專利名稱：無線通信方法、無線發(fā)送裝置和無線接收裝置的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線通信方法、無線發(fā)送裝置和無線接收裝置。
背景技術(shù)：
在無線通信網(wǎng)絡(luò)中，同步和信道估計(jì)在接收器中正確地檢測信號方面是很重要 的。圖1是無線通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)分組的示意圖。在圖1中，前置碼102在數(shù)據(jù)分組100 的開頭被發(fā)送，其后，有效載荷接著被發(fā)送。前置碼102由同步序列106和信道估計(jì)序列108構(gòu)成。同步序列106例如具有特 定的代碼重復(fù)幾次所得的代碼，其后接續(xù)開始幀識別符(SFD)。以在接收器中使數(shù)據(jù)分組 100的信號同步為目的，設(shè)計(jì)了同步序列106。在建立同步后，發(fā)送信道估計(jì)序列108，以使接收器能夠估計(jì)多路徑發(fā)送信道的脈 沖響應(yīng)函數(shù)。信道脈沖響應(yīng)函數(shù)由發(fā)送信道中的多個(gè)可分離的路徑(resolvable path)的 振幅、延遲時(shí)間和相位構(gòu)成。為了對有效載荷104進(jìn)行均衡(data equalization)處理，接 收器需要識別該信道脈沖響應(yīng)函數(shù)。在多個(gè)方式中，信道估計(jì)序列108設(shè)計(jì)為用于相位調(diào)制，例如二相相移鍵控 (BPSK)調(diào)制。例如，在IEEE802. 15 TG3c的毫米波(mmW)的標(biāo)準(zhǔn)化基準(zhǔn)文件中，采用了基于 BPSK調(diào)制的Golay (格雷)互補(bǔ)序列作為信道估計(jì)用。而且，在ECMA TC32-TG20的毫米波 的標(biāo)準(zhǔn)化草案中，也使用了基于PSK調(diào)制的Frank-Zadoff信道估計(jì)序列。另外，例如在專利文獻(xiàn)1中，在BPSK調(diào)制時(shí)，信道估計(jì)序列由兩個(gè)Golay互補(bǔ)序列 s (η)和g(n)形成。另一方面，在當(dāng)前備受矚目的、以較寬的頻帶傳輸脈沖狀的信號的UWB(Ultra Wide Band，超寬帶)中，從傳輸脈沖狀的信號的UWB的特性來說，根據(jù)有無脈沖而傳輸數(shù)據(jù) 的OOK (On-Off-Keying，開關(guān)鍵控)方式最合適。專利文獻(xiàn)1 美國專利第 7046748 號說明書 “Channel estimation sequenceand method of estimating a transmission channel which uses such a channelestimation sequence，，

發(fā)明內(nèi)容
發(fā)明需要解決的問題另外，在無線通信系統(tǒng)中，設(shè)計(jì)多個(gè)同步序列和信道估計(jì)序列用于相位調(diào)制。然而，無法將已設(shè)計(jì)為用于相位調(diào)制的信道估計(jì)序列適用于基于00K調(diào)制的發(fā)送 (也就是說，對比特“1”發(fā)送信號，對比特“0”不發(fā)送任何信號)。也就是說，在00K發(fā)送器 中信號不被相位調(diào)制，所以在如專利文獻(xiàn)ι所示的通過00K調(diào)制器發(fā)送兩個(gè)互補(bǔ)序列s (η) 和g(n)時(shí)，相位信息丟失。因此，接收器中信道估計(jì)性能大幅下降。也就是說，若完全不修改已設(shè)計(jì)為用于相位調(diào)制的序列而通過00K調(diào)制進(jìn)行發(fā) 送，則接收器中信道估計(jì)性能大幅下降。
因此，存在設(shè)計(jì)能夠通過OOK調(diào)制器發(fā)送的信道估計(jì)序列的需求。另外，也期望在 設(shè)計(jì)出的OOK信道估計(jì)序列中，能夠達(dá)到與現(xiàn)有的BPSK信道估計(jì)序列相同的性能。本發(fā)明的目的在于，提供通過采用可從用于接收處理而準(zhǔn)備的信號串且在第二調(diào) 制方式中使用的信號串生成的、用于第一調(diào)制方式的接收處理的信號序列，能夠?qū)崿F(xiàn)性能 與第二調(diào)制方式中的接收處理性能同等程度的無線通信方法、無線發(fā)送裝置和無線接收裝 置。解決問題的方案本發(fā)明的無線通信方法，用于在無線通信系統(tǒng)中為了信號處理而在無線發(fā)送裝置 與無線接收裝置之間通過第一調(diào)制方式發(fā)送第一序列，所述無線通信方法包括以下的步 驟在所述無線發(fā)送裝置中，發(fā)送與設(shè)計(jì)為用于第二調(diào)制方式的第二序列a(n)相同的子序 列&1 (η)、以及其比特與所述第二序列a (η)反轉(zhuǎn)的子序列a2 (η)作為所述第一序列；以及在 所述無線接收裝置中，從接收信號中檢測所述子序列&1(η)和所述子序列a2 (η)，并且為了 所述信號處理而將檢測結(jié)果轉(zhuǎn)送給后級的處理。本發(fā)明的無線發(fā)送裝置，通過第一調(diào)制方式發(fā)送第一序列，所述無線發(fā)送裝置所 采用的結(jié)構(gòu)包括調(diào)制單元，輸入與設(shè)計(jì)為用于第二調(diào)制方式的第二序列a(n)相同的子序 列&1 (η)、以及其比特與所述第二序列a (η)反轉(zhuǎn)的子序列a2 (η)作為所述第一序列，并對該 第一序列通過所述第一調(diào)制方式進(jìn)行調(diào)制；以及無線發(fā)送單元，對所述調(diào)制后的第一序列 進(jìn)行上變頻并進(jìn)行無線發(fā)送。本發(fā)明的無線接收裝置，接收通過第一調(diào)制方式發(fā)送了的第一序列，基于接收信 號進(jìn)行信道估計(jì)，并且對接收信號基于所述信道估計(jì)的結(jié)果進(jìn)行解調(diào)，所述無線接收裝置 所采用的結(jié)構(gòu)包括無線接收單元，接收包含與設(shè)計(jì)為用于第二調(diào)制方式的第二序列a(n) 相同的子序列^ (η)、以及其比特與第二序列a (η)反轉(zhuǎn)的子序列a2 (η)的信號；以及信道估 計(jì)單元，其包括相關(guān)運(yùn)算單元和計(jì)算單元，所述相關(guān)運(yùn)算單元取由所述無線接收單元接收 到的接收信號與以所述第二序列a(n)為基本單位的序列q(n)之間的相關(guān)，所述計(jì)算單元 計(jì)算由所述相關(guān)運(yùn)算單元獲得的相關(guān)結(jié)果中的、所述子序列Α(η)的相關(guān)結(jié)果和所述子序 列％(11)的相關(guān)結(jié)果之間的差分。發(fā)明的效果根據(jù)本發(fā)明，可以提供通過采用可從用于接收處理而準(zhǔn)備的信號串且在第二調(diào) 制方式中使用的信號串生成的、用于第一調(diào)制方式的接收處理的信號序列，能夠?qū)崿F(xiàn)性能 與第二調(diào)制方式中的接收處理性能同等程度的無線通信方法、無線發(fā)送裝置和無線接收裝置。


圖1是無線通信系統(tǒng)中的數(shù)據(jù)分組的示意圖。圖2是表示本發(fā)明實(shí)施方式1的無線通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖3是表示形成單元的一個(gè)結(jié)構(gòu)例的方框圖。 圖4是表示本發(fā)明實(shí)施方式1的無線接收裝置的信道估計(jì)單元的一個(gè)結(jié)構(gòu)例的方 框圖。圖5是用于說明無線通信系統(tǒng)的動作的流程圖。
