專(zhuān)利名稱(chēng):Iq失配校正電路的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域:
本發(fā)明涉及對(duì)從數(shù)字通信系統(tǒng)中的正交接收機(jī)輸出的I相(In-phase :同相)信 號(hào)和Q相(Quadrature :正交相位)信號(hào)間的失配(mismatch,相位誤差和振幅誤差)進(jìn)行 校正的電路。
背景技術(shù):
在無(wú)線(xiàn)或有線(xiàn)數(shù)字通信系統(tǒng)的標(biāo)準(zhǔn)的接收機(jī)中,包含被調(diào)制的信息的高頻信號(hào)被 解調(diào),以抽出所希望的信息信號(hào)。被抽出的信息信號(hào)被稱(chēng)為基帶信號(hào),通常是復(fù)數(shù)值,具有 I相(In-phase)成分和Q相(Quadrature)成分。I相和Q相信號(hào)在發(fā)送機(jī)一側(cè),以相位離 開(kāi)90°來(lái)確保正交性的方式被調(diào)制到載波上。進(jìn)而,I相和Q相信號(hào)通常具備相同的功率 特性,具有標(biāo)準(zhǔn)正交性。為了從接收信號(hào)抽出基帶信號(hào),通常使用正交接收機(jī)。
正交接收機(jī)100如圖9所示,具備接收接口 IOI,用于對(duì)從發(fā)送機(jī)側(cè)經(jīng)由無(wú)線(xiàn)或 有線(xiàn)信道發(fā)送來(lái)的發(fā)送信號(hào)進(jìn)行接收;電路102,用于將從接收接口 IOI輸出的接收信號(hào)SR 分離為2個(gè)正交的I相接收信號(hào)SRI和Q相接收信號(hào)SRQ ;以及低通濾波器107、 108,除去 I相接收信號(hào)SRI和Q相接收信號(hào)SRQ的高頻成分。此外,電路102構(gòu)成為具備2個(gè)混頻 器(mixer) 103、 104 ;局部振蕩器(local oscillator) 105、以及移相器106,將局部振蕩器 的振蕩信號(hào)SOL的相位移動(dòng)90° ,混頻器103將接收信號(hào)SR和局部振蕩器105的振蕩信號(hào) SL相乘而生成I相接收信號(hào)SRI,混頻器104將接收信號(hào)SR和移相器106的振蕩信號(hào)SLQ 相乘而生成Q相接收信號(hào)SRQ。從低通濾波器107、 108輸出的I相基帶信號(hào)SI和Q相基帶 信號(hào)SQ分別在AD轉(zhuǎn)換器109、 110被數(shù)字化,生成I相和Q相的各數(shù)字基帶信號(hào)SDI、SDQ。
在理想的通信鏈路中,在理論上數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ完全具有標(biāo)準(zhǔn)正交性,是 通過(guò)適合的解調(diào)電路能夠直接對(duì)規(guī)定的通信鏈路進(jìn)行處理的狀態(tài)。 可是,在實(shí)際的電路中,在傳輸路徑上存在的發(fā)送機(jī)、接收機(jī)、或雙方的各種缺陷, 導(dǎo)致I相的基帶信號(hào)SI和Q相的基帶信號(hào)SQ之間的標(biāo)準(zhǔn)正交性被損壞。標(biāo)準(zhǔn)正交性的損 失(稱(chēng)為"IQ失配")可以看作是I相基帶信號(hào)SI和Q相基帶信號(hào)SQ相互信號(hào)干擾。由 于該IQ失配,在發(fā)送機(jī)側(cè)的原來(lái)的基帶信號(hào)和從接收機(jī)輸出的基帶信號(hào)之間產(chǎn)生嚴(yán)重的 畸變。為了將在接收機(jī)的輸出端的畸變水平維持在允許范圍內(nèi),不損害通信鏈路的品質(zhì)和 有用性,損害通信鏈路的品質(zhì)和有用性的該畸變、正交性的損失(相位失配或相位誤差)、 以及能量的差異(增益失配或振幅誤差)需要被校正。 圖10中表示IQ失配導(dǎo)致的接收信號(hào)的品質(zhì)惡化的一個(gè)例子。圖10表示PAL視 頻圖像信號(hào)的IQ失配導(dǎo)致的品質(zhì)惡化,同圖(A)表示IQ失配產(chǎn)生前的理想的信號(hào)的功率 譜密度(PSD),同圖(B)表示IQ失配產(chǎn)生后的信號(hào)的功率譜密度。在圖10(A)中能夠確認(rèn) 視頻圖像載波信號(hào)201和聲音載波信號(hào)202的波峰。相對(duì)于此,在圖10(B)中,由于存在上 述2個(gè)波峰之外的干擾譜要素203、204,能夠確認(rèn)信號(hào)品質(zhì)的惡化。 在實(shí)際的系統(tǒng)設(shè)計(jì)中,上述IQ失配由不能容易控制的電子部件或電子裝置中固 有的因素而產(chǎn)生。為了良好地維持通信鏈路的性能,用于校正IQ失配的電路(IQ失配校正電路)必須具備在所希望的工作條件下,應(yīng)對(duì)由于規(guī)定的設(shè)計(jì)而可能產(chǎn)生的IQ故障的充分的能力。 通常,在實(shí)際的系統(tǒng)中使用的IQ失配校正電路,在通信信號(hào)頻帶的整體能夠校正固定的失配(相位失配和增益失配)。換言之,現(xiàn)有的IQ失配校正電路不能夠校正頻率依賴(lài)的相位IQ失配。 一種在與多載波通信系統(tǒng)相關(guān)的接收機(jī),或具備追加的調(diào)整電路的系統(tǒng)等中,能夠某種程度緩和頻率依賴(lài)的IQ失配系統(tǒng)已被公開(kāi)。可是,在該系統(tǒng)中,由于需要設(shè)
置傳輸線(xiàn)號(hào)的性質(zhì)上的幾個(gè)假定,或者需要成為系統(tǒng)的復(fù)雜性和成本高騰的因素的大規(guī)模的追加電路,所以不充分適合一般的接收機(jī)。 IQ失配校正電路的問(wèn)題是接收機(jī)的設(shè)計(jì)者等本領(lǐng)域技術(shù)人員所周知的,在各種應(yīng)用中,考慮了用于除去IQ失配或使其衰減的幾個(gè)方法和電路??墒?,這些方法和電路幾乎都以IQ失配不是頻率依賴(lài)為前提。也就是說(shuō),IQ失配在規(guī)定的通信信號(hào)頻帶的整體上是固定的。作為該前提的主要缺點(diǎn),是對(duì)應(yīng)的電路和系統(tǒng)不能夠校正頻率依賴(lài)的IQ失配。以成為在通信路徑頻帶中變動(dòng)過(guò)大、不可能不是頻率依賴(lài)的IQ失配特性的裝置或部件作為特征的眾多的通信鏈路,能夠?qū)嶒?yàn)地觀察。即,希望有能夠良好地校正頻率依賴(lài)的IQ失配的IQ失配校正電路。這里,應(yīng)該理解頻率依賴(lài)的IQ失配是普通的,不頻率依賴(lài)的IQ失配不如說(shuō)是特殊的、限定的。再有,能夠校正頻率依賴(lài)的IQ失配的校正電路,對(duì)不頻率依賴(lài)的IQ失配也能夠同樣地校正。 作為現(xiàn)有的IQ失配的校正技術(shù)或方法,在下述文獻(xiàn)1 8中公開(kāi)。例如,在文獻(xiàn)2中,公開(kāi)了一種數(shù)字電路設(shè)計(jì),其不需要與接收機(jī)的其它部分連接,就能夠?qū)Σ皇穷l率依賴(lài)的IQ失配進(jìn)行校正。此外,在文獻(xiàn)3、文獻(xiàn)4、或文獻(xiàn)8中,公開(kāi)了一種為了校正頻率依賴(lài)的IQ失配,在接收機(jī)側(cè)的模擬電路,或在發(fā)送機(jī)側(cè)生成調(diào)整用的信號(hào)的技術(shù),即、在接收機(jī)側(cè)的數(shù)字信號(hào)處理之外需要附加的電路的技術(shù)。此外,在該現(xiàn)有技術(shù)中,在需要附加的電路之外存在如下缺點(diǎn),即在接收機(jī)的模擬電路和對(duì)IQ失配進(jìn)行校正的數(shù)字電路例如由于從不同的制造廠(chǎng)商供給等的理由而分離的系統(tǒng)中,不能夠應(yīng)用的缺點(diǎn)。進(jìn)而,在該現(xiàn)有技術(shù)中,存在在失配條件變化的情況下,為了再調(diào)整,不停止接收就不能夠應(yīng)對(duì)該條件變化的缺點(diǎn)。也就是說(shuō),在導(dǎo)入到模擬電路的調(diào)整信號(hào)中,不能夠一邊接收規(guī)定的通信信號(hào)一邊追隨失配條件的變化。 文獻(xiàn)1 :美國(guó)專(zhuān)利第5157697號(hào)說(shuō)明書(shū)
文獻(xiàn)2 :美國(guó)專(zhuān)利第5705949號(hào)說(shuō)明書(shū)
文獻(xiàn)3 :美國(guó)專(zhuān)利第6330290號(hào)說(shuō)明書(shū)
文獻(xiàn)4 :美國(guó)專(zhuān)利第6898252號(hào)說(shuō)明書(shū)
文獻(xiàn)5 :美國(guó)專(zhuān)利第7158586號(hào)說(shuō)明書(shū)
文獻(xiàn)6 :美國(guó)專(zhuān)利第7274750號(hào)說(shuō)明書(shū)
文獻(xiàn)7 :美國(guó)專(zhuān)利第7298793號(hào)說(shuō)明書(shū) 文 獻(xiàn)8 :Koji Maeda等,"WideBand Image-Rejection Circuit forLow-IFReceivers", ISSCC 2006,26.
