三代合作伙伴計(jì)劃（3GPPTM）用語中的用戶設(shè)備。在圖示的例子中，RF接收器體系結(jié)構(gòu)100包括一個(gè)同相（I）分支和一個(gè)正交（Q）分支。每個(gè)‘I’和‘Q’分支的輸入端可操作地耦接到天線105。在每個(gè)‘I’分支或‘Q’分支，經(jīng)由天線105接收的RF信號被提供給混頻器元件110或115，其將接收的RF信號與來自本地振蕩器120的正弦波信號混頻，將接收的RF信號的所需頻率信號下變頻至中頻或基帶頻率。被提供至‘I’和‘Q’分支其中之一（在所示的例子中，被提供至‘Q’分支）的來自本地振蕩器120的正弦信號相位偏移了90度。在每一個(gè)‘I’和‘Q’分支中由各自的混頻器110和115輸出的下變頻后信號接著被分別提供至低通濾波器（lowpassfilter，LPF）(hI(n),hQ(n))130、135（也可以分別表示為I-RXLPF、Q-RXLPF），其濾除掉下變頻信號不需要的頻率分量。濾波后的信號隨后被提供給模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器（ADC）140、145，其輸出代表濾波后下變頻信號的數(shù)字信號(zI(n),zQ(n))150、155。在實(shí)際的接收器中，同相和正交分支內(nèi)的模擬元件，特別是各自的低通濾波器130、135，傾向于不完全匹配，因此可以降低接收器的鏡像抑制比（imagerejectionratio，IRR），從而導(dǎo)致性能損失?，F(xiàn)代無線標(biāo)準(zhǔn)中高階調(diào)制方案的使用，例如在LTE（長期演進(jìn)）無線標(biāo)準(zhǔn)中使用的64-QAM調(diào)制和IEEE802.11ac無線標(biāo)準(zhǔn)中使用的256-QAM調(diào)制，規(guī)定40至50dB的高鏡像抑制比要求。此外，大帶寬的使用，例如，LTE中的20MHz和IEEE802.11ac中的160MHz，導(dǎo)致顯著的頻率相依I/Q不平衡。圖2為典型的I/Q不平衡補(bǔ)償體系結(jié)構(gòu)的范例的簡化方框圖，例如實(shí)現(xiàn)用于圖1的RF接收器100。嘗試使用模擬設(shè)計(jì)來減少I/Q不平衡會顯著增加RF芯片集的成本。正因如此，I/Q不平衡的補(bǔ)償優(yōu)選實(shí)現(xiàn)在數(shù)字域（例如數(shù)字信號處理組件200）中，但必須保持低成本、低面積和/或低功率。I/Q不平衡通常包括兩部分：頻率相依分量和頻率無關(guān)（frequencyindependent，F(xiàn)I）分量。在圖示例子中，I/Q不平衡補(bǔ)償?shù)捏w系結(jié)構(gòu)包括頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210和頻率無關(guān)I/Q不平衡補(bǔ)償標(biāo)量組件(α)220以及加法器組件230。在圖示例子中頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210實(shí)現(xiàn)在數(shù)字域的Q分支內(nèi)并被設(shè)置為過濾數(shù)字Q分支信號zQ(n)155，使得由Q分支模擬低通濾波器135和數(shù)字頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210執(zhí)行的聯(lián)合濾波匹配由I分支模擬低通濾波器130執(zhí)行的濾波。頻率無關(guān)I/Q不平衡補(bǔ)償標(biāo)量組件(α)220和加法器組件230補(bǔ)償頻率無關(guān)I/Q不平衡?；蛘哳l率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210可以實(shí)施在數(shù)字域的I分支內(nèi)并被設(shè)置為過濾數(shù)字I分支信號zI(n)150，使得由I分支模擬低通濾波器130和數(shù)字頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210執(zhí)行的聯(lián)合濾波匹配由Q分支模擬低通濾波器135執(zhí)行的濾波。在圖2所示例子中，在補(bǔ)償前進(jìn)入的數(shù)字信號可表示為：z(n)＝zI(n)+jzQ(n)（等式1）隨著頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償，該信號可表示為：u(n)＝uI(n)+juQ(n)（等式2）需注意的是，uI(n)＝zI(n)。同時(shí)用于補(bǔ)償I/Q不平衡的圖2所示基本結(jié)構(gòu)通常在RF接收器中實(shí)現(xiàn)，已經(jīng)提出了各種技術(shù)來配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210。用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的一種方法涉及基于訓(xùn)練的技術(shù)。用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的這樣一種基于訓(xùn)練的技術(shù)繪示于圖3a，該基于訓(xùn)練的技術(shù)包含使用特別設(shè)計(jì)的訓(xùn)練序列，該特別設(shè)計(jì)的訓(xùn)練序列經(jīng)過（through）從RF收發(fā)器模塊的發(fā)射器到接收器的回路以及RF前端。這樣的技術(shù)是確定性的（非隨機(jī)的），因此很快。然而，這種技術(shù)需要發(fā)射器頻率從接收器頻率偏移至用于配置的特定值，這可能需要對收發(fā)器架構(gòu)做有難度的修改。用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的另一種基于訓(xùn)練的方法繪示于圖3b，包含使用包絡(luò)檢測器（envelopedetector），由此在第一步驟（開關(guān)S1打開，開關(guān)S2閉合）RF收發(fā)器的發(fā)射器被配置為使用包絡(luò)檢測器，以及在第二步驟（開關(guān)S1閉合，開關(guān)S2打開）RF收發(fā)器的接收器被配置為使用包絡(luò)檢測器和來自發(fā)射器的回路。再次，這樣的技術(shù)是確定性的（非隨機(jī)的），因此很快。然而，該技術(shù)對發(fā)射器失真（如線性和諧波）很敏感。除了已經(jīng)提到的缺點(diǎn)，這種基于訓(xùn)練的方法還需要在基帶或射頻架構(gòu)中修改，并需要復(fù)雜的附加電路，如包絡(luò)檢測器或音調(diào)發(fā)生器（tone-generator）。此外，這種基于訓(xùn)練的方法不便于“即時(shí)地（on-the-fly）”配置。用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的另一種方法涉及使用盲（blind）算法。例如，用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的一種已知的盲算法技術(shù)繪示于圖3c，并包含使用非線性方程的迭代估計(jì)β(n)，如：（等式3）其中uQ(n)＝β(n)*zQ(n)以及uI(n)＝zI(n)。