圖6是用于說明用于發(fā)送信道估計(jì)信號串的分組格式的圖。圖7是表示傳輸路徑模型的圖。 圖8是表示實(shí)施方式2的無線接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖9是表示圖8所示的信道估計(jì)單元的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖10是表示不存在反射波的環(huán)境下的接收信號的圖。圖11是表示不存在反射波的環(huán)境下的檢波信號的圖。圖12是用于說明圖8所示的二值化單元中的OOK調(diào)制信號的二值化方法的圖。圖13是用于說明圖8所示的二值化單元中的OOK調(diào)制信號的二值化方法的圖。圖14是用于說明圖8所示的二值化單元中的OOK調(diào)制信號的二值化方法的圖。圖15是用于說明圖8所示的二值化單元中的OOK調(diào)制信號的二值化方法的圖。圖16是用于說明圖8所示的二值化單元中的OOK調(diào)制信號的二值化方法的圖。圖17是用于說明圖8所示的二值化單元中的OOK調(diào)制信號的二值化方法的圖。圖18是用于說明圖8所示的二值化單元中的OOK調(diào)制信號的二值化方法的圖。圖19是用于說明圖8所示的二值化單元中的OOK調(diào)制信號的二值化方法的圖。圖20是表示實(shí)施方式3的無線接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖21是表示實(shí)施方式4的發(fā)送數(shù)據(jù)的幀結(jié)構(gòu)的圖。圖22是表示一例由相關(guān)值運(yùn)算單元獲得的相關(guān)值的圖。圖23是表示圖20所示的信道估計(jì)單元的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖24是用于說明圖23所示的CES提取單元的動作的圖。圖25是表示其他實(shí)施方式的無線接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。圖26是表示其他實(shí)施方式的無線接收裝置的結(jié)構(gòu)的方框圖。
具體實(shí)施例方式在以下的段落中，關(guān)于本發(fā)明，參照附圖詳細(xì)地說明作為例子的實(shí)施方式。能夠?qū)?本發(fā)明具體化為多個(gè)不同的形態(tài)，但附圖中表示特定的實(shí)施方式，在本說明書中詳細(xì)地說 明這些實(shí)施方式。本公開應(yīng)視為本發(fā)明的原理的一例，并應(yīng)理解為本公開并不意圖將本發(fā) 明限制為圖示和說明了的特定的實(shí)施方式。也就是說，在整個(gè)說明中記載了的實(shí)施方式和 例子應(yīng)視為示范例而不是本發(fā)明的限制。另外，在實(shí)施方式中，對相同的結(jié)構(gòu)要素附加相同 的標(biāo)號，由于其說明重復(fù)，因此省略。(實(shí)施方式1)圖2是表示本發(fā)明實(shí)施方式的無線通信系統(tǒng)的結(jié)構(gòu)的方框圖。如圖2所示，無線通 信系統(tǒng)10包括無線發(fā)送裝置20和無線接收裝置30。無線發(fā)送裝置20將信道估計(jì)信號串 (序列)發(fā)送到無線接收裝置30。無線發(fā)送裝置20包括調(diào)制單元202和無線發(fā)送單元204。 無線接收裝置30包括具有接收濾波器208的無線接收單元206、均衡器(equalizer) 210、 以及信道估計(jì)單元212。以“1”和“0”的二進(jìn)制比特(binary bit)表示的輸入信號串201 (信道估計(jì)信號 串等)被輸入調(diào)制單元202。調(diào)制單元202可以是BPSK調(diào)制器、OOK調(diào)制器或其他的調(diào)制器。例如，在調(diào)制單 元202作用為BPSK調(diào)制器時(shí)，調(diào)制單元202對比特“1”設(shè)定正的振幅+A，對比特“0”設(shè)定負(fù)的振幅-Α。另外，在調(diào)制單元202作用為OOK調(diào)制器時(shí)，調(diào)制單元202對比特“1”設(shè)定正 的振幅+A，對比特“0”設(shè)定零。調(diào)制單元202的輸出信號即調(diào)制信號203是通過調(diào)制單元 202進(jìn)行調(diào)制所得的信號，經(jīng)由無線發(fā)送單元204作 為信號s (η) 205被發(fā)送。通過脈沖響應(yīng)函數(shù)為h (η)的多路徑信道，發(fā)送信號s (η) 205。一般的信道脈沖響 應(yīng)函數(shù)h(n)可以通過下式(1)表示。
Lh{n) = Yj ak5{n - rk )eJA ■ ■ , (1)
k=\在該式(1)中，L表示多路徑信道中的可分離的路徑的總數(shù)，在第k路徑中，產(chǎn)生 振幅衰減ak、時(shí)間延遲rk和移相(K。δ (η)表示狄拉克δ函數(shù)(Dirac deltafunction)。 因此，δ (n-rk)表示時(shí)間延遲rk中的δ (η)的延遲函數(shù)。通過無線接收裝置30接收從無線發(fā)送裝置20發(fā)送的信號s (η) 205。將無線接收 裝置30接收到的信號作為信號r (η) 207。接收信號r (η) 207能夠通過下式(2)表示。二 <8> +
L=^aks(n-rk)eJ^ +w(n) ■■· (2)
A=I在該式中，w(n)表示與在無線通信系統(tǒng)中存在的熱噪聲或其他的寬帶噪聲對應(yīng)的
白高斯噪聲。也就是說，通過將噪聲w (η)與發(fā)送信號s(n)和信道脈沖響應(yīng)函數(shù)h(n)的卷
積的積相加，求接收信號r (η)。卷積的積通常可以通過下式(3)定義。
+00ζ(η) = χ(η)Θγ(η)= ^ x(m)'y(n-m) ■ ■ ■ (3)
/W=- 從接收信號r (η) 207中由接收濾波器208僅提取所需的頻帶，并且提取出的信號 作為濾波器輸出209被輸出到均衡器210和信道估計(jì)單元212雙方。這里，為了在均衡器210中處理起因于多路徑信道的失真而達(dá)到正確的檢測，需 要求或估計(jì)信道脈沖響應(yīng)h (η)。也就是說，需要估計(jì)所有與延遲分布上出現(xiàn)的峰對應(yīng)的系 數(shù) ak、rk 禾口 <i)k。需要根據(jù)信道脈沖響應(yīng)h (η)變化的速度，以相當(dāng)?shù)念l度重復(fù)該估計(jì)處理。在無線 通信系統(tǒng)中通常采用的一個(gè)方法中，為了信道估計(jì)運(yùn)算，每個(gè)數(shù)據(jù)分組100地發(fā)送圖1中的 信道估計(jì)信號串108。另外，需要根據(jù)適用于通信系統(tǒng)的調(diào)制方式和檢測方式，估計(jì)移相(K。例如，在使 用了同步檢波的BPSK調(diào)制中，要求估計(jì)移相為0度或180度。本實(shí)施方式的無線發(fā)送裝置20在調(diào)制單元202的輸入端具有后述的形成單元 400。在形成單元400中，從設(shè)計(jì)為用于BPSK調(diào)制的任意的現(xiàn)有的信號串，導(dǎo)出用于OOK調(diào) 制的信道估計(jì)信號串108。這里，將用于BPSK調(diào)制的長度N的現(xiàn)有的信號串表示為a(n) (η =0,1, ...，Ν-1)。另外，將信號串a(chǎn)(n)設(shè)為例如專利文獻(xiàn)1中記載的由格雷互補(bǔ)信號串 形成的信道估計(jì)信號串、或ECMATC32-TG20的毫米波的標(biāo)準(zhǔn)化中的Frank-Zadoff信道估計(jì) 信號串。形成單元400通過修改信道估計(jì)信號串a(chǎn)(n)，生成用于通過OOK調(diào)制發(fā)送的兩個(gè) 子信號串 (η)和a2 (η)。 (η)和a2 (η)都具有與a (η)相同的長度N。