發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明正是鑒于上述現(xiàn)有的IQ失配校正技術(shù)的問(wèn)題點(diǎn)而完成的,其目的在于提供一種IQ失配校正電路,該電路是在接收機(jī)側(cè)的數(shù)字信號(hào)處理之外不需要附加的電路的
自主式電路,從正交接收機(jī)的其它部分獨(dú)立,能夠校正頻率依賴(lài)的IQ失配,能夠一邊連續(xù)地執(zhí)行接收處理,一邊調(diào)整IQ失配條件。 為了實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的IQ相位失配校正電路,是對(duì)I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)間的IQ相位失配進(jìn)行校正的IQ相位失配校正電路,其第一特征在于,構(gòu)成為具備第一數(shù)字濾波器,對(duì)時(shí)域的I相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理;第二數(shù)字濾波器,對(duì)時(shí)域的Q相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理;2以上的控制電路,在時(shí)域中,個(gè)別地生成用于導(dǎo)出所述第一和第二數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量,對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器供給;以及1對(duì)以上的分析濾波器,對(duì)于作為所述I相輸入信號(hào)的延遲信號(hào)和所述第二數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的差分或合成信號(hào)的I相輸出信號(hào)、和作為所述Q相輸入信號(hào)的延遲信號(hào)和所述第一數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的差分或合成信號(hào)的Q相輸出信號(hào),以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化,所述2以上的控制電路內(nèi)的1個(gè)第一控制電路,構(gòu)成為對(duì)所述I相輸出信號(hào)和所述Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)進(jìn)行測(cè)定,作為所述2以上的控制變量的1個(gè)的第一變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋,所述2以上的控制電路內(nèi)的所述第一控制電路以外的1個(gè)第二控制電路,構(gòu)成為對(duì)所述1對(duì)以上的分析濾波器內(nèi)的對(duì)應(yīng)的1對(duì)分析濾波器的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)進(jìn)行測(cè)定,作為所述2以上的控制變量的另一個(gè)的第二變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋。
為了實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的IQ增益失配校正電路,是對(duì)I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)間的IQ增益失配進(jìn)行校正的IQ增益失配校正電路,其第一特征在于,構(gòu)成為具備第一數(shù)字濾波器,對(duì)時(shí)域的I相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理;第二數(shù)字濾波器,對(duì)時(shí)域的Q相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理;2以上的控制電路,在時(shí)域中,個(gè)別地生成用于導(dǎo)出所述第一和第二數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量,對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋;以及1對(duì)以上的分析濾波器,對(duì)于作為所述第一數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的I相輸出信號(hào)、和作為所述Q相輸入信號(hào)的輸出信號(hào)的Q相輸出信號(hào),以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化,所述2以上的控制電路內(nèi)的1個(gè)第一控制電路,構(gòu)成為對(duì)所述I相輸出信號(hào)和所述Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ增益失配狀態(tài)進(jìn)行測(cè)定,作為所述2以上的控制變量的1個(gè)的第一變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋,所述2以上的控制電路內(nèi)的所述第一控制電路以外的1個(gè)第二控制電路,構(gòu)成為對(duì)所述1對(duì)以上的分析濾波器內(nèi)的對(duì)應(yīng)的1對(duì)分析濾波器的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ增益失配狀態(tài)進(jìn)行測(cè)定,作為所述2以上的控制變量的另一個(gè)的第二變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋。
上述第一特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路,均構(gòu)成為對(duì)I相和Q相的各輸入信號(hào)使用第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行濾波處理,對(duì)I相和Q相的輸入信號(hào)間的IQ相位失配或增益失配進(jìn)行校正,作為I相和Q相輸出信號(hào)進(jìn)行輸出,進(jìn)而,構(gòu)成為決定第一和第二數(shù)字濾波器的傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù),以從I相和Q相輸出信號(hào)經(jīng)由第一控制電路的第一反饋環(huán)、和從I相和Q相輸出信號(hào)在分析濾波器頻率特性變化之后,經(jīng)由第二控制電路的第二反饋環(huán)來(lái)決定,第一和第二數(shù)字濾波器通過(guò)2系統(tǒng)的反饋環(huán)而分別作為適應(yīng)濾波器而構(gòu)成。
某個(gè)頻率的IQ相位失配或IQ增益失配的校正依賴(lài)于在該頻率的第一和第二數(shù)字 濾波器的頻率響應(yīng)特性,校正量和頻率響應(yīng)特性的關(guān)系雖然不是線(xiàn)形,但頻率響應(yīng)越大,校 正量變得越大。這里,在第一和第二數(shù)字濾波器為O次數(shù)字濾波器(即,僅進(jìn)行增益調(diào)整) 的情況下,頻率響應(yīng)特性是平坦的,即沒(méi)有頻率依賴(lài),但在本發(fā)明中,由于傳遞函數(shù)的系數(shù) 是2以上,即是l次以上的數(shù)字濾波器,所以頻率響應(yīng)根據(jù)頻率而變化。也就是說(shuō),通過(guò)使 第一和第二數(shù)字濾波器適應(yīng)化,能夠?qū)︻l率依賴(lài)的IQ相位失配或IQ增益失配進(jìn)行校正。
更詳細(xì)地,在IQ相位失配校正電路的情況下,由于是通過(guò)I相和Q相的一方側(cè)的 輸入信號(hào)、與另一方側(cè)的被數(shù)字濾波處理后的輸入信號(hào)的差分或合成,輸出校正后的I相 和Q相的各輸出信號(hào)的結(jié)構(gòu),此外,由于IQ相位失配的校正是對(duì)在I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸 入信號(hào)中對(duì)方側(cè)的信號(hào)成分混入的情況進(jìn)行抵消的工作,所以在第一和第二數(shù)字濾波器間 頻率響應(yīng)特性相同也好不相同也好,IQ相位失配的校正量依賴(lài)于第一和第二數(shù)字濾波器的 頻率響應(yīng)特性。相對(duì)于此,在IQ增益失配校正電路的情況下,IQ增益失配的校正是對(duì)I相 側(cè)和Q相側(cè)的各輸入信號(hào)的振幅不同的情況進(jìn)行校正的工作,在第一和第二數(shù)字濾波器之 間需要頻率響應(yīng)的比具有頻率依賴(lài)性,在第一和第二數(shù)字濾波器間傳遞函數(shù)相互不同。