各種延遲處的zI(n)和zQ(n)的自相關(guān)函數(shù)（autocorrelation）是通過平均多個(gè)輸入數(shù)據(jù)取樣來計(jì)算的。這種技術(shù)的一個(gè)好處是，β(n)可以用圓（circularity）屬性來解決。然而，這種使用非線性迭代技術(shù)的解決方案涉及到使用矩陣求逆，因此對于長度大于3的濾波器，這種解決方案的復(fù)雜度是令人望而卻步的。用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的第二種已知的盲算法技術(shù)繪示于圖3d，其包含自適應(yīng)地更新頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的第k個(gè)抽頭（k-thtap）的估計(jì)，使用公式：（等式4）這種方法是之前的盲算法技術(shù)的有效粗近似，其具有的優(yōu)點(diǎn)是復(fù)雜度和存儲器需求降低。然而這種方法的結(jié)果是頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的低配置以及接收器的低性能。用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的再一個(gè)已知的盲算法技術(shù)包含獲取關(guān)于圖3c所示和上述第一種盲算法技術(shù)的zI(n)和zQ(n)的自相關(guān)函數(shù)。然后計(jì)算并除以自相關(guān)函數(shù)的離散傅里葉變換（DFT）以獲得β(n)的幅度。假設(shè)一個(gè)最小相位β(n)，然后使用希爾伯特變換（Hilberttransform）計(jì)算β(n)的相位。接著計(jì)算頻率響應(yīng)的離散傅里葉逆變換（IDFT）以獲得β(n)的脈沖響應(yīng)。有利的是，相較于圖3c所示和上述第一種盲算法技術(shù)，這種技術(shù)產(chǎn)生更低復(fù)雜度的幾乎線性的解決方案。然而，它仍然是要求大量處理/存儲器資源的相對高復(fù)雜度的解決方案。而且，底層頻譜估計(jì)方案是非參數(shù)的，因此性能一般較差。此外，在用于“即時(shí)地”配置的彌散信道（dispersivechannel）上性能下降，且性能對于導(dǎo)致有關(guān)采樣率范圍靈活性較小的頻譜零點(diǎn)（spectralnull）較敏感。除了已經(jīng)提到的缺點(diǎn)，這種已知的基于盲算法的方法通常遭受高復(fù)雜度影響，例如，要求使用迭代方法來求解非線性方程。用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的另一種已知的技術(shù)繪示于圖3e，且包含設(shè)置‘I’和‘Q’分支之間的相位差為45°。在引入任何I/Q不平衡之前，‘I’和‘Q’信號是相互正交的。通過改變‘I’和‘Q’分支之間的相位差到45°，I分支信號通過頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210泄漏到Q分支。通過使用I分支信號作為參考，β(n)可以采用自適應(yīng)噪聲消除來估計(jì)。有利的是，這種技術(shù)的計(jì)算復(fù)雜度類似于最小均方（leastmeansquare，LMS）運(yùn)算，因此遠(yuǎn)遠(yuǎn)低于已知的盲算法技術(shù)。但是，設(shè)置‘I’和‘Q’分支之間的相位差為45°需要本地振蕩器（localoscillator，LO）的頻率變成四倍，并且需要補(bǔ)償3dB的增益損耗、通常（25%占空比的本地振蕩器）。因此，這種技術(shù)的結(jié)果是RF電路的功耗增加，并且還導(dǎo)致當(dāng)余量（headroom）限制時(shí)噪聲性能的劣化。這些功率消耗增加和噪聲性能劣化對于更高頻率的設(shè)計(jì)（例如，用于LTE和IEEE802.11ac無線標(biāo)準(zhǔn)）尤其成問題。因此，需要一種用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器(β(n))210的技術(shù)，不需要或需要最小限度對收發(fā)器前端架構(gòu)附加電路或修改（其涉及增加功率消耗和/或成本），并且包含相較于已知的盲算法技術(shù)更低的復(fù)雜度，以最小化所需的數(shù)字邏輯。

技術(shù)實(shí)現(xiàn)要素：
因此，本發(fā)明的目的在于減輕、緩解或消除一個(gè)或多個(gè)上述個(gè)別或任何組合的缺點(diǎn)。本發(fā)明的各方面提供一種配置RF模塊內(nèi)至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法和其裝置。根據(jù)本發(fā)明第一方面，提供一種配置RF模塊內(nèi)至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法。該方法包含：將輸入信號應(yīng)用至該RF模塊的輸入端；為該RF模塊接收濾波后I路徑信號并獲得至少一個(gè)I路徑濾波估計(jì)值；為該RF模塊接收濾波后Q路徑信號并獲得至少一個(gè)Q路徑濾波估計(jì)值；以及至少部分地基于所述獲得的I路徑濾波估計(jì)值和Q路徑濾波估計(jì)值之間的至少一個(gè)比率，配置該至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器。根據(jù)本發(fā)明第二方面，提供一種配置RF模塊內(nèi)至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的濾波器系數(shù)配置模塊。該濾波器系數(shù)配置模塊被設(shè)置為：為該RF模塊接收濾波后I路徑信號并獲得至少一個(gè)I路徑濾波估計(jì)值；為該RF模塊接收濾波后Q路徑信號并獲得至少一個(gè)Q路徑濾波估計(jì)值；以及至少部分地基于所述獲得的I路徑濾波估計(jì)值和Q路徑濾波估計(jì)值之間的至少一個(gè)比率，為該至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器配置該至少一個(gè)系數(shù)。此外，本發(fā)明還提供包含上述濾波器系數(shù)配置模塊的集成電路和通信單元。本發(fā)明所提出的上述配置RF模塊內(nèi)至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法和其相關(guān)裝置可顯著降低計(jì)算復(fù)雜度。【附圖說明】圖1為RF接收器體系結(jié)構(gòu)100的簡化方框圖。圖2為典型的I/Q不平衡補(bǔ)償體系結(jié)構(gòu)的簡化方框圖。圖3a-3e為用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的已知方法的簡化方框圖。圖4為用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的一范例裝置400的簡化方框圖。圖5為橫向IIR濾波器440的一范例的簡化結(jié)構(gòu)圖。