圖3是表示形成單元400的一個(gè)結(jié)構(gòu)例的方框圖。形成單元400包括將輸入信 號分配給兩個(gè)路徑的分配器(在該圖中表示為分支點(diǎn))、反轉(zhuǎn)器406和切換器410。切換器 410通過在兩個(gè)路徑之間切換對輸出側(cè)的連接，調(diào)整通過兩個(gè)路徑的信號的輸出定時(shí)。無線接收裝置30接收來自上述的無線發(fā)送裝置20的、通過OOK調(diào)制進(jìn)行了調(diào)制 的子信號串，進(jìn)行信道估計(jì)。為了達(dá)到與通過BPSK接收器接收的信號串a(chǎn)(n)相同的信道 估計(jì)性能，無線接收裝置30結(jié)合兩個(gè)子信號串a(chǎn)i(n)和a2(n)的檢測結(jié)果。圖4是表示無線接收裝置30的信道估計(jì)單元212的一個(gè)結(jié)構(gòu)例的方框圖。信道 估計(jì)單元212包括相關(guān)運(yùn)算單元602、將相關(guān)運(yùn)算單元602的輸出分配給兩個(gè)分支的分配 器(在該圖中表示為分支點(diǎn))、延遲單元604、以及加法器606。信道估計(jì)單元212計(jì)算子信 號串a(chǎn)i(n) ^P a2(n)的各個(gè)相關(guān)，并將計(jì)算出的相關(guān)結(jié)果相加。說明具有以上的結(jié)構(gòu)的無線通信系統(tǒng)10的無線發(fā)送裝置20和無線接收裝置30 的動作。圖5是用于說明該動作的流程圖。圖6表示用于在BPSK調(diào)制時(shí)發(fā)送信道估計(jì)信 號串a(chǎn)(n)的分組格式(圖6A)、以及用于在OOK調(diào)制時(shí)發(fā)送兩個(gè)信道估計(jì)子信號串a(chǎn)i (η) 和a2(n)的分組格式(圖6B)。 在步驟S302中，無線發(fā)送裝置20從信號串a(chǎn) (η)生成兩個(gè)子信號串 (η )和a2 (η)。 具體而言，以“1”和“0”的N個(gè)二進(jìn)制比特表示的信號串a(chǎn)(n)被分為兩個(gè)分支。在第一分 支402中，不對信號串a(chǎn)(n)進(jìn)行任何處理，并將信號串a(chǎn)(n)直接轉(zhuǎn)送給切換器410。在第二分支404中，信號串a(chǎn) (η)被轉(zhuǎn)送給反轉(zhuǎn)器406，由反轉(zhuǎn)器406將比特反轉(zhuǎn)。 也就是說，在反轉(zhuǎn)器406中，比特“1”被反轉(zhuǎn)為比特“0”，比特“0”被反轉(zhuǎn)為比特“1”。通過 比特反轉(zhuǎn)處理所獲得的子信號串 (η)即反轉(zhuǎn)器406的輸出408被發(fā)送到切換器410。切換器410將輸出402和408錯(cuò)開時(shí)間地輸出到調(diào)制單元202。作為結(jié)果，輸出 402和408在連續(xù)地連接的狀態(tài)下，被輸入到調(diào)制單元202作為輸入信號串201。在圖3中，輸出402和輸出408分別表示為子信號串 (η)和a2 (η)。另外，能夠如以下的式(4)和式(5)那樣地表示圖3的形成單元400中的處理。另 夕卜，式(4)表示第一分支中的處理，式(5)表示第二分支中的處理。B1 (n) = a (η) · · · (4)a2(η) =Inv[a(η)] = l_a(n) · · · (5)在該式中，Irw[]表示反轉(zhuǎn)函數(shù)。例如，如果信號串a(chǎn)(n)為
，則能夠計(jì)算出 兩個(gè)子信號串B1 (η)和a2 (η)分別為
和[1000]。在步驟S304中，無線發(fā)送裝置20通過OOK調(diào)制器(調(diào)制單元202)發(fā)送兩個(gè)子信 號串a(chǎn)i (η)和a2 (η)。如圖6Β所示，在子信號串a(chǎn)2 (η) 508之前發(fā)送子信號串B1 (η) 506。OOK 調(diào)制器(調(diào)制單元202)對比特“1”設(shè)定正的振幅+Α，對比特“0”設(shè)定零。這里，為了進(jìn)行比較，圖6Α表示現(xiàn)有的信道估計(jì)信號串的調(diào)制。在圖6Α中，信號 串a(chǎn) (η) 502被發(fā)送到BPSK調(diào)制器504，BPSK調(diào)制器504對比特“ 1，，設(shè)定正的振幅+Α，對比 特“0”設(shè)定負(fù)的振幅-Α。另外，根據(jù)以上的內(nèi)容，本實(shí)施方式的用于OOK調(diào)制的信道估計(jì)信號串的長度是 BPSK調(diào)制時(shí)的長度的兩倍。在步驟S306中，OOK接收器(無線接收裝置30)接收兩個(gè)子信號串 (η)和a2 (η)。 基本上，OOK接收器能夠檢測的僅是接收到的信號的振幅。另一方面，BPSK接收器不僅能夠檢測接收信號的振幅，還能夠檢測接收信號的極性(“+”或“-”)。在步驟S308中，信道估計(jì)單元212計(jì)算兩個(gè)子信號串 (η)和a2 (η)的相關(guān)，并將 計(jì)算出的相關(guān)結(jié)果相加。具體而言，在接收濾波器208中受到濾波處理的接收信號r (η)被輸入到相關(guān)運(yùn)算 單元602，相關(guān)運(yùn)算單元602取接收信號r (η)和本地信號串q(n)之間的相關(guān)。這里，在BPSK相關(guān)器中，通常a(n)是OOK調(diào)制，所以將比特“0”的振幅值設(shè)為 “_1”，由此采用了 “q(n) = 2*a(n)-l”作為本地信號串。這是因?yàn)椋珺PSK接收器能夠檢測 接收信號的振幅和極性。本地信號串用于檢測接收信號中包含的子信號串，所以其是信號 串檢測基準(zhǔn)信號。另外，本地信號串以作為子信號串的基礎(chǔ)的信號串為基本單位，所以其也 是該信號串的復(fù)本信號。在本實(shí)施方式的OOK相關(guān)器(相關(guān)運(yùn)算單元602)中，也以達(dá)到與BPSK相關(guān)器相 同的信道估計(jì)性能為目的，采用了相同的信號串“q(n) = 2*a(n)-l”。在相關(guān)運(yùn)算單元602的輸出端有以下的兩個(gè)分支。首先，在第一分支中，將輸出603直接發(fā)送到加法器606。另外，在第二分支中，在通過延遲單元604使輸出603延遲了時(shí)間長度N比特后，將其發(fā)送到加法器606。加法器606計(jì)算延遲后的相關(guān)輸出605與未延遲的相關(guān)輸出603之間的差分 D (η) 607，并為了信道估計(jì)而將該差分輸送到后級。理論上，能夠如下式(6)那樣地表示無噪聲的信道中的D (η)。D(η) = Φ [r^n), q(n)]-0 [r2(n), q(n)]= Φ (η)，q (η) ] - Φ [a2 (η)，q (η)]= Φ (η) -a2 (η)，q (η) ] = Φ [q (η)，q (η) ] · · · (6)在該式中，Φ [χ (η), y(n)]表示兩個(gè)信號串χ (η)和y(n)之間的相關(guān)。應(yīng)理解為 在BPSK發(fā)送器發(fā)送信號串a(chǎn) (η)時(shí)，在BPSK接收器中，接收信號串“q (η) =2*a(n)-l”。因 此，BPSK相關(guān)器的相關(guān)輸出也與Φ [q(η)，q(η)]相等。接著，若考慮脈沖響應(yīng)函數(shù)是h (η)的多路徑信道，則能夠如下式(7)那樣地表示 D (η)。D(n) = Φ[〈 (η), q(n)] - 0[r2 (η), q{n)]
L VL‘二 Φ Σ aka\( — rk+ wI (”)，^in)-① Σ akai (η 一 rk)eJA + w2 ("), < (η)
.k=\ 」 .