進(jìn)而,在將第一和第二數(shù)字濾波器作為適應(yīng)濾波器而構(gòu)成時(shí),各個(gè)傳遞系數(shù)獨(dú)立 地適應(yīng)化是重要的。也就是說(shuō),在IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路中,各失配 電路的2以上的控制電路分別對(duì)I相側(cè)和Q相側(cè)的各被處理信號(hào)間的被時(shí)間平均后的IQ 失配狀態(tài)(IQ相位失配狀態(tài)或IQ增益失配狀態(tài))進(jìn)行測(cè)定,作為控制變量對(duì)第一和第二數(shù) 字濾波器進(jìn)行反饋,由于執(zhí)行這樣的共同的處理,成為各控制電路的處理對(duì)象的I相側(cè)和Q 相側(cè)的各被處理信號(hào)必須不是相同信號(hào)內(nèi)容。也就是說(shuō),在輸入到2以上的控制電路的各 對(duì)被處理信號(hào)間,需要信號(hào)的分集(diversity)。在本發(fā)明中,通過(guò)利用分析濾波器的頻率 特性的變化,實(shí)現(xiàn)被處理信號(hào)間的信號(hào)的分集。結(jié)果,能夠個(gè)別地獨(dú)立對(duì)在2個(gè)不同頻率的 不同IQ失配狀態(tài)進(jìn)行校正,結(jié)果是頻率依賴(lài)的IQ相位失配和增益失配被分別校正。
進(jìn)而,在上述第一特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路中,第一和 第二數(shù)字濾波器、各控制電路以及各分析濾波器在時(shí)域中,為了處理逐次輸入的信號(hào),不中 斷數(shù)字基帶信號(hào)的接收、即不中斷在接收機(jī)側(cè)的接收處理和解調(diào)處理,就能夠在實(shí)際時(shí)間 連續(xù)地執(zhí)行IQ失配的校正處理。 上述第一特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路的第二特征是,在 各自中,在所述控制變量的數(shù)量是3以上,所述分析濾波器是2對(duì)以上的情況下,1對(duì)所述分 析濾波器和其它的對(duì)的所述分析濾波器的傳遞函數(shù)相互不同。 在上述第二特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路中,因?yàn)榭刂谱?量的數(shù)量是3以上,所以能夠?qū)崿F(xiàn)更高次的適應(yīng)濾波器,能夠執(zhí)行更高性能的頻率依賴(lài)的 IQ失配的校正處理,但是如上述那樣,由于需要獨(dú)立導(dǎo)出3以上的控制變量,所以需要確保 對(duì)與控制變量的數(shù)量相同的控制電路輸入的各對(duì)被處理信號(hào)間的分集,在2對(duì)以上的分析 濾波器中,通過(guò)1對(duì)分析濾波器和其它對(duì)分析濾波器的傳遞函數(shù)相互不同,在全部的對(duì)的 被處理信號(hào)間確實(shí)地實(shí)現(xiàn)該信號(hào)的分集,能夠更高精度地執(zhí)行頻率依賴(lài)的IQ失配的校正 處理。 上述第一或第二特征的IQ相位失配校正電路的第三特征在于,所述2以上的控制 電路分別對(duì)于I相和Q相的各被處理信號(hào),進(jìn)行在時(shí)域的乘法處理,使用該乘法結(jié)果逐次執(zhí)行利用最小均方算法的所述控制變量的適應(yīng)化處理,第一或第二特征的IQ增益失配校正 電路的第三特征在于,所述2以上的控制電路分別對(duì)于I相和Q相的各被處理信號(hào),進(jìn)行在 時(shí)域的減法處理和加法處理、以及對(duì)該減法結(jié)果和加法結(jié)果的乘法處理,使用該乘法結(jié)果 逐次執(zhí)行利用最小均方算法的所述控制變量的適應(yīng)化處理, 在上述第三特征的IQ相位失配校正電路中,因?yàn)檩斎氲礁骺刂齐娐返谋惶幚硇?號(hào)本來(lái)具有正交性,所以使用對(duì)于各對(duì)的被處理信號(hào)的乘法處理結(jié)果(表示在各個(gè)處理時(shí)
刻的IQ相位失配狀態(tài))對(duì)各對(duì)的被處理信號(hào)間的被時(shí)間平均后的IQ相位的失配狀態(tài)進(jìn)行 測(cè)定,能夠逐次執(zhí)行利用最小均方算法的控制變量的適應(yīng)化處理。再有,在I相和Q相的輸 出信號(hào)中,在IQ相位失配被完全校正的情況下,兩輸出信號(hào)的積的時(shí)間平均為O。另一方 面,在上述第三特征的IQ增益失配校正電路中,因?yàn)檩斎氲礁骺刂齐娐返谋惶幚硇盘?hào)本來(lái) 被標(biāo)準(zhǔn)化,所以使用對(duì)于各對(duì)的被處理信號(hào)的減法處理結(jié)果和加法處理結(jié)果的乘法處理結(jié) 果(表示在各個(gè)處理時(shí)刻的IQ增益失配狀態(tài)),對(duì)各對(duì)的被處理信號(hào)間的被時(shí)間平均后的 IQ增益的失配狀態(tài)進(jìn)行測(cè)定,能夠逐次執(zhí)行利用最小均方算法的控制變量的適應(yīng)化處理。 再有,在I相和Q相的輸出信號(hào)中,在IQ增益失配被完全校正的情況下,兩輸出信號(hào)差和和 的積(各自的平方的差、即功率差)的時(shí)間平均為0。進(jìn)而,作為控制變量的適應(yīng)化算法,也 能夠利用最小均方(LMS :Least Mean Square)算法以外的算法(例如,遞歸最小二乘(RLS : recursive least square) 、 PID (Proportional Integral Derivative,比例禾只分微分)算 法、最大似然(ML:Maxim咖Likelihood)算法等),但最小均方算法與其它算法相比,具有 非常頑強(qiáng)且穩(wěn)定、能夠在小規(guī)模的電路結(jié)構(gòu)中實(shí)現(xiàn)的優(yōu)點(diǎn)。 上述任何一種特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路的第四特征在
于,各個(gè)所述第一和第二數(shù)字濾波器是2次以上的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)的有限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器。 根據(jù)上述第四特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路,能夠以較少
的控制變量的數(shù)量、即能夠通過(guò)更小的電路規(guī)模,實(shí)現(xiàn)高次的第一和第二數(shù)字濾波器,能夠
更高精度地校正頻率依賴(lài)的IQ失配。此外,雖然第一和第二數(shù)字濾波器能夠以無(wú)限長(zhǎng)脈沖
響應(yīng)濾波器構(gòu)成,但由于有后述的缺點(diǎn),所以?xún)?yōu)選以有限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器。 由于無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器的群延遲特性不良好,所以需要在之后對(duì)該群延遲特
性進(jìn)行校正,但由于第一和第二數(shù)字濾波器作為適應(yīng)濾波器而構(gòu)成,所以需要該校正電路
也作為適應(yīng)濾波器而構(gòu)成,電路結(jié)構(gòu)復(fù)雜化。此外,由于無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器對(duì)于控制變
量的響應(yīng),與有限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器相比無(wú)秩序,所以具備實(shí)用的穩(wěn)定性和收斂性的響應(yīng)
性良好的無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器的設(shè)計(jì)困難。進(jìn)而,無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器在內(nèi)部存在反
饋延遲,所以在實(shí)際時(shí)間的連續(xù)的適應(yīng)濾波處理困難。每當(dāng)傳遞函數(shù)的反饋?lái)?xiàng)的系數(shù)被更
新時(shí),需要對(duì)濾波器內(nèi)的存儲(chǔ)器進(jìn)行重置,進(jìn)而,以此為原因噪聲增加。如上所述,為了連續(xù)
地更新第一和第二數(shù)字濾波器的傳遞函數(shù),不優(yōu)選無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器。 上述任何一種特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路的第五特征在
于,各個(gè)所述分析濾波器是無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器。 根據(jù)上述第五特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路,通過(guò)以無(wú)限 長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器構(gòu)成分析濾波器,謀求電路的小型化和低功耗化。再有,由于在IQ相位 失配校正電路和IQ增益失配校正電路的數(shù)據(jù)傳輸路徑上不存在分析濾波器,也就是說(shuō),分 析濾波器的輸出不向外部輸出,進(jìn)而因?yàn)榉治鰹V波器不是適應(yīng)型,傳遞函數(shù)不完全被固定,所以對(duì)上述第一和第二數(shù)字濾波器應(yīng)用的情況下的無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器的問(wèn)題點(diǎn)在分 析濾波器中不產(chǎn)生。 為了實(shí)現(xiàn)上述目的的本發(fā)明的IQ失配校正電路的第一特征在于,將上述任何一