圖6為在RF模塊內(nèi)配置至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法范例的簡化流程圖600。圖7為用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的裝置700的一個(gè)替代實(shí)施例的簡化方框圖。圖8為配置RF模塊內(nèi)至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法范例的簡化流程圖800。圖9a和9b為用于配置RF收發(fā)器的每個(gè)RF接收器模塊和RF發(fā)射模塊內(nèi)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的裝置901和902的范例的簡化方框圖。【具體實(shí)施方式】本發(fā)明的實(shí)施例將根據(jù)一個(gè)或多個(gè)用于無線通信單元的RF收發(fā)器模塊（例如第三代合作伙伴計(jì)劃（3GPPTM）用語中的用戶設(shè)備）來進(jìn)行說明。然而，本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解在此描述的本發(fā)明概念可實(shí)現(xiàn)在包含離散I路徑和Q路徑濾波的任何類型的RF模塊、無線通信單元或無線收發(fā)器中。此外，由于本發(fā)明所示的實(shí)施例可以在大多數(shù)情況下使用本領(lǐng)域技術(shù)人員已知的電子元件和電路來實(shí)現(xiàn)，為了理解和欣賞本發(fā)明的基本概念并為了不混淆或脫離本發(fā)明的教導(dǎo)，若非以下必要說明，將不會在任何更大程度上解釋細(xì)節(jié)。參照圖4，其顯示了RF接收器模塊內(nèi)用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器（如圖2所示射頻接收器模塊100的頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210）的一范例裝置400的簡化方框圖。在圖4所示的該范例中，頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210形成無線通信單元（例如蜂窩電話手機(jī)）的一部分。這樣的無線通信單元是公知的技術(shù)，正因如此只有對于理解本發(fā)明有必要的通信單元的那些組件已經(jīng)圖示和描述，并且可以理解的是，通信單元可以包括各種其他沒有示出或描述的組件。裝置400包含為RF接收器模塊100內(nèi)的至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210配置一個(gè)或多個(gè)系數(shù)β(n)的濾波器系數(shù)配置模塊410。在圖示例子中，濾波器系數(shù)配置模塊410實(shí)現(xiàn)在數(shù)字域中，例如以數(shù)字硬件組件的方式在集成電路裝置405內(nèi)實(shí)現(xiàn)。在一些范例中，濾波器系數(shù)配置模塊410可與頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210實(shí)現(xiàn)在同一集成電路裝置中，如圖4中所示。在圖示例子中，濾波器系數(shù)配置模塊410經(jīng)由開關(guān)元件460選擇性耦接至每個(gè)I路徑ADC140和Q路徑ADC145的輸出。還可以提供另一開關(guān)元件470選擇性地將ADC140、145的輸出從接收器鏈的其余部分分離，例如在頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的配置期間。在這種方式下，濾波器系數(shù)配置模塊410被配置為為RF接收器模塊100接收濾波后I路徑信號，例如由I路徑ADC140輸出的數(shù)字信號(zI(n))150，并由此獲得至少一個(gè)I路徑濾波估計(jì)值wI(n)。濾波器系數(shù)配置模塊410還被設(shè)置為為RF接收器模塊100接收濾波后Q路徑信號，例如由Q路徑ADC145輸出的數(shù)字信號(zQ(n))155，并由此獲得至少一個(gè)Q路徑濾波估計(jì)值wQ(n)。濾波器系數(shù)配置模塊410還進(jìn)一步被配置為至少部分地基于所述獲得的I路徑濾波估計(jì)值和Q路徑濾波估計(jì)值之間的至少一個(gè)比率，為頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210配置系數(shù)β(n)。例如，圖4所示的頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210包含比如說長度L的濾波器組件。相應(yīng)地，濾波器系數(shù)配置模塊410可以被配置以獲得包含L個(gè)系數(shù)估計(jì)值的I路徑濾波估計(jì)wI(n)，以及包含L個(gè)系數(shù)估計(jì)值的Q路徑濾波估計(jì)wQ(n)。濾波器系數(shù)配置模塊410可以進(jìn)一步被配置為至少部分地基于所述獲得的I路徑系數(shù)估計(jì)值和Q路徑系數(shù)估計(jì)值之間的系數(shù)比，為頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的濾波器組件配置L個(gè)系數(shù)值。圖4所示的濾波器系數(shù)配置模塊410包含第一I路徑濾波估計(jì)器組件（也表示為“I-RXLPF估計(jì)器”）420，被設(shè)置為接收濾波后I路徑信號(zI(n))150，并由此獲得I路徑濾波估計(jì)值(wI(n))430。圖4所示的濾波器系數(shù)配置模塊410還包含第二Q路徑濾波估計(jì)器組件（也表示為“Q-RXLPF估計(jì)器）425，被設(shè)置為接收濾波后Q路徑信號zQ(n)155，并由此獲取Q路徑濾波估計(jì)值(wQ(n))435。然后可以基于由濾波估計(jì)器組件420、425得到的I路徑濾波估計(jì)值(wI(n))430和Q路徑濾波估計(jì)值(wQ(n))435之間的比率來配置用于頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的系數(shù)β(n)。傳統(tǒng)的盲算法技術(shù)依賴于獲得每個(gè)‘I’和‘Q’路徑上所執(zhí)行的完整濾波，以便為頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器計(jì)算系數(shù)β(n)，涉及這樣的運(yùn)算從而計(jì)算復(fù)雜度比較高。然而，本實(shí)施方式有利的是，通過使用I路徑濾波估計(jì)值(wI(n))430和Q路徑濾波估計(jì)值(wQ(n))435之間的比率來為頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210配置系數(shù)β(n)，沒有必要精確地獲取RF模塊內(nèi)每個(gè)‘I’和‘Q’路徑上所執(zhí)行的完整濾波。僅估計(jì)代表‘I’路徑濾波和‘Q’路徑濾波之間差異的濾波值就足夠了。因此，獲取這樣的估計(jì)濾波值的計(jì)算復(fù)雜度與傳統(tǒng)盲算法技術(shù)相比可以顯著降低。