L=YjQk ^[ax{n-rk)-a2{n-rk), q{ri)] · + 0[w, ( ), q(n)] - 0[w2 (n), q(n)]
k=\
L“=Φ ^akq(n~rk)eJA ,q(n) + Ofw1 (n\ q(n)] - Φ[\ν2 (n\ q(n)] · ■ · (7)
-α二ι」這里，信號Γι(η)和r2(n)是子信號串 (η)和a2(n)通過了多路徑信道后由無線 接收裝置30接收的接收信號。另外，這里，假設(shè)在rjri)和1~2(11)的接收中，脈沖響應(yīng)函數(shù) h(n)不產(chǎn)生變化。在BPSK相關(guān)器中，除了隨機(jī)噪聲的項(xiàng)以外，能夠獲得通過式(8)表示的相同的相 關(guān)輸出。
如上所述，信道估計(jì)單元212求或估計(jì)信道脈沖響應(yīng)函數(shù)h (η)的系數(shù)ak、rk和 Φρ而非隨機(jī)噪聲的項(xiàng)。因此，作為結(jié)論，基于本實(shí)施方式的OOK調(diào)制的信道估計(jì)性能與基 于BPSK的信道估計(jì)性能相同。另外，在以上的說明中，說明了僅使用一個(gè)BPSK信道估計(jì)信號串a(chǎn)(n)的情況。然 而，本發(fā)明并不限于此，本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠理解在本發(fā)明中能夠?qū)PSK信道估計(jì)信號 串的數(shù)設(shè)為兩個(gè)以上。也就是說，在另外的實(shí)施方式中，能夠采用基于BPSK調(diào)制的格雷互補(bǔ)信號串a(chǎn)(n) 和b(n)用于信道估計(jì)。此時(shí)，能夠基于BPSK信號串a(chǎn)(n)導(dǎo)出兩個(gè)OOK子信號串^ (η)和 a2 (η)，而且能夠基于BPSK信號串b (η)導(dǎo)出另外兩個(gè)OOK子信號串Id1 (η) ^P b2(n)0通過 OOK調(diào)制器發(fā)送四個(gè)子信號串a(chǎn)i (n) W2Oihb1 (η)和b2 (η)，從而在OOK接收器中，能夠獲得 與BPSK接收器相同的信道估計(jì)性能。具體而言，在圖3中，接在信號串a(chǎn)(n)之后，信號串b (η)(例如，與在背景技術(shù)中 說明的格雷互補(bǔ)信號串g(n)對應(yīng)的信號串)被輸入到形成單元400，并與信號串a(chǎn)(n)同樣 地被分配給兩個(gè)分支。接著，通過使分配給了第二分支的信號串b(n)進(jìn)行比特反轉(zhuǎn)，獲得子信號串 b2(n)。另外，不對分配給了第一分支的另一方的信號串b (η)進(jìn)行任何處理，而將其輸出作 為子信號串h (η)。也就是說，在圖6Β中，在子信號串a(chǎn)2 (η)之后，子信號串Id1 (η)和子信號串b2 (η)連 續(xù)地從形成單元400輸出，并按照該順序被輸入到OOK調(diào)制器(調(diào)制單元202)。通過OOK 調(diào)制器(調(diào)制單元202)對子信號串a(chǎn) 、a2(n)、b 和b2(n)進(jìn)行OOK調(diào)制，并通過無 線發(fā)送單元204無線發(fā)送所獲得的調(diào)制信號。接著，在接收器中，相關(guān)運(yùn)算單元602計(jì)算接收到的OOK子信號串a(chǎn)i(n)、a2(n)、 Id1 (η)和 b2 (η)與 q (η) (η)和 a2 (η)與信號串 2*a (η) _1、以及 Id1 (η)和 b2 (η)與信號串 2*b(n)-l)之間的相關(guān)。另外，加法器606從子信號串a(chǎn)i (η)的相關(guān)結(jié)果中減去子信號串 a2(n)的相關(guān)結(jié)果，并從子信號串Id1 (η)的相關(guān)結(jié)果中減去子信號串b2 (η)的相關(guān)結(jié)果。此 時(shí)，如上所述，理論上，從子信號串^ (η)的相關(guān)結(jié)果中減去子信號串a(chǎn)2 (η)的相關(guān)結(jié)果所 獲得的結(jié)果與通過現(xiàn)有的BPSK信道估計(jì)所獲得的相關(guān)結(jié)果、即從發(fā)送器直接發(fā)送而由接 收器接收的BPSK信道估計(jì)信號串a(chǎn) (η)和q (η)(與BPSK信道估計(jì)信號串a(chǎn) (η)對應(yīng)的信號 串)之間的相關(guān)結(jié)果一致。同樣地，理論上，從子信號串bjri)的相關(guān)結(jié)果中減去子信號串b2(n)的相關(guān)結(jié)果 所得的結(jié)果與通過現(xiàn)有的BPSK信道估計(jì)所得的相關(guān)結(jié)果、即從發(fā)送器直接發(fā)送而由接收 器接收的BPSK信道估計(jì)信號串b (η)和q (η)(與BPSK信道估計(jì)信號串a(chǎn) (η)對應(yīng)的信號 串)之間的相關(guān)結(jié)果一致。另外，將有關(guān)子信號串a(chǎn)i(n)和子信號串a(chǎn)2(n)的減法結(jié)果與有關(guān)子信號串h (η) 和子信號串b2 (η)的減法結(jié)果相加。這里，在能夠獲得有關(guān)子信號串a(chǎn)i (η)和子信號串a(chǎn)2 (η) 的減法結(jié)果的定時(shí)與能夠獲得有關(guān)子信號串1^ (η)和子信號串b2 (η)的減法結(jié)果之間，有2Ν 之差。因此，在加法處理之前，需要使定時(shí)同步。
因此，例如在圖4的結(jié)構(gòu)的后級(在圖4的結(jié)構(gòu)的輸出端)需要設(shè)置將輸入信號 分配給兩個(gè)分支的分配器、在一方的分支中設(shè)置的延遲器(延遲量2N)、以及將通過了兩個(gè) 分支的信號相加的加法器?；蛘撸部梢栽趫D4的結(jié)構(gòu)的前級(在圖4的輸入端)設(shè)置將輸入信號分配給兩 個(gè)分支的分配器，并在兩個(gè)分支的各個(gè)分支中設(shè)置圖4的結(jié)構(gòu)。此時(shí)，在分支的一方中，相 關(guān)運(yùn)算單元602計(jì)算B1 (η)和a2 (η)與q (η)(信號串2*a (η) _1)之間的相關(guān)，在另一方的分 支中，相關(guān)運(yùn)算單元602計(jì)算Id1 (η)和b2(n)與q(n)(信號串2*b(n)_l)之間的相關(guān)。將延 遲器(延遲量)2N設(shè)置在一方的分支即可。然后，設(shè)置了將通過了各個(gè)分支的信號相加的 加法器。另外，在以上的說明中，示出了從BPSK信道估計(jì)信號串導(dǎo)出OOK子信號串的方法。 然而，本發(fā)明并不限于此，本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠理解不限于BPSK信道估計(jì)信號串。在另 外的實(shí)施方式中，通過采用本發(fā)明的方法，能夠從BPSK同步信號串e(n)導(dǎo)出兩個(gè)OOK子信 號串 θ! (η)和 e2 (η)。另外，在以上的說明中，表示從BPSK信道估計(jì)信號串導(dǎo)出OOK信道估計(jì)信號串， 并從BPSK同步信號串導(dǎo)出OOK同步信號串的方法。然而，本發(fā)明并不限于此，不限于OOK 調(diào)制和BPSK調(diào)制。本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠理解，根據(jù)本發(fā)明，能夠?qū)С鲇糜贏SK調(diào)制的信 道估計(jì)信號串和同步信號串。能夠?qū)⒂糜贐PSK調(diào)制的信號串置換為用于差動BPSK調(diào)制 (Differential-BPSK modulation)的信號串。