個(gè)特征的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路的一方在前級(jí)、另一方在后級(jí)串聯(lián) 連接,將I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)作為前級(jí)電路的I相和Q相輸入信號(hào)進(jìn)行輸入,將所述 前級(jí)電路的I相和Q相輸出信號(hào)作為后級(jí)電路的I相和Q相輸入信號(hào)進(jìn)行輸入,將所述后 級(jí)電路的I相和Q相輸出信號(hào)作為IQ失配校正后的I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行輸出。
根據(jù)上述第一特征的IQ失配校正電路,由于具備上述特征的IQ相位失配校正電 路和IQ增益失配校正電路,所以對(duì)輸入的I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào),能夠在實(shí)際時(shí)間連 續(xù)地對(duì)頻率依賴(lài)的IQ相位失配和IQ增益失配的雙方進(jìn)行校正。上述第一特征的IQ失配校正電路的第二特征在于,構(gòu)成為將所述后級(jí)電路的所 述1對(duì)以上的分析濾波器,作為所述前級(jí)電路的所述1對(duì)以上的分析濾波器共同地利用。
根據(jù)上述第二特征的IQ失配校正電路,由于能夠省略配置在前級(jí)的IQ相位失配 校正電路和IQ增益失配校正電路的任何一方的分析濾波器,所以能夠謀求電路規(guī)模的縮
小化、低功耗化。 此外,本發(fā)明的接收裝置的特征在于,在正交接收機(jī)的后級(jí)具備上述任何一個(gè)特
征的IQ相位失配校正電路、IQ增益失配校正電路、或IQ失配校正電路。根據(jù)上述特征的接收裝置,由于具備上述特征的IQ相位失配校正電路、IQ增益失
配校正電路,或IQ失配校正電路,所以對(duì)從正交接收機(jī)輸出的I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào),
能夠在實(shí)際時(shí)間連續(xù)地對(duì)頻率依賴(lài)的IQ相位失配和IQ增益失配的至少任意的一方進(jìn)行校正。
圖1是表示本發(fā)明的IQ失配校正電路和使用其的接收裝置的一個(gè)實(shí)施方式的概 略結(jié)構(gòu)的框圖。 圖2是表示本發(fā)明的IQ相位失配校正電路的一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖3是表示本發(fā)明的IQ相位失配校正電路的一個(gè)實(shí)施方式的詳細(xì)電路結(jié)構(gòu)的電 路圖。 圖4是表示本發(fā)明的IQ相位失配校正電路的另一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖5是表示本發(fā)明的IQ增益失配校正電路的一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖6是表示本發(fā)明的IQ增益失配校正電路的一個(gè)實(shí)施方式的詳細(xì)電路結(jié)構(gòu)的電 路圖。 圖7是表示本發(fā)明的IQ增益失配校正電路的另一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖8是表示本發(fā)明的IQ失配校正電路的另一個(gè)實(shí)施方式的概略結(jié)構(gòu)的框圖。
圖9是表示正交接收機(jī)的通常的電路結(jié)構(gòu)的電路圖。
圖10是表示IQ失配導(dǎo)致的接收信號(hào)的品質(zhì)惡化的一個(gè)例子的圖。
具體實(shí)施例方式
下面,基于附圖對(duì)本發(fā)明的IQ相位失配校正電路和IQ增益失配校正電路、以及具備它們的IQ失配校正電路和接收裝置的實(shí)施方式進(jìn)行說(shuō)明。
(IQ失配校正電路的實(shí)施方式) 在本實(shí)施方式中,IQ失配校正電路2如圖1所示,構(gòu)成為對(duì)從設(shè)置在正交接收機(jī) 100的后級(jí)的AD轉(zhuǎn)換器109、110輸出的I相和Q相的各數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ校正兩信 號(hào)間的頻率依賴(lài)的IQ失配,成為對(duì)IQ相位失配進(jìn)行校正的IQ相位失配校正電路3和對(duì)IQ 增益失配進(jìn)行校正的IQ增益失配校正電路4的一方與另一方串聯(lián)連接的結(jié)構(gòu)。IQ相位失 配校正電路3和IQ增益失配校正電路4具有幾個(gè)共同的性質(zhì),關(guān)于各電路結(jié)構(gòu)等在后面敘 述。再有,在圖1中,在前級(jí)有配置IQ相位失配校正電路3,在后級(jí)配置有IQ增益失配校 正電路4,但該配置只是一個(gè)例子,也可以將前后的配置逆轉(zhuǎn),由此不會(huì)對(duì)本發(fā)明的概念、效 果、性能等造成損害。接收裝置1成為在正交接收機(jī)100的后級(jí)配置了 IQ失配校正電路2 的結(jié)構(gòu),在IQ失配校正電路2被校正的I相和Q相的各數(shù)字基帶信號(hào)SDcI、SDcQ通過(guò)配置 在其后級(jí)的解調(diào)電路(未圖示)被處理。 正交接收機(jī)100具有與圖9所示的正交接收機(jī)相同的結(jié)構(gòu),具備接收端口 101, 用于對(duì)從發(fā)送機(jī)側(cè)經(jīng)由無(wú)線(xiàn)或有線(xiàn)的通信信道發(fā)送來(lái)的發(fā)送信號(hào)進(jìn)行接收。接收端口 101 構(gòu)成為具備通過(guò)正交接收機(jī)100規(guī)定的濾波器、放大器、混頻器(mixer)、天線(xiàn)等的電子部 件,能夠利用公知的電路結(jié)構(gòu),因此省略詳細(xì)的記述。在接收接口 IOI的后級(jí)設(shè)置有分離 電路102,用于將從接收接口 101輸出的接收信號(hào)SR分離為2個(gè)正交的I相接收信號(hào)SRI 和Q相接收信號(hào)SRQ。分離電路102構(gòu)成為具備2個(gè)混頻器(mixer) 103、 104,局部振蕩器 105,以及將局部振蕩器的振蕩信號(hào)SOL的相位移動(dòng)90°的移相器106,接收信號(hào)SR被分離 為I相側(cè)和Q相側(cè)的2系統(tǒng),混頻器103將I相側(cè)的接收信號(hào)SR和局部振蕩器105的振蕩 信號(hào)SOL相乘來(lái)生成I相接收信號(hào)SRI,混頻器104將Q相側(cè)的接收信號(hào)SR和移相器106 的振蕩信號(hào)SLQ相乘來(lái)生成Q相接收信號(hào)SRI。從低通濾波器107、 108輸出的I相基帶信 號(hào)SI和Q相基帶信號(hào)SQ分別在AD轉(zhuǎn)換器109、 110被數(shù)字化,生成I相和Q相的各數(shù)字基 帶信號(hào)SDI 、SDQ,輸入到IQ失配校正電路2。這里,數(shù)字基帶信號(hào)SDI 、SDQ是復(fù)數(shù)數(shù)字基帶 信號(hào),信號(hào)SDI是實(shí)數(shù)成分,信號(hào)SDQ是虛數(shù)成分。 如上所述,理想的通信鏈路在理論上,數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ完全具有標(biāo)準(zhǔn)正交 性,是對(duì)規(guī)定的通信鏈路能夠通過(guò)適合的解調(diào)電路直接處理的狀態(tài)??墒牵趯?shí)際的電路 中,由于傳輸路徑上存在的各種電子部件或電子裝置的不完全性,在其它類(lèi)型的畸變中,產(chǎn) 生某種程度的相位畸變,結(jié)果在數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ間在信號(hào)功率產(chǎn)生差異。由于通過(guò) 該現(xiàn)象接收信號(hào)的品質(zhì)下降,所以在進(jìn)行數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ的解調(diào)處理之前,IQ失配 校正電路2對(duì)數(shù)字基帶信號(hào)SDI、 SDQ執(zhí)行該IQ失配的校正處理。再有,在本實(shí)施方式中, 處理對(duì)象的數(shù)字基帶信號(hào)SDI、SDQ是以固定間隔被采樣的離散的時(shí)間序列數(shù)據(jù),構(gòu)成IQ相 位失配校正電路3和IQ增益失配校正電路4的各電路,成為在時(shí)域處理該時(shí)間序列數(shù)據(jù)的 結(jié)構(gòu)。在以下的說(shuō)明中,對(duì)應(yīng)于需要,在信號(hào)名后附加表示離散的時(shí)間(即、時(shí)間序列的順 序)的顯示(例如[n], [n+l]等)進(jìn)行說(shuō)明。