相應(yīng)地，圖4所示的濾波估計(jì)器組件420、425可利用任何合適的方式獲得各自的濾波估計(jì)值(wI(n))430和(wQ(n))435。例如，包含圓對稱分布（circularlysymmetricdistribution）的一輸入信號可以被應(yīng)用到射頻接收器模塊100的輸入，并可使用一個(gè)或多個(gè)線性預(yù)測技術(shù)來獲得濾波估計(jì)值(wI(n))430和(wQ(n))435。擬用于獲取濾波估計(jì)值(wI(n))430和(wQ(n))435的這樣一種線性預(yù)測技術(shù)包含使用列文遜-德賓遞歸算法（Levinson-DurbiRecursionalgorithm）。本領(lǐng)域技術(shù)人員可以理解，使用如列文遜-德賓遞歸算法的線性預(yù)測技術(shù)結(jié)果是可獲取代表RF模塊100各個(gè)‘I’和‘Q’路徑上執(zhí)行的逆（inverse）實(shí)際濾波的濾波估計(jì)值(wI(n))430和(wQ(n))435。然而，這些逆濾波值之間的比率正比于RF模塊100各個(gè)‘I’和‘Q’路徑上執(zhí)行的實(shí)際濾波的比率，并可被用于為頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210配置系數(shù)β(n)。顯然，獲得代表所執(zhí)行的逆濾波的估計(jì)值相比獲得所執(zhí)行的濾波的非逆（non-inverse）估計(jì)在計(jì)算上不那么復(fù)雜。使用線性預(yù)測技術(shù)估計(jì)‘I’和‘Q’路徑的逆濾波，特別是使用列文遜-德賓遞歸算法的一范例提供如下。下面的表1顯示在列文遜-德賓遞歸算法的每個(gè)第k次迭代（其中，k=2～L，L是頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的長度）中要計(jì)算或者要確定的數(shù)量，以及每次迭代的計(jì)算復(fù)雜度：表1在第一次迭代中，基于下式執(zhí)行初始化：隨后，計(jì)算向量a(k)：向量a(k)的大小隨著每一遞歸步驟（迭代）而增加。a(L+1)是最后想要的結(jié)果，包含長度L+1。初始化的計(jì)算復(fù)雜度可等于一次實(shí)數(shù)乘法-加法運(yùn)算和一次實(shí)數(shù)除法運(yùn)算。對于該算法的每個(gè)第k次迭代，計(jì)算復(fù)雜度可以等于2k-1次實(shí)數(shù)乘法-加法運(yùn)算和一次實(shí)數(shù)除法運(yùn)算。因此，初始化和該算法所有后續(xù)的迭代總的計(jì)算復(fù)雜度可等于L2+1次實(shí)數(shù)乘法-加法運(yùn)算和L次實(shí)數(shù)除法運(yùn)算。返回參考圖4，在一些實(shí)施例中濾波估計(jì)器組件420、425可利用被配置為執(zhí)行上述計(jì)算的硬件組件的方式來實(shí)現(xiàn)。例如，需要L+1個(gè)相關(guān)性來實(shí)現(xiàn)列文遜-德賓遞歸算法。該算法計(jì)算長度‘L+1’的向量，其第一元素為1并跟隨L個(gè)其他值。因此，每個(gè)濾波估計(jì)器組件420、425可包含L+1個(gè)緩沖區(qū)，用于儲存相應(yīng)的濾波后I路徑信號(zI(n))150和Q路徑信號(zQ(n))155的取樣。每個(gè)濾波估計(jì)器組件420、425還可以包含L+1個(gè)乘法器和L+1累加器（包含一個(gè)n位加法器和一個(gè)n位寄存器的n比特累加器），用于對所儲存的濾波后I路徑信號(zI(n))150和Q路徑信號(zQ(n))155的相應(yīng)取樣執(zhí)行所需要的乘法-加法運(yùn)算，以獲得濾波估計(jì)值(wI(n))430和(wQ(n))435。因此，所示范例中用于實(shí)現(xiàn)這兩個(gè)濾波估計(jì)器組件420、425的硬件組件所需的總數(shù)目可被限制為：-2(L+1)個(gè)緩沖區(qū)；-2(L+1)個(gè)乘法器；以及-2(L+1)個(gè)累加器。在圖4所示的范例中，頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210包含RF接收器模塊100的Q路徑內(nèi)的一個(gè)單一濾波器組件，被設(shè)置為對濾波后Q路徑信號(zQ(n))155應(yīng)用頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波。在這種方式中，頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償只應(yīng)用于濾波后Q路徑信號(zQ(n))155。相應(yīng)地，在圖4所示的該范例中，濾波器系數(shù)配置模塊410被配置為（至少部分地）基于I路徑濾波估計(jì)值(wI(n))430和Q路徑濾波估計(jì)值(wQ(n))435，為RF模塊100的I路徑和Q路徑確定一個(gè)或多個(gè)濾波比率值。然后可直接從為RF模塊100的I路徑和Q路徑所確定的濾波比率值中，大致上獲得用于頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的系數(shù)β(n)。為了直接基于所獲得的I路徑濾波估計(jì)值(wI(n))430和Q路徑濾波估計(jì)值(wQ(n))435之間的比率，來獲得用于頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的系數(shù)β(n)，需要在頻域除以I路徑濾波估計(jì)值(wI(n))430和Q路徑濾波估計(jì)值(wQ(n))435。然而，I路徑濾波估計(jì)值(wI(n))430和Q路徑濾波估計(jì)值(wQ(n))435是在時(shí)域中獲得的。執(zhí)行快速傅里葉變換（FastFourierTransform，F(xiàn)FT）來將濾波估計(jì)值轉(zhuǎn)換到頻域，其中濾波估計(jì)值可以被相除并隨后執(zhí)行快速傅里葉逆變換（InverseFastFourierTransform，IFFT）來將相除結(jié)果轉(zhuǎn)換回時(shí)域，這將需要很高的計(jì)算復(fù)雜度。通過在橫向（transversal）無限脈沖響應(yīng)（infiniteimpulseresponse，IIR）濾波器的正向抽頭（forwardtap）具備分子濾波器（numeratorfilter）以及在反向抽頭（reversetap）具備分母濾波器（denominatorfilter），等效運(yùn)算可以在時(shí)域中被執(zhí)行，并且獲得輸出用于脈沖序列輸入。在輸出端，我們只需要這么多的值作為抽頭數(shù)（即系數(shù)β(n)）用于補(bǔ)償。對于抽頭的實(shí)際數(shù)量，這個(gè)過程顯示為具有比FFT-IFFT方法更少的運(yùn)算次數(shù)。相應(yīng)地，圖4所示的濾波器系數(shù)配置模塊410被設(shè)置為使用這種橫向?yàn)V波器技術(shù)來確定濾波比率值，因此包含橫向IIR濾波器（也表示為“橫向?yàn)V波器”）440。圖5為橫向IIR濾波器440的一個(gè)范例的簡化結(jié)構(gòu)圖。