另外，能夠通過對用于其他的調(diào)制方式的估計(jì)信號串和同步信號串進(jìn)行修改，獲 得本實(shí)施方式中使用的、用于BPSK調(diào)制的估計(jì)信號串和同步信號串。在一個(gè)實(shí)施方式中， 能夠從用于16-PSK調(diào)制的Franck-Zadoff信道估計(jì)信號串a(chǎn)16_PSK(n)(基于復(fù)數(shù)的信號串)， 獲得用于BPSK調(diào)制方式的Franck-Zadoff信道估計(jì)信號串a(chǎn)BPSK(n)。該導(dǎo)出能夠通過下式 (9)表示。
(yj\ _ /1 i/Re[G16_/^( )]>Im[a16_P雙(n)]orRe[o16_p雙(《)]=Im[a16_P證(《)]>0 aBPSKV1) ~ \-1 if Re[a16_P^ ( )]<Im[o16_^ ( )] or Re[a16_P^ (n)]^lm[al6_PSK ( )]<0
■ ■ ■ (9)在該式中，Re[X(n)]和Im[x(n)]分別表示復(fù)數(shù)x(n)的實(shí)部和虛部。也就是說，在信號串c(n)的實(shí)部大于信號串c(n)的虛部時(shí)，或者在信號串c (η) 的實(shí)部和虛部雙方等于0或大于0時(shí)，在信號串a(chǎn)(n)中設(shè)定第一比特值，并且在信號串 c (η)的實(shí)部小于信號串C(ri)的虛部時(shí)，或者在信號串c(n)的實(shí)部和虛部雙方等于0或小 于0時(shí)，在信號串a(chǎn)(n)中設(shè)定第二比特值。這里，第一比特值為正的比特值“+1”，第二比特 值為負(fù)的比特值“-1”。(實(shí)施方式2)在實(shí)施方式1中，說明發(fā)送接收最適合于OOK調(diào)制信號的信道估計(jì)信號串的無線 發(fā)送裝置和無線接收裝置。相對于此，在實(shí)施方式2中，說明基于信道估計(jì)的結(jié)果，校正接 收信號的振幅的無線接收裝置和該校正方法。另外，在本實(shí)施方式中，發(fā)送信號以O(shè)OK進(jìn)行 調(diào)制。另外，如圖7所示，以由直達(dá)波701和來自地面、桌子、墻壁等的反射體702的反射波 703的雙波構(gòu)成的雙波模式，對無線發(fā)送裝置20與無線接收裝置800之間的傳輸路徑進(jìn)行模式化。圖8是表示本發(fā)明實(shí)施方式2的無線接收裝置800的結(jié)構(gòu)的方框圖。對與圖2所 示的無線接收裝置30相同的結(jié)構(gòu)要素附加相同的標(biāo)號，并省略其說明。在圖8中，無線接收裝置800包括無線接收單元206、信道估計(jì)單元212、均衡器 (equalizer) 210和二值化單元808，所述無線接收單元具有天線、接收濾波器208、檢波單 元804和采樣單元806。天線接收從無線發(fā)送裝置20發(fā)送的信號，并將接收信號207輸出到接收濾波器 208。接收濾波器208通過限制接收信號的頻帶，從接收信號中去除期 望頻帶以外的噪 聲。然后，接收濾波器208將去除了噪聲的接收信號209輸出到檢波單元804。檢波單元804對去除了噪聲的接收信號209進(jìn)行規(guī)定的檢波處理。規(guī)定的檢波處 理是指，例如為同步檢波、延遲檢波、包絡(luò)線檢波等。然后，檢波單元804將對去除了噪聲的 接收信號209進(jìn)行檢波所獲得的檢波信號801輸出到采樣單元806。另外，在本實(shí)施方式 中，檢波單元804進(jìn)行同步檢波。采樣單元806以規(guī)定的采樣定時(shí)對檢波信號801進(jìn)行采樣，并將采樣值803輸出 到信道估計(jì)單元212和均衡器210。采樣單元806例如具有ADC (Analog to Digital Converter，模擬數(shù)字變換器)， 以碼元率的M倍(M為正數(shù))的采樣率對檢波信號801進(jìn)行采樣。在本實(shí)施方式中，說明M =1作為一例。因此，能夠?qū)z波信號1碼元獲得一個(gè)樣本值。如圖9所示，信道估計(jì)單元212包括相關(guān)運(yùn)算單元602、延遲單元604、加法器606 和系數(shù)計(jì)算單元900。這里，相關(guān)運(yùn)算單元602、延遲單元604和加法器606進(jìn)行與實(shí)施方 式1中記述的處理相同的處理。系數(shù)計(jì)算單元900使用從加法器606輸出的相加值607，計(jì)算實(shí)施方式1中記述的 系數(shù)ak、rk和(K。其中，k=l、· · ·、L，L為可檢測的延遲波的數(shù)。然后，系數(shù)計(jì)算單元900將計(jì)算出的系數(shù)ak、rk和輸出到均衡器210作為信道 估計(jì)結(jié)果901。在本實(shí)施方式中，以雙波模式對傳輸路徑進(jìn)行模式化，所以L = 2，k= 1，2。這里，說明系數(shù)ak、rk和的具體的計(jì)算方法。系數(shù)計(jì)算單元900從N (N為信道估計(jì)信號串的長度)個(gè)相加值607中，按照絕對 值大的順序檢測L個(gè)相加值。這里，k= 1，2，所以檢測出 和 。接著，系數(shù)計(jì)算單元900檢測ak被檢測出的時(shí)刻rk。例如，在N個(gè)相加值607的第 i相加值檢測出 ，第j(j > i)相加值檢測出a2時(shí)，T1 = i、r2 = j。通常在延遲波之前接 收到直達(dá)波，所以若j > 1，則 的絕對值Ia1I表示直達(dá)波的振幅，a2的絕對值Ia2I表示延 遲波的振幅。另外，這里，可知適用了對檢波信號1碼元(由于是OOK調(diào)制，所以與1比特 對應(yīng))取得一個(gè)樣本值的采樣頻率，所以比直達(dá)波延遲r2_ri = j-i比特后接收到延遲波。接著，系數(shù)計(jì)算單元900檢測與ak對應(yīng)的波的相位(^。在實(shí)際的無線通信中，Φ, 能夠取-180° +180°的任意的值。但是，在本實(shí)施方式中，為了便于估計(jì)相位，假設(shè)(K 取0°或180°的兩個(gè)相位狀態(tài)而被檢測。具體而言，(^在、彡0時(shí)，被檢測為(K = 0°， 另一方面，在ak<0時(shí)，被檢測為(K= 180°。在本實(shí)施方式中，Ct1與Φ2之差表示直達(dá) 波與延遲波之間的相位差。