(IQ相位失配校正電路的實(shí)施方式) 圖2表示IQ相位失配校正電路3的優(yōu)選的一個(gè)實(shí)施例。在本實(shí)施方式中,IQ相 位失配校正電路3構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器11、12,1對(duì)延遲線(xiàn)13、14,1對(duì)減法器15、 16, 1對(duì)分析濾波器17、 18,以及2個(gè)執(zhí)行LMS(最小均方Least Mean Square)算法的控制電路19、20。 IQ相位失配校正電路3為了對(duì)2個(gè)輸入信號(hào)XIin和XQin之間的IQ相位失 配(相位誤差)進(jìn)行校正,生成在次數(shù)為1以上的數(shù)字濾波器ll、12分別對(duì)輸入信號(hào)XIin、 XQin進(jìn)行濾波后的2個(gè)交叉信號(hào)(crossover signal) SIx、SQx,在減法器15從通過(guò)了延遲 線(xiàn)13的輸入信號(hào)XIin減去交叉信號(hào)SQx生成輸出信號(hào)XIout,在減法器16從通過(guò)了延遲 線(xiàn)14的輸入信號(hào)XQin減去交叉信號(hào)Six生成輸出信號(hào)XQout。通過(guò)該2系統(tǒng)的濾波和減 法處理,2個(gè)輸入信號(hào)XIin和XQin之間的正交性提高,理想的是,通過(guò)再建90°的相位關(guān) 系,兩輸入信號(hào)間的IQ相位失配消失或大幅衰減。再有,1對(duì)延遲線(xiàn)13、 14為了說(shuō)明方便而 以獨(dú)立的形式表示,但通過(guò)分別與數(shù)字濾波器11、12整體化能夠削減電路尺寸。再有,當(dāng)使 數(shù)字濾波器11、12的輸出信號(hào)SIx、 SQx的符號(hào)正負(fù)反轉(zhuǎn)時(shí),利用減法器15、16的減法處理 可以與利用加法器的加法處理置換。 在圖2中,在圖l所示的在前級(jí)配置了 IQ相位失配校正電路3、在后級(jí)配置了 IQ 增益失配校正電路4的結(jié)構(gòu)的情況下,輸入信號(hào)Xlin、XQin是數(shù)字基帶信號(hào)SDI、SDQ,在將 IQ相位失配校正電路3配置在IQ增益失配校正電路4的后級(jí)的結(jié)構(gòu)的情況下,輸入信號(hào) Xlin、XQin是IQ增益失配校正電路4的I相和Q相的各輸出信號(hào)。 數(shù)字濾波器11、12為了對(duì)2個(gè)輸入信號(hào)XIin和XQin間的頻率依賴(lài)的IQ相位失 配適應(yīng)地進(jìn)行校正,需要以反映信號(hào)條件和電路條件的方式進(jìn)行調(diào)整。因此,IQ相位失配 校正電路3具備對(duì)數(shù)字濾波器11、12提供控制變量的特別的測(cè)定電路。在本實(shí)施方式中, 數(shù)字濾波器11、12作為使用2個(gè)控制變量Po、 Ps的2次濾波器而構(gòu)成。再有,在以比數(shù)字 濾波器11、12高次的濾波器構(gòu)成的情況下,僅是控制變量的數(shù)量增加,并不脫離以下說(shuō)明 的本發(fā)明的主旨。在圖2表示的優(yōu)選例中,為了簡(jiǎn)單地說(shuō)明本發(fā)明的概念,例示了簡(jiǎn)單的結(jié) 構(gòu)。以下,假定數(shù)字濾波器11、12是2次濾波器的情況進(jìn)行說(shuō)明,但該說(shuō)明能夠容易地?cái)U(kuò)展 至高次濾波器。 為了對(duì)數(shù)字濾波器11、12進(jìn)行調(diào)整,對(duì)IQ失配條件上的變化立刻進(jìn)行追蹤,需要 2以上的控制變量。在本實(shí)施方式中,為了確保良好的穩(wěn)定性和系統(tǒng)性能,采用基于LMS算 法的反饋計(jì)劃。第一控制電路19根據(jù)輸出信號(hào)XIout、 XQout生成第一控制變量Po,第二 控制電路20根據(jù)分析濾波器17、18的各輸出信號(hào)生成第二控制變量Ps。這里,但為了從第 一控制變量Po獨(dú)立地生成第二控制變量Ps,在2個(gè)控制電路19、20處理的信號(hào)間需要信號(hào) 的分集(diversity)。例如,在上述文獻(xiàn)8中,例如使用不同頻率的各種各樣的調(diào)整用信號(hào) 實(shí)現(xiàn)信號(hào)的分集。在本實(shí)施方式中,信號(hào)的分集通過(guò)2個(gè)分析濾波器17、18來(lái)實(shí)現(xiàn)。分析 濾波器17、18通過(guò)對(duì)輸出信號(hào)XIout、XQout的頻率特性以個(gè)別地與原來(lái)的頻率特性不同的 方式實(shí)施調(diào)制,從而能夠?qū)Φ诙刂齐娐?0生成第二控制變量Ps。再有,在作為數(shù)字濾波 器11、12使用高次的濾波器的系統(tǒng)中,通過(guò)追加該分析濾波器,能夠生成追加的控制變量。
在以下的數(shù)式1和數(shù)式2中表示在數(shù)字濾波器11、12的傳遞函數(shù)的各系數(shù)中使 用第一和第二控制變量Po、 Ps的情況下的2個(gè)具體例子。數(shù)式1和數(shù)式2中表示的傳遞 函數(shù),均構(gòu)成0次和2次的系數(shù)相等的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)的有限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)(FIR :Finite impulse Response)濾波器。因此,數(shù)式1和數(shù)式2表示的傳遞函數(shù)僅以2個(gè)控制變量Po、Ps規(guī)定。 再有,數(shù)式1和數(shù)式2表示的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)的傳遞函數(shù)之外也能夠利用各種傳遞函數(shù),對(duì)于本領(lǐng) 域技術(shù)人員,很明顯只要不脫離本發(fā)明的基本原理就能夠得到相同的作用效果。
H(z) = PoXz—丄+PsX (l+z—2) (1)
H(z) = (Po+2XPs) Xz—丄+PsX (1+z—2) (2) 再有,在上述中,假設(shè)數(shù)字濾波器11、12具有相同的傳遞函數(shù)的情況,但數(shù)字濾波 器11、12也可以不必具有相同的傳遞函數(shù)。 在本實(shí)施方式中,由于IQ相位失配校正電路3具有利用控制電路19、20的反饋結(jié) 構(gòu),所以IQ失配條件上的隨時(shí)間經(jīng)過(guò)的變化通過(guò)控制電路19、20被追蹤,以連續(xù)地生成輸 出信號(hào)XIout、XQout的方式,對(duì)輸入信號(hào)XIin、XQin供給。 圖3中表示IQ相位失配校正電路3的更詳細(xì)的電路結(jié)構(gòu)例。在圖3所示的實(shí)施 例中,數(shù)字濾波器11、12的傳遞函數(shù)是數(shù)式2所示的傳遞函數(shù),延遲線(xiàn)13、14分別利用數(shù)字 濾波器11、12內(nèi)的延遲單元(z—0而構(gòu)成。此外,控制電路19對(duì)將輸出信號(hào)XIout、 XQout 相乘的信號(hào)乘以步長(zhǎng)參數(shù)PO,在加上在l采樣期間前處理的控制變量Po[n]之后,通過(guò)延 遲單元(z—0生成控制變量Po[n+l]。同樣地,控制電路20對(duì)將分析濾波器17、18的I相 側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)XIm、 XQm相乘的信號(hào)乘以步長(zhǎng)參數(shù)y l,在加上在1采樣期間前 處理的控制變量Ps[n]之后,通過(guò)延遲單元(z—0生成控制變量Ps[n+l]。圖3所示的控制 電路19、20的利用LMS算法的處理以下述的數(shù)式3和數(shù)式4表示。
Po [n+1] = Po [n] + ii 0 X (XIout [n] X XQout [n])
(3)
Ps[n+1] = Ps[n] + ii IX (XIm[n] XXQm[n])
(4) 在圖3所示的實(shí)施例中,分析濾波器17、18是相互完全相同的電路結(jié)構(gòu),以作為在 內(nèi)部具有反饋環(huán)的遞歸濾波器的無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)(IIR :Infinite Impulse Response)濾波 器構(gòu)成,其傳遞函數(shù)Ha(z)以下述數(shù)式5表示。分析濾波器17、18以對(duì)原信號(hào)放大特定的 頻域、使其它的頻域衰減的方式使頻率特性變化。由于以IIR濾波器構(gòu)成的分析濾波器17、 18能夠?qū)崿F(xiàn)電路的小型化、低功耗化,并且能夠得到平滑的衰減特性,所以能夠調(diào)制在各種 各樣的頻率的信號(hào)功率,原信號(hào)的頻帶內(nèi)的任何一種頻率成分均不被完全除去,也就是說(shuō), 意味著不因?yàn)樾盘?hào)分集的生成而信號(hào)信息欠缺。
Ha(z) = (1+z—V(l-0. 2Xz—0 (5) 如上所述,因?yàn)榭刂齐娐?9、20在時(shí)域中工作,所以控制變量Po、Ps不需要各個(gè)被 處理信號(hào)的頻率特性的信息,得到各對(duì)被處理信號(hào)的IQ相位失配狀態(tài)(上述乘法處理的結(jié) 果)的時(shí)間平均。此外,因?yàn)榉治鰹V波器17、18也同樣地在時(shí)域中工作,所以通過(guò)以控制變 量Po、 Ps進(jìn)行利用不同加權(quán)的平均化。 在圖3所示的實(shí)施例中,通過(guò)上述電路結(jié)構(gòu),輸出信號(hào)XIout、XQout分別對(duì)輸入信
號(hào)XIin和XQin,以下述數(shù)式6和數(shù)式7所示方式在時(shí)域依次校正IQ相位失配。數(shù)式6和