在圖5所示的該范例中，橫向IIR濾波器440包含直接型-IIIIR的橫向?yàn)V波器結(jié)構(gòu)。長度L的脈沖經(jīng)過（passthrough）橫向?yàn)V波器結(jié)構(gòu)而獲得用于頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的系數(shù)β(n)。對于圖5所示的范例，通過橫向IIR濾波器440得到的系數(shù)β(n)可以表示為：用于頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210各個(gè)抽頭的各個(gè)系數(shù)值被定義為：β(0)=wI(0)β(1)=wQ(1)β(0)+wI(1)β(2)=wQ(1)β(1)+wQ(2)β(0)+wI(2)現(xiàn)在參照圖6，其為在RF模塊內(nèi)配置至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法范例的簡化流程圖600，例如可以使用圖4中所示的裝置400來實(shí)現(xiàn)。該方法開始于610并移動到步驟620，其中輸入信號被應(yīng)用至RF模塊的輸入。特別地，包含圓對稱分布的輸入信號可以被應(yīng)用到RF模塊的輸入。這樣的輸入信號可包含來自噪聲發(fā)生器的信號。例如，如圖4所示，噪聲發(fā)生器450的輸出可被選擇性地耦接到RF模塊100的輸入。在圖示范例中，開關(guān)460是可控制的，以將RF模塊100的輸入選擇性耦接至天線105或噪聲發(fā)生器450。噪聲發(fā)生器450可被設(shè)置為輸出包含有色噪聲或白噪聲的信號。噪聲發(fā)生器450可被選擇性地耦接至RF接收器100的低噪聲放大器（未示出）之前或之后。噪聲發(fā)生器450可以包含一個(gè)或多個(gè)離散組件，從RF接收器模塊中分離出來。在一些示范性實(shí)施例中，可以設(shè)想，由于射頻接收器模塊100形成收發(fā)器的一部分，該噪聲發(fā)生器450可從該收發(fā)器的發(fā)射器模塊（未示出）內(nèi)的一個(gè)或多個(gè)組件獲得，例如發(fā)射器的功率放大器。這樣的噪聲發(fā)生器450可以以任何合適的方式來實(shí)現(xiàn)。例如，該噪聲發(fā)生器450可以包含一個(gè)或多個(gè)：-反向偏壓二極管；-偏壓跨導(dǎo)器；-電阻，其后跟隨放大器；以及-偽隨機(jī)高斯噪聲源。在一些替代實(shí)施例中，在圖6方法的步驟620中應(yīng)用的輸入信號可包含經(jīng)由天線105接收的RF信號。也可以使用任何復(fù)信號，其中實(shí)部和虛部具有相等的能量和自相關(guān)函數(shù)，并且實(shí)部和虛部之間為零的互相關(guān)（cross-correlation）是圓形分布的。適當(dāng)類型的信號范例是滿足圓對稱標(biāo)準(zhǔn)的QAM（正交幅度調(diào)制）信號和PSK（相移鍵控）調(diào)制信號。因此，在天線105接收到的相應(yīng)的調(diào)制信號可以被用來在步驟620提供輸入信號。返回參考圖6，一旦合適的輸入信號在步驟620已被應(yīng)用到RF模塊的輸入，則該方法移到步驟630和635，其中濾波后I路徑信號和Q路徑信號分別被接收。例如，圖4的濾波器系數(shù)配置模塊410被配置為為RF接收器模塊100接收濾波后I路徑信號（包含由I路徑模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器（ADC）140所輸出的數(shù)字信號(zI(n))150）以及為RF接收器模塊100接收濾波后Q路徑信號（包含由Q路徑模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器（ADC）145所輸出的數(shù)字信號(zQ(n))155）。接著，在步驟640和645，I路徑濾波系數(shù)估計(jì)值wI(n)和Q路徑濾波系數(shù)估計(jì)值wQ(n)從所接收到的濾波后信號獲得。例如，正如上文中更詳細(xì)描述的，這些系數(shù)估計(jì)值可以使用線性預(yù)測（例如，使用列文遜-德賓遞歸算法）得出。步驟650，然后基于所獲得的I路徑濾波系數(shù)估計(jì)值和Q路徑濾波系數(shù)估計(jì)值來計(jì)算一個(gè)或多個(gè)補(bǔ)償濾波器系數(shù)值wI(n)/wQ(n)。例如，如上面更詳細(xì)描述的，補(bǔ)償濾波器系數(shù)值可以通過使用橫向IIR濾波器（如圖5所示的橫向IIR濾波器440）來計(jì)算。在步驟660，接著使用計(jì)算出的補(bǔ)償濾波器系數(shù)值wI(n)/wQ(n)來配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器內(nèi)的一個(gè)或多個(gè)系數(shù)，并且所述方法在步驟670結(jié)束。在圖4到6所示的范例中，頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器僅在RF接收器模塊100的Q路徑中包含一個(gè)濾波器組件。因此，參考圖4至6所描述的上述方法和裝置涉及在這樣一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器內(nèi)配置系數(shù)，該頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器在RF模塊的I路徑和Q路徑僅其中之一內(nèi)包含一個(gè)濾波器組件?，F(xiàn)在參照圖7，其為用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的一個(gè)替代實(shí)施例裝置700的簡化方框圖。在圖7所示的該范例中，頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210在RF接收模塊100的I路徑內(nèi)包含第一濾波器組件212以及在RF接收器模塊100的Q路徑內(nèi)還包含第二濾波器組件214。該裝置700包含濾波器系數(shù)配置模塊710，用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的第一濾波器組件212內(nèi)的一個(gè)或多個(gè)系數(shù)βI(n)，以及配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的第二濾波器組件214內(nèi)的一個(gè)或多個(gè)系數(shù)βQ(n)。如圖4所示的范例，圖7中的濾波器系數(shù)配置模塊710被設(shè)置為為RF接收器模塊100接收濾波后I路徑信號，例如由I路徑ADC140所輸出的數(shù)字信號(zI(n))150，并且包含I路徑濾波估計(jì)器組件420，被設(shè)置為由此獲得至少一個(gè)I路徑濾波估計(jì)值wI(n)。濾波器系數(shù)配置模塊410還被設(shè)置為為RF接收器模塊100接收濾波后Q路徑信號，例如由Q路徑ADC145所輸出的數(shù)字信號(zQ(n))155，并且包含Q路徑濾波估計(jì)器組件425，被設(shè)置為由此獲得至少一個(gè)Q路徑濾波估計(jì)值wQ(n)。