如上所述，系數(shù)計(jì)算單元900計(jì)算系數(shù)ak、rk和Φ k作為信道估計(jì)結(jié)果901。返回到圖8，均衡器210使用從信道估計(jì)單元212輸出的信道估計(jì)結(jié)果901和從二 值化單元808輸出的解調(diào)結(jié)果805，校正從采樣單元806輸出的樣本值803的振幅。二值化單元808將由均衡器210校正了振幅所得的樣本值214與規(guī)定的閾值th 進(jìn)行比較，由此進(jìn)行二值化，并輸出二值化后的結(jié)果作為解調(diào)結(jié)果805。解調(diào)結(jié)果805也被 輸出到均衡器210。這里，說明二值化單元808中的二值化方法和均衡器210中的振幅校正方法。另夕卜，通過采樣單元806、信道估計(jì)單元212和均衡器210對檢波信號801進(jìn)行規(guī)定的處理，但 這里，為了簡化說明，省略這些處理的說明。也就是說，假設(shè)檢波信號801被直接輸入到二 值化單元808。首先，使用圖10和圖11說明二值化單元808中的OOK調(diào)制信號的二值化方法。圖 11是表示不存在反射波的環(huán)境下接收到OOK調(diào)制信號“010”時(shí)的接收信號209的圖。在 OOK中，對比特“1”分配振幅A，對比特“0”分配振幅0。因此，去除了噪聲的接收信號209 如圖10所示。通過檢波單元804對去除了噪聲的接收信號209進(jìn)行檢波處理。其結(jié)果，檢波信 號801如圖11所示。檢波處理的結(jié)果，與比特“1”對應(yīng)的振幅為C。這里，C是設(shè)計(jì)裝置時(shí) 決定的值，并且是在接收到比特“ 1”時(shí)假定的檢波信號的振幅。二值化單元808通過將檢波信號801的振幅與規(guī)定的閾值th進(jìn)行比較，對檢波信 號801進(jìn)行二值化，并輸出二值化后的結(jié)果作為解調(diào)結(jié)果805。如圖11所示，在與比特“1” 對應(yīng)的檢波信號801的振幅為C時(shí)，通常將閾值th的值設(shè)定為C/2。然后，二值化單元808例如在檢波信號801的振幅為C/2以上時(shí)，將其二值化為 “1”，而在檢波信號801的振幅小于(V2時(shí)，將其二值化為“0”。由此，二值化單元808對檢 波信號801進(jìn)行二值化。接著，使用圖12 圖19說明均衡器210中的樣本值803的振幅校正方法。在本 實(shí)施方式中，假設(shè)傳輸路徑為雙波模式。另外，這里，舉例說明直達(dá)波與延遲波的相位差為 0°和180°的情況。另外，在后面敘述具體的輸入波形的干擾狀態(tài)的判斷。圖12表示在直達(dá)波與延遲波之間的相位差為0°的狀態(tài)下，延遲波的比特“1”對 直達(dá)波的比特“1”造成了干擾時(shí)的合成波(接收到的信號)。如圖12所示，假設(shè)直達(dá)波的 振幅為A，延遲波的振幅為B，則合成波的振幅為A+B。在無線接收裝置800接收到圖12的 合成波時(shí)，檢波信號801的振幅為如圖13所示的D(D> C)。因此，在相位差為0°，延遲波 的比特“1”對直達(dá)波的比特“1”造成了干擾時(shí)，在二值化單元808的處理結(jié)果中，不發(fā)生起 因于延遲波的比特差錯(cuò)。圖14表示在相位差為180°，延遲波的比特“1”對直達(dá)波的比特“1”造成了干擾 時(shí)的合成波。如圖14所示，假設(shè)直達(dá)波的振幅為A，延遲波的振幅為B，則合成波的振幅為 A-B。在無線接收裝置800接收到圖14的合成波時(shí)，檢波信號801的振幅為如圖15所示的 E(E<C)。特別是在B > A/2時(shí)，E < C/2。也就是說，本應(yīng)獲得與直達(dá)波的比特“ 1” 一致 的二值化結(jié)果，卻在二值化單元808中被判定為比特“0”。因此，在相位差為180°，延遲波 的比特“1”對直達(dá)波的比特“1”造成了干擾時(shí)，在二值化單元808的處理結(jié)果中，發(fā)生起因 于延遲波的比特差錯(cuò)。
圖16表示在相位差為0°，延遲波的比特“1”對直達(dá)波的比特“0”造成了干擾時(shí) 的合成波。如圖16所示，假設(shè)直達(dá)波的振幅為0，延遲波的振幅為B，則合成波的振幅為B。 在無線接收裝置800接收到圖16的合成波時(shí)，檢波信號801的振幅為如圖17所示的F(F >0)。特別是在8>六/2時(shí)，F(xiàn)>C/2。也就是說，本應(yīng)獲得與直達(dá)波的比特“0”一致的二 值化結(jié)果，卻在二值化單元808中被判定為比特“1”。因此，在相位差為0°，延遲波的比特 “1”對直達(dá)波的比特“0”造成了干擾時(shí)，在二值化單元808的處理結(jié)果中，發(fā)生起因于延遲 波的比特差錯(cuò)。圖18表示在相位差為180°，延遲波的比 特“1”對直達(dá)波的比特“0”造成了干擾 時(shí)的合成波。如圖18所示，假設(shè)直達(dá)波的振幅為0，延遲波的振幅為B，則合成波的振幅為 B。在無線接收裝置800接收到圖18的合成波時(shí)，檢波信號801的振幅為如圖19所示的 G(G = F>0)。特別是在8>々/2時(shí)，G>C/2。也就是說，本應(yīng)獲得與直達(dá)波的比特“0” 一致的二值化結(jié)果，卻在二值化單元808中被判定為比特“1”。因此，在相位差為180°，延 遲波的比特“1”對直達(dá)波的比特“0”造成了干擾時(shí)，在二值化單元808的處理結(jié)果中，發(fā)生 起因于延遲波的比特差錯(cuò)。另外，在延遲波為比特“0”時(shí)，延遲波的振幅為0，所以即使延遲波對直達(dá)波造成 干擾，也不發(fā)生比特差錯(cuò)。若考慮以上情形，則需要根據(jù)直達(dá)波的比特、延遲波的比特、直達(dá)波與延遲波之間 的相位差，如下進(jìn)行檢波信號801的振幅校正。這里，根據(jù)圖10和圖11，對振幅A的直達(dá) 波進(jìn)行了檢波的結(jié)果，能夠獲得振幅C的檢波信號，所以若接收信號209的振幅通過檢波單 元804的檢波處理被線性變換，則檢波單元804將接收信號209的振幅乘以C/A倍后輸出。 另外，將均衡器210的輸出設(shè)為H。(1)在直達(dá)波為比特“1”、延遲波為比特“1”、直達(dá)波與延遲波的相位差為0°時(shí)此時(shí)，接收信號209的振幅為A+B，所以檢波信號801的振幅D為D = (A+B) XC/ A?；谛诺拦烙?jì)結(jié)果，A B=Ia1I Ia2I 成立，所以 D= (A+AX|a2|/|ai|)XC/A = CX (1+1 a21 / I B11)。因此，如式(10)所示，均衡器210將檢波信號801的振幅從D校正為C。