數(shù)式7的各自右邊第二項(xiàng)是IQ相位失配的校正項(xiàng)。 XIout[n] = Xlin[n-1] - ((Po [n] +2 XPs [n]) XXQin [n_l]+Ps [n] (XQin [n] +XQin [n_2]) (6) XQout [n] = XQin [n_l] -((Po[n]+2XPs[n]) XXIin[n-l]
1
+Ps [n] (XI in [n] +XI in [n_2]) (7) 在本實(shí)施方式中,雖然數(shù)字濾波器11、12的次數(shù)是2,但能夠根據(jù)期待通信鏈路能 夠承受的IQ失配的類(lèi)型和對(duì)IQ失配校正電路要求的性能等的請(qǐng)求來(lái)適宜地變更。
圖4表示圖2所示的IQ相位失配校正電路3的另一個(gè)實(shí)施例。圖4中表示的IQ 相位失配校正電路3'構(gòu)成為具有1對(duì)數(shù)字濾波器21、22,1對(duì)延遲線(xiàn)13、14,l對(duì)減法器 15、 16, 2對(duì)分析濾波器23 26,以及執(zhí)行LMS算法的3個(gè)控制電路27 29。數(shù)字濾波器 21、22比圖2所示的IQ相位失配校正電路3的數(shù)字濾波器11、12高次,作為使用3個(gè)控制 變量Po、Ps、Pn的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)的4次濾波器而構(gòu)成。當(dāng)與圖2所示的IQ相位失配校正電路3 比較時(shí),為了生成追加的控制變量Pn,追加1對(duì)分析濾波器25、26和1個(gè)控制電路29。
在數(shù)字濾波器21、22的傳遞函數(shù)的各系數(shù)中使用第一至第三控制變量Po、 Ps、 Pn 的情況下的具體例,以下述數(shù)式8表示。
H(z) = (Po+2XPs+2XPn) Xz—2+PsX (z—3)
+PnX(l+z—4) (8) 分析濾波器17、 18、23 26的目的是對(duì)輸入到3個(gè)控制電路27 29的各對(duì)的被 處理信號(hào)實(shí)現(xiàn)信號(hào)的分集,因此,只要能夠?qū)崿F(xiàn)信號(hào)的分集,對(duì)分析濾波器的結(jié)構(gòu)的涉及自 由度極其高。進(jìn)而,分析濾波器的結(jié)構(gòu)即使本質(zhì)上執(zhí)行相同任務(wù),生成相同結(jié)果,也能有多 樣的變化。例如,雖然l對(duì)分析濾波器23、24與另一對(duì)分析濾波器25、26相互并聯(lián)配置,但 不使各個(gè)分析濾波器的基本工作和電路性能變化,將1對(duì)分析濾波器23、24的各輸入不作 為輸出信號(hào)XIout、XQout,而作為1對(duì)分析濾波器25、26的各輸出,串聯(lián)配置也可。 [oogo] (IQ增益失配校正電路的實(shí)施方式) 圖5中表示IQ增益失配校正電路4的優(yōu)選的一個(gè)實(shí)施例。在本實(shí)施方式中,IQ增 益失配校正電路4構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器31、32, 1對(duì)分析濾波器33、34,以及2個(gè)執(zhí) 行LMS算法的控制電路35、36。數(shù)字濾波器31、32分別對(duì)輸入信號(hào)XIin和XQin進(jìn)行校正 兩信號(hào)間的IQ增益失配(振幅誤差)的處理,生成輸出信號(hào)XIout、輸出信號(hào)XQout。輸入 信號(hào)XIin、 XQin,如圖1所示,在將IQ相位失配校正電路3配置在前級(jí)、將IQ增益失配校 正電路4配置在后級(jí)的結(jié)構(gòu)的情況下,是IQ相位失配校正電路3的I相和Q相的各輸出信 號(hào),在將IQ相位失配校正電路3配置在IQ增益失配校正電路4的后級(jí)的結(jié)構(gòu)的情況下,是 數(shù)字基帶信號(hào)SDI、SDQ。 數(shù)字濾波器31、32為了對(duì)2個(gè)輸入信號(hào)XIin和XQin之間的頻率依賴(lài)的IQ增益 失配適應(yīng)地進(jìn)行校正,需要以反映信號(hào)條件和電路條件的方式被調(diào)整。因此,IQ增益失配 校正電路4具備對(duì)數(shù)字濾波器31、32提供控制變量的特別的測(cè)定電路。在本實(shí)施方式中, 數(shù)字濾波器31、32作為使用2個(gè)控制變量Go、 Gs的2次濾波器而構(gòu)成,被該2個(gè)控制變量 Go、 Gs控制。第一控制電路35根據(jù)輸出信號(hào)XIout、 XQout生成第一控制變量Go,第二控 制電路36根據(jù)分析濾波器33、34的各輸出信號(hào)生成第二控制變量Gs。使用對(duì)控制變量Gs 的生成中使用的輸出信號(hào)XIout、 XQout的頻率特性進(jìn)行調(diào)制的分析濾波器33、34,實(shí)現(xiàn)信 號(hào)的分集。 在下述數(shù)式9和數(shù)式10中表示在數(shù)字濾波器31、32的傳遞函數(shù)的各系數(shù)中使用 了第一和第二控制變量Go、Gs的情況下的2個(gè)具體例子。在數(shù)式9和數(shù)式10中,Hi(z)表示I相的數(shù)字濾波器31的傳遞函數(shù),Hq(z)表示Q相的數(shù)字濾波器32的傳遞函數(shù)。在數(shù) 字濾波器31、32的頻率響應(yīng)特性相同的情況下,由于該頻率響應(yīng)特性的比不依賴(lài)于頻率而 成為固定,所以不能夠正確地校正頻率依賴(lài)的IQ增益失配。因此,在本實(shí)施方式中,數(shù)字濾 波器31、32的傳遞函數(shù)以在I相和Q相間分別不同的方式設(shè)定。具體地,為了使電路設(shè)計(jì) 容易,成為使控制變量Go、Gs的符號(hào)正負(fù)反轉(zhuǎn)的內(nèi)容。此外,數(shù)式7和數(shù)式8表示的傳遞函 數(shù),均構(gòu)成是0次和2次的系數(shù)相等的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)的有限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)(FIR)濾波器。因此,數(shù) 式9和數(shù)式IO表示的傳遞函數(shù)僅以2個(gè)控制變量Go、 Gs規(guī)定。再有,在數(shù)式9和數(shù)式10 表示的傳遞函數(shù)以外也能夠利用各種傳遞函數(shù),對(duì)于本領(lǐng)域技術(shù)人員,很明顯只要不脫離 本發(fā)明的基本原理能夠得到同樣的作用效果。 Hi(z) = (l-Go) Xz—L(l-Go) XGsX (l+z—2) Hq(z) = (l+Go) X z—^ (l+Go) XGs X (l+z—2)
(9) Hi(z) = (l-Go-2XGs) Xz—丄-GsX (l+z—2) Hq(z) = (l+Go+2 XGs) X z—^Gs X (l+z—2)
(10) 與IQ相位失配校正電路3同樣地,由于IQ增益失配校正電路4具有利用控制電
路35、36的反饋結(jié)構(gòu),所以能夠一邊連續(xù)地生成輸出信號(hào)XIout、 XQout,一邊追蹤IQ失配 條件上的隨時(shí)間經(jīng)過(guò)的變化。 圖6中表示IQ增益失配校正電路4的更詳細(xì)的電路結(jié)構(gòu)例。在圖6所示的實(shí)施 例中,數(shù)字濾波器31、32的傳遞函數(shù)是數(shù)式10所示的傳遞函數(shù),控制電路35對(duì)將輸出信號(hào) XIout、XQout相加的信號(hào)與相減的信號(hào)進(jìn)行相乘,將相乘后信號(hào)乘以步長(zhǎng)參數(shù)vO,加上l采 樣期間之前處理的控制變量Go[n]之后,通過(guò)延遲單元(z—0生成控制變量Go[n+l]。同樣 地,控制電路36對(duì)將分析濾波器33、34的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)XIm、 XQm相乘后 的信號(hào)乘以步長(zhǎng)參數(shù)vl,加上l采樣期間之前處理的控制變量Gs[n]之后,通過(guò)延遲單元 (z一1)生成控制變量Gs[n+1]。圖6表示的控制電路35、36的利用LMS算法的處理,以下述 數(shù)式ll和數(shù)式12表示。 Go[n+l] = Go[n]+v0X (XIout[n]2-XQout[n]2)
(11) Gs[n+1] = Gs[n]+vlX (XIm[n]2-XQm[n]2)
(12) 在圖6表示的實(shí)施例中,分析濾波器33、34是互相完全相同的電路結(jié)構(gòu),是與在IQ
相位失配校正電路3使用的分析濾波器17、18相同的電路結(jié)構(gòu)。因此,分析濾波器33、34 是以作為在內(nèi)部具有反饋環(huán)的遞歸濾波器的無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)(IIR)濾波器構(gòu)成,其傳遞函 數(shù)Ha(z)也以與分析濾波器17、18相同,以上述數(shù)式5表示。關(guān)于分析濾波器33、34的功 能和特征,與分析濾波器17、 18相同,省略重復(fù)的說(shuō)明。 如上述那樣,因?yàn)榭刂齐娐?5、36在時(shí)域工作,所以控制變量Go、Gs不需要各個(gè)被 處理信號(hào)的頻率特性的信息,得到各對(duì)的被處理信號(hào)的IQ增益失配狀態(tài)(上述加法信號(hào)和 減法信號(hào)的乘法處理的結(jié)果)的時(shí)間平均。此外,因?yàn)榉治鰹V波器33、34也同樣地在時(shí)域 工作,所以以控制變量Go、Gs進(jìn)行利用不同的加權(quán)的平均化。