濾波器系數(shù)配置模塊710被配置為至少部分地基于由濾波估計(jì)器組件420、425所獲得的I路徑濾波估計(jì)值wI(n)和Q路徑濾波估計(jì)值wQ(n)之間的至少一比率，來配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210。特別地，在圖7所示的該范例中，濾波系數(shù)配置模塊710被設(shè)置為至少部分地基于所獲得的I路徑濾波估計(jì)值wI(n)來配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的第一濾波器組件212內(nèi)的系數(shù)βI(n)，以及相應(yīng)地至少部分地基于所獲得的Q路徑濾波估計(jì)值wQ(n)來配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的第二濾波器組件214內(nèi)的系數(shù)βQ(n)。在這種方式中，頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的第一和第二濾波器組件212、214內(nèi)的系數(shù)βI(n)和βQ(n)的配置對應(yīng)于由濾波估計(jì)器組件420、425所獲得的I路徑濾波估計(jì)值wI(n)和Q路徑濾波估計(jì)值wQ(n)之間的比率。如前面提到的，使用線性預(yù)測技術(shù)（如列文遜-德賓遞歸算法）來獲得濾波估計(jì)值(wI(n))430和(wQ(n))435結(jié)果是可獲得代表RF模塊100各自‘I’路徑和‘Q’路徑中執(zhí)行的實(shí)際逆濾波的濾波估計(jì)值(wI(n))430和(wQ(n))435。相應(yīng)地，可以設(shè)想，頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的第一和第二濾波器組件212、214內(nèi)的系數(shù)βI(n)和βQ(n)可通過例如以用于RF接收器模塊100的模擬低通濾波器130、135的n理想濾波器值h(n)乘以濾波估計(jì)值(wI(n))430和(wQ(n))435（其包含估計(jì)的I路徑和Q路徑逆濾波值）來計(jì)算。在這種方式中，系數(shù)βI(n)和βQ(n)可以代表用于RF接收器模塊100的模擬低通濾波器130、135的理想濾波器值h(n)與由相應(yīng)的I路徑和Q路徑模擬低通濾波器130、135執(zhí)行的實(shí)際濾波（由濾波估計(jì)器組件420、425估計(jì)）之間各自的差異。因此，圖7所示范例中的濾波器系數(shù)配置模塊710包含I路徑系數(shù)發(fā)生器組件720，被設(shè)置為基于獲得的I路徑濾波估計(jì)值wI(n)和用于RF接收器模塊100的模擬低通濾波器130、135的理想濾波器值h(n)，為頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的第一濾波器組件212產(chǎn)生系數(shù)βI(n)，使得：βI(n)＝h(n)*wI(n)圖7所示的范例中的濾波器系數(shù)配置模塊710還包含Q路徑系數(shù)發(fā)生器組件725，被設(shè)置為基于獲得的Q路徑濾波估計(jì)值wQ(n)和用于RF接收器模塊100的模擬低通濾波器130、135的理想濾波器值h(n)，為頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的第二濾波器組件214產(chǎn)生系數(shù)βQ(n)，使得：βQ(n)＝h(n)*wQ(n)現(xiàn)在參照圖8，其為配置至少一個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法范例的簡化流程圖800，該頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器包含RF模塊100的I路徑內(nèi)的至少一個(gè)第一濾波器組件以及RF模塊100的Q路徑內(nèi)的至少一個(gè)第二濾波器組件，如可以使用圖7所示的裝置700來實(shí)現(xiàn)。該方法開始于810，并移動到步驟820，其中輸入信號被應(yīng)用到RF模塊的輸入。特別地，包含圓對稱分布的輸入信號可以被應(yīng)用到RF模塊的輸入。這樣的輸入信號可包含來自噪聲發(fā)生器的信號。例如，如圖7所示，噪聲發(fā)生器450的輸出可被選擇性地耦接到RF模塊100的輸入。在圖示范例中，開關(guān)460是可控制的，以將RF模塊100的輸入選擇性耦接至天線105或噪聲發(fā)生器450。一旦合適的輸入信號已被應(yīng)用到RF模塊的輸入，則該方法移到步驟830和835，其中濾波后I路徑和Q路徑信號分別被接收。例如，圖7的濾波器系數(shù)配置模塊710被配置為為RF接收器模塊100接收濾波后I路徑信號（包含由I路徑模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器（ADC）140所輸出的數(shù)字信號(zI(n))150）以及為RF接收器模塊100接收濾波后Q路徑信號（包含由Q路徑模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器（ADC）145所輸出的數(shù)字信號(zQ(n))155），I路徑濾波系數(shù)估計(jì)值wI(n)和Q路徑濾波系數(shù)估計(jì)值wQ(n)從所接收到的濾波后信號獲得（步驟840，845）。例如，正如上文中更詳細(xì)描述的，這些系數(shù)估計(jì)值可以使用線性預(yù)測（例如，使用列文遜-德賓遞歸算法）得出。已獲得I路徑和Q路徑濾波系數(shù)估計(jì)值后，該方法進(jìn)入到步驟850和855，其中分別為頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的I路徑和Q路徑濾波器組件計(jì)算補(bǔ)償濾波器系數(shù)值h(n)*wI(n)和h(n)*wQ(n)。例如，參考圖7上面描述的，基于各自獲得的I路徑濾波估計(jì)值wI(n)和Q路徑濾波估計(jì)值wQ(n)以及用于RF接收器模塊100的模擬低通濾波器130、135的理想濾波器值h(n)，可計(jì)算系數(shù)βI(n)和βQ(n)以用于頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的I路徑和Q路徑濾波器組件212、214。頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的I路徑和Q路徑濾波器組件依據(jù)各自計(jì)算得到的系數(shù)值h(n)*wI(n)和h(n)*wQ(n)，在步驟860和865中分別配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的I路徑濾波器組件的系數(shù)和Q路徑濾波器組件的系數(shù)。接著該方法在870結(jié)束。配置RF接收器模塊內(nèi)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法和裝置的范例已在前文中參照附圖描述。