也就是說，均衡器210將檢波信號801的振幅換算為無延遲波的干擾的理想狀態(tài)下的振幅。= ■ ■ ■ (10)(2)在直達(dá)波為比特“1”、延遲波為比特“1”、直達(dá)波與延遲波的相位差為180°時(shí)此時(shí)，接收信號的振幅為A-B，所以檢波信號801的振幅E為E = (A-A X I a21 / I B1 ) X C/A = CX (1-1 a21 / | aj))0 因此，如式(11)所示，均衡器 210 將檢波信 號801的振幅從E校正為C。H=c--T=mrExHk\ ‘ ■ ■(11)(3)在直達(dá)波為比特“1”、延遲波為比特“0”、直達(dá)波與延遲波的相位差為0°時(shí)此時(shí)，延遲波的振幅為0，所以檢波信號801的振幅為C。因此，均衡器210不對檢 波信號801的振幅進(jìn)行校正而直接輸出。(4)在直達(dá)波為比特“1”、延遲波為比特“0”、直達(dá)波與延遲波的相位差為180°時(shí)此時(shí)，延遲波的振幅為0，所以檢波信號801的振幅為C。因此，均衡器210不對檢波信號801的振幅進(jìn)行校正而直接輸出。(5)在直達(dá)波為比特“0”、延遲波為比特“1”、直達(dá)波與延遲波的相位差為0°時(shí)此時(shí)，均衡器210將檢波信號801的振幅從F校正為0。也就是說，進(jìn)行通過式
(12)表示的校正處理。H = O = F-F ‘ · · (12)(6)在直達(dá)波為比特“0”、延遲波為比特“1”、直達(dá)波與延遲波的相位差為180°時(shí)此時(shí)，均衡器210將檢波信號801的振幅從G校正為0。也就是說，進(jìn)行通過式
(13)表示的校正處理。
H = O = G-G · · · (13)(7)在直達(dá)波為比特“0”、延遲波為比特“0”、直達(dá)波與延遲波的相位差為0°時(shí)此時(shí)，延遲波的振幅為0，所以檢波信號801的振幅為0。因此，均衡器210不對檢 波信號801的振幅進(jìn)行校正而直接輸出。(8)在直達(dá)波為比特“0”、延遲波為比特“0”、直達(dá)波與延遲波的相位差為180°時(shí)此時(shí)，延遲波的振幅為0，所以檢波信號801的振幅為0。因此，均衡器210不對檢 波信號801的振幅進(jìn)行校正而直接輸出。如上所述，根據(jù)直達(dá)波的比特、延遲波的比特、直達(dá)波與延遲波的相位差，存在8 種直達(dá)波與延遲波之間的干擾狀態(tài)。但是，在延遲波的比特為“0”時(shí)(上述的事例(3)、⑷、 (7)和(8))，均衡器210不進(jìn)行校正處理。也就是說，無需區(qū)別事例(3)、⑷、(7)和(S)0因此，實(shí)際上，均衡器210 檢測(1)、(2)、(5)、(6)和(9) ( = (3)、(4)、(7)或(8)) 的五個(gè)狀態(tài)，并進(jìn)行適合各個(gè)狀態(tài)的校正處理。接著，說明均衡器210中的上述五個(gè)狀態(tài)的判別方法。均衡器210使用信道估計(jì)結(jié)果901和解調(diào)結(jié)果805，判別上述五個(gè)狀態(tài)。這里，作 為信道估計(jì)的結(jié)果，表示直達(dá)波的系數(shù)分別為S1 =Ai^r1 = i, Φ! = Cti，表示延遲波的系 數(shù)為a2 = A」、r2 = j、Φ2 = Φ JO另外，將時(shí)刻m的樣本值803設(shè)為Um，將樣本值803的解 調(diào)結(jié)果805設(shè)為Vm。于是，能夠如下所示判別(1)、(2)、(5)、(6)和(9)的狀態(tài)。I)若νω 、即時(shí)刻m之前j-i的定時(shí)的解調(diào)結(jié)果為0，則延遲波的比特為“0”，所 以均衡器210將時(shí)刻m的狀態(tài)判斷為(9)。II)若VdhM = 1、I φ「φ2| = 0°且Um彡C，則均衡器210將時(shí)刻m的狀態(tài)判斷 為⑴。III)若乂…的)=1、| Φ!-Φ2 = 180°、C > Um 彡 C/2 且 | a21 / | 1 彡 0.5，則均衡 器210將時(shí)刻m的狀態(tài)判斷為(2)。IV)若乂^的)=1、| Φ!-Φ2 = 180°、Um < (V2 且 | a21 / | 1 >0.5，則均衡器 210 將時(shí)刻m的狀態(tài)判斷為(2)。V)若乂化的)=1、I Φ「Φ2| =0°、C>Um》C/2且 Ia2|/|ai| 彡 0.5，則均衡器 210將時(shí)刻m的狀態(tài)判斷為(5)。VI)若￥『的)=1、I Φ「Φ2| =0°、Um<C/2 且 | a21 / | Ei11 <0.5，則均衡器 210 將時(shí)刻m的狀態(tài)判斷為(5)。VII)若乂^的)=1、| Φ!-Φ2 = 180°、C > Um 彡 C/2 且 | a21 / | 1 彡 0.5，則均衡器210將時(shí)刻m的狀態(tài)判斷為(6)。VIII)若乂化的)=1、I Φ「Φ2| = 180°、Um < (V2 且 | a21 / | 1 <0.5，則均衡器 210將時(shí)刻m的狀態(tài)判斷為(6)。如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式，均衡器210檢測在從加法器606計(jì)算出的N個(gè)差分 信息中提取出的L個(gè)(L彡N)的差分信息的值d(k)(其中，k= 1、2、· · ·、υ、其絕對值
d(k) |、d(k)的符號的正負(fù)、提取出差分信息的位置r(k)、以及相位信息Φ (k)中的至少一 個(gè)，并基于該檢測結(jié)果和解調(diào)結(jié)果(在本實(shí)施方式中為二值化結(jié)果)，判斷直達(dá)波與間接波 之間的干擾狀態(tài)(也就是說，根據(jù)直達(dá)波的比特值、間接波的比特值、以及直達(dá)波與間接波 之間的相位差確定的干擾狀態(tài))。然后，均衡器210進(jìn)行根據(jù)干擾狀態(tài)的、檢波信號801的 振幅的校正。
也就是說，均衡器210檢測在從加法器606計(jì)算出的N個(gè)差分信息中提取出的L個(gè) (L^N)的差分信息的值d(k)、其絕對值|d(k) |、d(k)的符號的正負(fù)、提取出差分信息的位 置r(k)、以及相位信息Φ (k)中的至少一個(gè)，并基于該檢測結(jié)果和解調(diào)結(jié)果對檢波信號801 的振幅進(jìn)行校正。這樣，根據(jù)直達(dá)波和延遲波之間的干擾狀態(tài)對檢波信號801的振幅進(jìn)行校正，所 以能夠改善二值化結(jié)果中的比特差錯(cuò)率。(實(shí)施方式3)在實(shí)施方式2中，均衡器210根據(jù)直達(dá)波的比特、延遲波的比特、直達(dá)波與延遲波 之間的相位差，對檢波信號801的振幅進(jìn)行校正。相對于此，在實(shí)施方式3中，后述的閾值 控制單元902根據(jù)直達(dá)波的比特、延遲波的比特、直達(dá)波與延遲波的相位差，控制二值化單 元808的閾值th。圖20是表示本發(fā)明實(shí)施方式3的無線接收裝置1000的結(jié)構(gòu)的方框圖。與實(shí)施方 式2的無線接收裝置800的不同之處在于，具備閾值控制單元902取代均衡器210。閾值控制單元902將與直達(dá)波的比特、延遲波的比特、以及直達(dá)波和延遲波之間 的相位差對應(yīng)的閾值控制信號903，輸出到二值化單元808。以下，說明閾值控制單元902的動作。閾值控制單元902與實(shí)施方式2的均衡器210相同，使用I) VIII)的判定條件， 判別(1)、(2)、(5)、(6)和(9)的狀態(tài)。然后，閾值控制單元902根據(jù)(1)、(2)、(5)、(6)和 (9)的狀態(tài)，如下進(jìn)行閾值控制。(事例A)(1)、(5)和(6)的狀態(tài)都是接收信號的振幅因延遲波的干擾而增加的狀態(tài)。因此， 能夠適用相同的閾值控制。若舉例說明(1)的狀態(tài)，則能夠通過下式(14)表示C。C = Dx.卜 1I , ■ ■ ■ (14)