在圖6所示的實(shí)施例中,通過(guò)上述電路結(jié)構(gòu),輸出信號(hào)XIout、XQout分別相對(duì)于輸 入信號(hào)XIin和XQin,如下述的數(shù)式13和數(shù)式14所示那樣,在時(shí)域依次校正IQ增益失配。
XIout[n] = (l-Go[n]-2XGs[n]) XXIin[n-l]
-Gs [n] X (XI in [n] +XI in [n_2]) 在本實(shí)施方式中,雖然數(shù)字濾波器31、32的次數(shù)是2,但能夠根據(jù)期待通信鏈路能 夠承受的IQ失配的類(lèi)型和對(duì)IQ失配校正電路要求的性能等的請(qǐng)求來(lái)適宜地變更。
圖7中表示圖5所示的IQ增益失配校正電路4的另一個(gè)實(shí)施例。圖7中表示的 IQ增益失配校正電路4'構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器41 、42, 2對(duì)分析濾波器43 46,以及 執(zhí)行LMS算法的3個(gè)控制電路47 49。數(shù)字濾波器41、42比圖5所示的IQ增益失配校正 電路4的數(shù)字濾波器31、32高次,作為使用3個(gè)控制變量Go、Gs、Gn的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)的4次濾波 器而構(gòu)成。當(dāng)與圖5所示的IQ增益失配校正電路4比較時(shí),為了生成追加的控制變量Gn, 追加1對(duì)分析濾波器45、46和1個(gè)控制電路49,通過(guò)分析濾波器45、46進(jìn)一步生成信號(hào)的 分集。如上所述,分析濾波器33、34、43 46的目的是生成信號(hào)的分集,因此,只要能夠?qū)?現(xiàn)信號(hào)的分集,對(duì)分析濾波器的結(jié)構(gòu)的設(shè)計(jì)自由度極其高。進(jìn)而,分析濾波器的結(jié)構(gòu)即使本 質(zhì)上執(zhí)行相同任務(wù),生成相同結(jié)果,也能有多樣的變化。在下述數(shù)式15中表示在數(shù)字濾波 器41、42的傳遞函數(shù)的各系數(shù)中使用第一至第三控制變量Go、Gs、Gn的情況下的具體例子。
Hi(z) = (l-Go+2XGn) Xz—2-GsX (z—3)
-GnX(l+z—4) Hq(z) = (l+Go-2XGn) Xz—2+GsX (z—^z—3)
+GnX(l+z—4) (15)
(IQ失配校正電路的另一個(gè)實(shí)施方式) 當(dāng)比較圖2所示的IQ相位失配校正電路3和圖5所示的IQ增益失配校正電路4, 或者比較圖4所示的IQ相位失配校正電路3'和圖7所示的IQ增益失配校正電路4'時(shí), 各個(gè)IQ相位失配校正電路3、3'和IQ增益失配校正電路4、4',具有如下電路結(jié)構(gòu),該電路 結(jié)構(gòu)具備同樣的分析濾波器和執(zhí)行LMS算法的控制電路。因此,為了謀求電路規(guī)模的減小 和工作時(shí)的低功耗化,在IQ相位失配校正電路3、3'和IQ增益失配校正電路4、4'之間共 用分析濾波器組,能夠?qū)崿F(xiàn)共同的信號(hào)分集 在IQ相位失配校正電路3、3'和IQ增益失配校正電路4、4'使用的控制變量的數(shù) 量沒(méi)有限制,對(duì)應(yīng)于電路設(shè)計(jì)上或性能上的要求能夠調(diào)整。本發(fā)明的1個(gè)優(yōu)點(diǎn)是電路的復(fù) 雜性、即電路規(guī)模與控制變量的數(shù)量大致成比例。也就是說(shuō),具有如下優(yōu)點(diǎn),即即使控制變 量的數(shù)量增加,關(guān)于其平方或指數(shù)函數(shù),電路規(guī)模不增大。 圖8中表示IQ失配校正電路2的另一個(gè)電路結(jié)構(gòu)例。在圖8中表示的實(shí)施例中, 在前級(jí)配置IQ增益失配校正電路4",在其后級(jí)配置IQ相位失配校正電路3"。 IQ增益失配 校正電路4"構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器51、52,N個(gè)(N是2以上的自然數(shù))執(zhí)行LMS算法 的控制電路53(0) 53(N-l)。 IQ相位失配校正電路3"構(gòu)成為具備1對(duì)數(shù)字濾波器61、
(13)
XQout[n] = (l+Go[n]+2XGs[n]) XXQin[n-l]
+Gs[n] X (XQin[n]+XQin[n-2])
(14)62, 1對(duì)延遲線(xiàn)63、64, 1對(duì)減法器65、66, N個(gè)執(zhí)行LMS算法的控制電路67(0) 67(N_1), (N-l)對(duì)的分析濾波器68 (1) 68 (N-l) 、69 (1) 69 (N_l)。輸入信號(hào)XIin、 XQin個(gè)別地 對(duì)IQ增益失配校正電路4"的1對(duì)數(shù)字濾波器51 、52輸入,輸出信號(hào)XIout、XQout從IQ相 位失配校正電路3"的減法器65、66個(gè)別地輸出。 在圖8表示的實(shí)施例中,IQ增益失配校正電路4"使用N個(gè)控制變量G。 GN—p IQ 相位失配校正電路3"使用N個(gè)控制變量P。 PN—lt)此夕卜,IQ增益失配校正電路4"采用與 IQ相位失配校正電路3"共用相同的分析濾波器68(1) 68 (N-l) 、69(1) 69(N_1)的結(jié) 構(gòu)。在本實(shí)施例中,輸出信號(hào)XIout、 XQout分別輸入IQ增益失配校正電路4"的第一級(jí)的 控制電路53(0)和IQ相位失配校正電路3"的第一級(jí)的控制電路67(0),生成第一個(gè)控制 變量G。、P。。 (N-l)對(duì)的分析濾波器68(1) 68 (N-l) 、69(1) 69(N_1)依次串聯(lián)連接,輸 出信號(hào)XIout、 XQout分別輸入第一個(gè)分析濾波器對(duì)68(1)、69(1),生成了信號(hào)分集的I相 側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)分別輸入IQ增益失配校正電路4"的第二級(jí)的控制電路53 (1)和 IQ相位失配校正電路3"的第二級(jí)的控制電路67 (1),生成第二個(gè)控制變量G^Pp同樣地, 對(duì)第i (i = 2 N-l)個(gè)分析濾波器對(duì)68 (i) 、69 (i)分別輸入第(i-1)個(gè)的分析濾波器對(duì) 68(i-l)、69(i-l)的輸出信號(hào),生成了信號(hào)分集的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào),分別輸入 IQ增益失配校正電路4"的第(i+1)級(jí)的控制電路53(i)和IQ相位失配校正電路3"的第 (i+1)級(jí)的控制電路67(i),生成第(i+1)個(gè)的控制變量Gi、Pi。
(其他實(shí)施方式) 在上述實(shí)施方式中,IQ相位失配校正電路3的數(shù)字濾波器的次數(shù)與IQ增益失配校 正電路4的數(shù)字濾波器的次數(shù)并不一定需要相同。例如,在圖8表示的實(shí)施例中,也可以使 前級(jí)的IQ增益失配校正電路4"的數(shù)字濾波器51、52的次數(shù),比后級(jí)的IQ相位失配校正電 路3"的數(shù)字濾波器61、62的次數(shù)少。在該情況下,也可以采用如下結(jié)構(gòu),即將在前級(jí)的IQ增 益失配校正電路4"使用的控制變量的個(gè)數(shù)作為不足N,省略控制電路53(0) 53(N-l)的 一部分,僅使用后級(jí)的IQ相位失配校正電路3"的(N-l)對(duì)的分析濾波器68(1) 68(N-l)、 69(1) 69(N-l)的一部分。 進(jìn)而,在上述實(shí)施方式中,說(shuō)明了 IQ失配校正電路2和接收裝置1具備IQ相位失 配校正電路3和IQ增益失配校正電路4這兩方的結(jié)構(gòu),但根據(jù)對(duì)IQ失配校正電路要求的 性能等,是僅具備IQ相位失配校正電路3和IQ增益失配校正電路4的任何一方的結(jié)構(gòu)也 可。 本發(fā)明能夠利用于從數(shù)字通信系統(tǒng)中的正交接收機(jī)輸出的I相和Q相的各數(shù)字基 帶信號(hào)間的IQ失配的校正。
權(quán)利要求