然而，可以設(shè)想，本發(fā)明并不限定于RF接收器模塊內(nèi)的頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的配置，而同樣可應(yīng)用于其他形式的復(fù)數(shù)（I/Q）RF模塊。圖9a和9b為用于配置RF收發(fā)器的每個(gè)RF接收器模塊和RF發(fā)射模塊內(nèi)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的裝置901和902的范例的簡化方框圖。在圖9a所示的第一配置階段中，模擬噪聲發(fā)生器910通過開關(guān)920可操作地耦接至RF接收器模塊前端930的輸入，并將輸入信號應(yīng)用于此。濾波器系數(shù)配置模塊（也表示為“I/Q不平衡配置”）940為RF接收器模塊接收濾波后I路徑和Q路徑信號，并由此獲得I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值。濾波器系數(shù)配置模塊940接著至少部分地基于所獲得的I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值之間的至少一比率，配置RF接收器模塊內(nèi)的一個(gè)或多個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器。例如，濾波器系數(shù)配置模塊940可通過圖4所示和以上描述的濾波器系數(shù)配置模塊410的方式來實(shí)現(xiàn)，或者通過圖7所示和以上描述的濾波器系數(shù)配置模塊710的方式來實(shí)現(xiàn)。以這種方式，接收器模塊的頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器使用來自模擬噪聲發(fā)生器910的輸入信號，至少部分地基于所獲得的I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值之間的至少一比率來首先被配置。在圖9b所示的第二配置階段中，開關(guān)920可操作地將RF發(fā)射器模塊前端950的輸出耦接至RF接收器模塊前端930的輸入，以及來自數(shù)字噪聲發(fā)生器960的噪聲信號被應(yīng)用至RF發(fā)射器模塊的輸入。在這種方式下，應(yīng)用至RF發(fā)射器模塊的輸入的噪聲信號穿過RF發(fā)射器模塊（在其中執(zhí)行離散的‘I’和‘Q’濾波）被傳遞，并回送到RF接收器模塊，其中執(zhí)行進(jìn)一步的離散‘I’和‘Q’濾波。濾波器系數(shù)配置模塊940為RF接收器模塊接收濾波后I路徑和Q路徑信號，并由此獲得I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值。例如，該濾波器系數(shù)配置模塊940可以使用第一配置階段為RF接收器模塊獲得的I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值，來獲得對應(yīng)于RF發(fā)射器模塊‘I’和‘Q’路徑內(nèi)所執(zhí)行的濾波的I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值。然后濾波系數(shù)配置模塊940可以至少部分地基于所獲得的對應(yīng)于RF發(fā)射器模塊‘I’和‘Q’路徑內(nèi)所執(zhí)行的濾波的I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值之間的至少一比率，配置RF接收器模塊內(nèi)的一個(gè)或多個(gè)頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器。在這種方式下，RF發(fā)射器模塊的頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器還可以使用來自數(shù)字噪聲發(fā)生器960的輸入信號，至少部分地基于所獲得的I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值之間的至少一比率，由濾波器系數(shù)配置模塊940來配置。本發(fā)明的示范性實(shí)施例已被描述為包含至少部分地基于所獲得的I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值之間的至少一比率，配置RF接收器模塊內(nèi)的頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的方法和/或裝置。本領(lǐng)域技術(shù)人員應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的示范性實(shí)施例包含盲算法，由此這樣的I路徑和Q路徑濾波估計(jì)值從接收的I路徑和Q路徑濾波后信號獲得。有利的是，實(shí)現(xiàn)本發(fā)明所需的盲算法相對于現(xiàn)有技術(shù)中的盲算法所包含的復(fù)雜度顯著降低。例如，如上所述，參考圖3c（涉及等式3）用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的第一已知盲算法技術(shù)需要4L個(gè)實(shí)數(shù)相關(guān)性（其中L是將被配置的頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器內(nèi)抽頭的數(shù)量），并具有2至4次LxL逆矩陣的復(fù)雜度，每次具有L3次復(fù)數(shù)乘法-加法運(yùn)算（立方復(fù)雜度）。涉及使用矩陣求逆的這樣的非線性迭代技術(shù)的使用意味著，對于長度大于3的濾波器，由于所需乘法器的數(shù)目以及實(shí)現(xiàn)這些乘法器所需的裸片面積，這種解決方案的復(fù)雜度是令人望而卻步的。如上所述，參考圖3c（涉及計(jì)算自相關(guān)函數(shù)的離散傅里葉變換并將它們相除以獲得幅度β(n)）用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的第二已知盲算法技術(shù)，僅需要3L個(gè)實(shí)數(shù)相關(guān)性。然而，這種已知的技術(shù)仍然包含的復(fù)雜度為：-64L+80L.log2(8L)次實(shí)數(shù)乘法運(yùn)算-80L.log2(8L)次實(shí)數(shù)加法運(yùn)算-4L次實(shí)數(shù)除法運(yùn)算因此，對于這種已知盲算法技術(shù)，比方說濾波器長度L為8將導(dǎo)致4352次實(shí)數(shù)乘法運(yùn)算、3840次實(shí)數(shù)加法運(yùn)算和32次實(shí)數(shù)除法運(yùn)算的復(fù)雜度。與此相反，本發(fā)明提出的技術(shù)需要的是3L個(gè)實(shí)數(shù)相關(guān)性，復(fù)雜度只為：-(5L2/2)-(L/2)+2次實(shí)數(shù)乘法運(yùn)算-(5L2/2)-(L/2)+2次實(shí)數(shù)加法運(yùn)算-2L次實(shí)數(shù)除法運(yùn)算因此，對于本發(fā)明所提出的技術(shù)，比方說濾波器長度L為8將導(dǎo)致158次實(shí)數(shù)乘法運(yùn)算、158次實(shí)數(shù)加法運(yùn)算和16次實(shí)數(shù)除法運(yùn)算的復(fù)雜度。有利的是，這種低計(jì)算復(fù)雜度使得頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的“即時(shí)地”配置能夠被執(zhí)行，例如，使用無線（over-the-air）發(fā)送的數(shù)據(jù)來進(jìn)行。以這種方式，在RF模塊的I路徑和/或Q路徑濾波中隨著時(shí)間推移的任何變化，例如，由于溫度和/或壓力的變化或僅僅是由于隨時(shí)間的變化作為組件老化的結(jié)果等，都可以進(jìn)行補(bǔ)償。此外，與上述參考圖3e描述的已知技術(shù)不同，本發(fā)明所提出的技術(shù)中RF模塊本身不需要顯著的修改，因此，射頻電路功耗增加，以及還有余量限制時(shí)噪聲性能退化的問題，大致上可避免。本發(fā)明所提出的技術(shù)的仿真還表明，性能對頻率無關(guān)I/Q不平衡的程度不敏感，不同于上述參考圖3e要求頻率無關(guān)I/Q平衡的已知技術(shù)。此外，具有2倍（2x）抽樣率的ADC元件在頻帶邊沿有零點(diǎn)（null）。上述參照圖3c用于配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的第二已知盲算法技術(shù)（涉及計(jì)算自相關(guān)函數(shù)的離散傅里葉變換并除以它們以獲得幅度β(n)）包含除以兩個(gè)頻率響應(yīng)。這些零點(diǎn)可能導(dǎo)致被零除的狀況，造成這種已知技術(shù)故障和失敗。與此相反，本發(fā)明提出的解決方案采樣率是穩(wěn)健的（robust）。本發(fā)明提出的解決方案衰落信道也是穩(wěn)健的，不同于上述參考圖3c的配置頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器的第二已知盲算法技術(shù)。在前述說明書中，已參照本發(fā)明的具體實(shí)施例來描述本發(fā)明。然而，顯而易見的是，可以做出各種修改和變化而不脫離如所附權(quán)利要求書中闡述的本發(fā)明更寬的精神和范圍。如本文中所討論的連接可以是適合于例如通過中間裝置從或向各個(gè)節(jié)點(diǎn)、單元或裝置傳輸信號的任何類型的連接。因此，除非暗示或另有說明，連接可以例如是直接連接或間接連接。該連接可被示為或描述參考作為單一連接、多個(gè)連接、單向連接、或雙向連接。然而，不同實(shí)施例可以改變連接的實(shí)現(xiàn)方式。例如，可以使用單獨(dú)的單向連接，而不是雙向連接，反之亦然。另外，多個(gè)連接可被替換為串行地或以時(shí)間復(fù)用方式傳輸多路信號的單一連接。同樣地，攜帶多個(gè)信號的單一連接可以被分離為攜帶這些信號子集的各種不同的連接。因此，存在許多選擇項(xiàng)用于傳輸信號。本領(lǐng)域技術(shù)人員將認(rèn)識到，邏輯塊之間的邊界僅僅是說明性的，并且替代實(shí)施例可以合并邏輯塊或電路元件，或者對各種邏輯塊或電路元件施加功能的替代分解。因此，應(yīng)當(dāng)理解，此處所描述的架構(gòu)僅僅是示例性的，并且事實(shí)上實(shí)現(xiàn)相同功能的許多其他體系結(jié)構(gòu)可以被實(shí)現(xiàn)。例如，在所示實(shí)施例中濾波器系數(shù)配置模塊410、710已被揭示為離散邏輯/功能組件。然而，在一些示范性實(shí)施例中，濾波器系數(shù)配置模塊410、710可以被實(shí)現(xiàn)為例如頻率相依I/Q不平衡補(bǔ)償濾波器210的整體元件。實(shí)現(xiàn)相同功能的組件的任何安排為有效地“關(guān)聯(lián)”，使得實(shí)現(xiàn)期望的功能。因此，本文任何兩個(gè)組件結(jié)合以實(shí)現(xiàn)特定功能可以被看作彼此“相關(guān)聯(lián)”，使得實(shí)現(xiàn)期望的功能，而不論架構(gòu)或中間組件。同樣地，如此關(guān)聯(lián)的任何兩個(gè)組件也可以看作是被“可操作地連接”或“可操作地耦接”于彼此以實(shí)現(xiàn)所需的功能。此外，本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認(rèn)識到，上述操作之間的邊界僅是說明性的。所述多個(gè)操作可被組合成一個(gè)單一操作，單個(gè)操作可以分散為附加的操作和時(shí)間上至少部分重疊可被執(zhí)行的操作。此外，替代實(shí)施例可以包含特定操作的多個(gè)實(shí)施例，并且操作的順序可以在各種其它實(shí)施例中被改變。還例如，在一個(gè)實(shí)施例中，圖示的范例可以被實(shí)現(xiàn)為位于單個(gè)集成電路上或同一設(shè)備內(nèi)的電路。例如，濾波器系數(shù)配置模塊410、710可以在包含RF收發(fā)器的RFIC裝置內(nèi)實(shí)現(xiàn)。備選地，實(shí)施例可以被實(shí)現(xiàn)為任何數(shù)量的以合適的方式彼此互連的單獨(dú)的集成電路或單獨(dú)的設(shè)備。例如，在一些實(shí)施例中，可以設(shè)想，濾波器系數(shù)配置模塊410、710可在分開的（例如，獨(dú)立的）集成電路器件中實(shí)現(xiàn)。濾波器系數(shù)配置模塊410、710，或它們的部分，可以被實(shí)現(xiàn)為物理電路的軟件或代碼表示或者可轉(zhuǎn)換成物理電路的邏輯代表的軟件或代碼表示，如任何適當(dāng)類型的硬件描述語言。此外，本發(fā)明并不限定于以非可編程硬件實(shí)施的物理設(shè)備或單元，也可以應(yīng)用于可編程器件中或應(yīng)用于通過根據(jù)合適的程序代碼操作而能夠執(zhí)行期望的裝置功能的單元中。然而，其它修改、變化和替換也是可能的。因此，本發(fā)明說明書和附圖被認(rèn)為是說明性的而不是限制性的。詞語“包含”不排除其它沒有在權(quán)利要求中列出的元件或步驟的存在。此外，如本文使用的術(shù)語“一”或“一個(gè)”，被定義為一個(gè)或多于一個(gè)。另外，權(quán)利要求中使用的引導(dǎo)性短語如“至少一個(gè)”和“一個(gè)或多個(gè)”，不應(yīng)解釋為暗示由“一”或“一個(gè)”引入另一權(quán)利要求元素，將包含這種引入的權(quán)利要求元素的任何特定的權(quán)利要求限定為只包含這樣一個(gè)元素的權(quán)利要求，即使當(dāng)同一權(quán)利要求包含引導(dǎo)性短語“一個(gè)或多個(gè)”或“至少一個(gè)”和“一”或“一個(gè)”。對于“一”或“一個(gè)”的使用同樣如此。除非另有說明，使用術(shù)語例如“第一”和“第二”在這些術(shù)語描述的要素之間任意區(qū)分。因此，這些術(shù)語不一定意圖指示此類要素的時(shí)間或其它優(yōu)先級。不爭事實(shí)是，被記載在相互不同的權(quán)利要求中的某些措施并不意味著這些技術(shù)措施的組合不能被有利地使用。