一種IQ相位失配校正電路,對(duì)I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)間的IQ相位失配進(jìn)行校正,其中,該IQ相位失配校正電路構(gòu)成為具備第一數(shù)字濾波器,對(duì)時(shí)域的I相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理;第二數(shù)字濾波器,對(duì)時(shí)域的Q相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理;2以上的控制電路,在時(shí)域中,個(gè)別地生成用于導(dǎo)出所述第一和第二數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量,對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器供給;以及1對(duì)以上的分析濾波器,對(duì)于作為所述I相輸入信號(hào)的延遲信號(hào)和所述第二數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的差分或合成信號(hào)的I相輸出信號(hào)、和作為所述Q相輸入信號(hào)的延遲信號(hào)和所述第一數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的差分或合成信號(hào)的Q相輸出信號(hào),以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化,所述2以上的控制電路內(nèi)的1個(gè)第一控制電路,構(gòu)成為對(duì)所述I相輸出信號(hào)和所述Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)進(jìn)行測(cè)定,作為所述2以上的控制變量的1個(gè)的第一變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋,所述2以上的控制電路內(nèi)的所述第一控制電路以外的1個(gè)第二控制電路,構(gòu)成為對(duì)所述1對(duì)以上的分析濾波器內(nèi)的對(duì)應(yīng)的1對(duì)分析濾波器的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)進(jìn)行測(cè)定,作為所述2以上的控制變量的另一個(gè)的第二變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的IQ相位失配校正電路,其中,在所述控制變量的數(shù)量是3以上,所述分析濾波器是2對(duì)以上的情況下,1對(duì)所述分析濾波器和其它的對(duì)的所述分析濾波器的傳遞函數(shù)相互不同。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的IQ相位失配校正電路,其中,所述2以上的控制電路分別對(duì)于I相和Q相的各被處理信號(hào),進(jìn)行在時(shí)域的乘法處理,使用該乘法結(jié)果逐次執(zhí)行利用最小均方算法的所述控制變量的適應(yīng)化處理。
4. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的IQ相位失配校正電路,其中,所述第一和第二數(shù)字濾波器是2次以上的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)的有限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的IQ相位失配校正電路,其中,所述分析濾波器是無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器。
6. —種IQ增益失配校正電路,對(duì)I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)間的IQ增益失配進(jìn)行校正,其中,該IQ增益失配校正電路構(gòu)成為具備第一數(shù)字濾波器,對(duì)時(shí)域的I相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理;第二數(shù)字濾波器,對(duì)時(shí)域的Q相輸入信號(hào)進(jìn)行1次以上的數(shù)字濾波處理;2以上的控制電路,在時(shí)域中,個(gè)別地生成用于導(dǎo)出所述第一和第二數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量,對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋;以及1對(duì)以上的分析濾波器,對(duì)于作為所述第一數(shù)字濾波器的輸出信號(hào)的I相輸出信號(hào)、和作為所述Q相輸入信號(hào)的輸出信號(hào)的Q相輸出信號(hào),以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化,所述2以上的控制電路內(nèi)的l個(gè)第一控制電路,構(gòu)成為對(duì)所述I相輸出信號(hào)和所述Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ增益失配狀態(tài)進(jìn)行測(cè)定,作為所述2以上的控制變量的1個(gè)的第一變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋,所述2以上的控制電路內(nèi)的所述第一控制電路以外的1個(gè)第二控制電路,構(gòu)成為對(duì)所述1對(duì)以上的分析濾波器內(nèi)的對(duì)應(yīng)的1對(duì)分析濾波器的I相側(cè)和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ增益失配狀態(tài)進(jìn)行測(cè)定,作為所述2以上的控制變量的另一個(gè)的第二變量對(duì)所述第一和第二數(shù)字濾波器進(jìn)行反饋。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的IQ增益失配校正電路,其中,在所述控制變量的數(shù)量是3以上,所述分析濾波器是2對(duì)以上的情況下,1對(duì)所述分析濾波器和其它的對(duì)的所述分析濾波器的傳遞函數(shù)相互不同。
8. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的IQ增益失配校正電路,其中,所述2以上的控制電路分別對(duì)于I相和Q相的各被處理信號(hào),進(jìn)行在時(shí)域的減法處理和加法處理、以及對(duì)該減法結(jié)果和加法結(jié)果的乘法處理,使用該乘法結(jié)果逐次執(zhí)行利用最小均方算法的所述控制變量的適應(yīng)化處理。
9. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的IQ增益失配校正電路,其中,所述第一和第二數(shù)字濾波器是2次以上的對(duì)稱(chēng)結(jié)構(gòu)的有限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器。
10. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的IQ增益失配校正電路,其中,所述分析濾波器是無(wú)限長(zhǎng)脈沖響應(yīng)濾波器。
11. 一種IQ失配校正電路,其中,將權(quán)利要求1 5的任何一項(xiàng)所述的IQ相位失配校正電路和權(quán)利要求6 10的任何一項(xiàng)所述的IQ增益失配校正電路的一方在前級(jí)、另一方在后級(jí)串聯(lián)連接,將I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)作為前級(jí)電路的I相和Q相輸入信號(hào)進(jìn)行輸入,將所述前級(jí)電路的I相和Q相輸出信號(hào)作為后級(jí)電路的I相和Q相輸入信號(hào)進(jìn)行輸入,將所述后級(jí)電路的I相和Q相輸出信號(hào)作為IQ失配校正后的I相和Q相的數(shù)字基帶信號(hào)進(jìn)行輸出。
12. 根據(jù)權(quán)利要求11所述的IQ失配校正電路,其中,構(gòu)成為將所述后級(jí)電路的所述1對(duì)以上的分析濾波器,作為所述前級(jí)電路的所述1對(duì)以上的分析濾波器共同地利用。
13. —種接收裝置,其中,在正交接收機(jī)的后級(jí)具備權(quán)利要求1 5的任何一項(xiàng)所述的IQ相位失配校正電路、權(quán)利要求6 10的任何一項(xiàng)所述的IQ增益失配校正電路、或權(quán)利要求11或12所述的IQ失配校正電路。
全文摘要
本發(fā)明提供一邊連續(xù)地執(zhí)行接收處理一邊校正頻率依賴(lài)的IQ失配的IQ失配校正電路。該電路具備校正電路,使用1次以上的1對(duì)數(shù)字濾波器(11、12)對(duì)I相和Q相的輸入信號(hào)進(jìn)行校正處理;2以上的控制電路(19、20),個(gè)別地生成用于導(dǎo)出數(shù)字濾波器的各傳遞函數(shù)的2以上的系數(shù)的2以上的控制變量;1對(duì)以上的分析濾波器(17、18),對(duì)校正后的I相和Q相的輸出信號(hào),以分別成為與原信號(hào)不同的頻率特性的方式使頻率特性變化,第一控制電路測(cè)定I相和Q相輸出信號(hào)間的時(shí)間平均化后的IQ相位失配狀態(tài)并作為第一控制變量,第二控制電路測(cè)定1對(duì)分析濾波器的I相和Q相側(cè)的各輸出信號(hào)間的被時(shí)間平均后的IQ相位失配狀態(tài)并作為第二控制變量,分別向各數(shù)字濾波器反饋。
文檔編號(hào)H04L25/02GK101729468SQ200910209120
公開(kāi)日2010年6月9日 申請(qǐng)日期2009年10月27日 優(yōu)先權(quán)日2008年10月27日
發(fā)明者L·R·帕斯卡, S·阿瑙德 申請(qǐng)人:夏普株式會(huì)社