Pil + kl若對D整理該式(14)，則能夠如下式(15)那樣地表示D。D =. · ■ (15)
H由于最合適的閾值T為D/2，所以能夠通過式(16)求最合適的閾值T。
T =. . . (16)
2 2 \ax\這樣，閾值控制單元902控制閾值。也就是說，閾值控制單元902控制設(shè)定閾值， 以使檢波信號801的振幅與二值化單元808中所設(shè)定的設(shè)定閾值之間的關(guān)系為在無延遲波 的干擾的理想狀態(tài)下的振幅D與閾值th(即D/2)之間的關(guān)系。
(事例B)在檢測出(2)的狀態(tài)時(shí)，能夠通過下式(17)表示C。C = Ex. , ■ ■ · (17)
KhKI若對E整理該式(17)，則能夠如下式(18)那樣地表示。￡ = CxtihhJ ■ . . (18)
hi由于是E/2，所以能夠通過式(19)求最適合的閾值T。Γ = 1 = = ■ . · (19)
2 2 μ μ這樣，閾值控制單元902控制閾值。(事例C)在檢測出(9)的狀態(tài)時(shí)，延遲波的比特為“0”，所以直達(dá)波不受到干擾的影響。因 此，閾值仍為T = th。如上所述，根據(jù)本實(shí)施方式，閾值控制單元902從通過加法器606計(jì)算出的N個(gè)差 分信息中提取L個(gè)(LSN)的差分信息，檢測該L個(gè)差分信息的值d(k)、其絕對值|d(k) |、 d(k)的符號的正負(fù)、提取出差分信息的位置r(k)、以及相位信息Φ (k)中的至少一個(gè)，并基 于該檢測結(jié)果和解調(diào)結(jié)果(在本實(shí)施方式中為二值化結(jié)果)，判斷直達(dá)波與間接波之間的 干擾狀態(tài)(也就是說，根據(jù)直達(dá)波的比特值、間接波的比特值、以及直達(dá)波與間接波之間的 相位差確定的干擾狀態(tài))。然后，閾值控制單元902進(jìn)行對應(yīng)了干擾狀態(tài)的、二值化單元808 的閾值的校正。也就是說，閾值控制單元902從通過加法器606計(jì)算出的N個(gè)差分信息中提取L 個(gè)(L<N)的差分信息，檢測該L個(gè)差分信息的值d(k)、其絕對值|d(k) |、d(k)的符號的 正負(fù)、提取出差分信息的位置r(k)、以及相位信息ΦΟΟ中的至少一個(gè)，并基于該檢測結(jié)果 和解調(diào)結(jié)果校正二值化單元808的閾值。這樣，根據(jù)直達(dá)波和延遲波之間的干擾狀態(tài)校正二值化單元808的閾值th，所以 能夠改善二值化結(jié)果中的比特差錯(cuò)率。(實(shí)施方式4)在本發(fā)明的實(shí)施方式4中，說明有關(guān)提高實(shí)施方式1至3的各個(gè)實(shí)施方式中說明 的信道估計(jì)單元的信道估計(jì)精度的方法。圖21是表示本發(fā)明實(shí)施方式4的發(fā)送數(shù)據(jù)的幀結(jié)構(gòu)的圖。信道估計(jì)信號串108 由子信號串1001、子信號串1002和子信號串1003構(gòu)成。通過形成單元400形成信道估計(jì) 信號串108。
這里，C1 (η)(子信號串1001和子信號串1003)和C2(Ii)(子信號串1002)具有與實(shí) 施方式1中的子信號串a(chǎn)jn)和子信號串a(chǎn)2(n)相同的關(guān)系。也就是說，由用于BPSK而生 成的長度N比特的信道估計(jì)信號串C(n)，生成子信號串C1OihC2(Ii)tj另外，C1 (n) ^P C2(η) 具有比特相互反轉(zhuǎn)了的關(guān)系。圖22是表示一例相關(guān)運(yùn)算單元602所獲得的相關(guān)值603的圖。在圖22中，最初的N個(gè)相關(guān)值603_1是對于子信號串1001的相關(guān)值，隨后的N個(gè) 相關(guān)值603_2是對于子信號串1002的相關(guān)值，最后的N個(gè)相關(guān)值603_3是對于子信號串 1003的相關(guān)值。子信號串1001和1003與子信號串1002具有比特反轉(zhuǎn)了的關(guān)系，所以相關(guān)值 603_1和603_3與相關(guān)值603_2具有反轉(zhuǎn)了的關(guān)系。
圖23是表示實(shí)施方式4的信道估計(jì)單元212的結(jié)構(gòu)的圖。實(shí)施方式4中的信道 估計(jì)單元212與上述各個(gè)實(shí)施方式中的信道估計(jì)單元212的不同之處在于，具備信道估計(jì) 信號串(CES Channel Estimation Sequence)提取單元904而取代延遲單元604。根據(jù)圖21的幀結(jié)構(gòu)，信道估計(jì)信號串108被夾在同步信號串106和有效載荷104 之間。對長度N的子信號串候補(bǔ)，分級地錯(cuò)開本地信號串，在各級進(jìn)行相關(guān)運(yùn)算單元602中 的相關(guān)運(yùn)算。因此，在相關(guān)值603_1的前一半的N/2個(gè)相關(guān)值中，包含同步信號串106與本 地信號串C(n)之間的相關(guān)值。另外，在相關(guān)值603_3的后一半的N/2個(gè)相關(guān)值中，也包含 有效載荷104與本地信號串C(n)之間的相關(guān)值。因此，若使用實(shí)施方式1至3的信道估計(jì)單元212的結(jié)構(gòu)進(jìn)行信道估計(jì)，則包含原 本在信道估計(jì)中不使用的與信號串即同步信號串106、以及與有效載荷104之間的相關(guān)值， 所以信道估計(jì)精度劣化。為了改善該劣化，在實(shí)施方式4的信道估計(jì)單元212中，CES提取單元904進(jìn)行以 下的處理。首先，如圖24所示，CES提取單元904從相關(guān)值603_1中提取后一半的N/2的相 關(guān)值(將其作為X1)。接著，CES提取單元904存儲相關(guān)值603_2的值(將其作為X2)。接著，如圖24所示，CES提取單元904從相關(guān)值603_3中提取前一半的N/2個(gè)相 關(guān)值(將其作為X3)。接著，如圖24所示，CES提取單元904將X1結(jié)合在X3的后部。若將由此結(jié)合所得 的相關(guān)值群作為x4，則X4為長度N的信號串。最后，CES提取單元904計(jì)算X4與X2的差分905。如上所述，CES提取單元904使用沒有包含原來在信道估計(jì)中不使用的信號串的 相關(guān)值的X1和x3，形成對于子信號串C1 (η)的新的相關(guān)值Χ4，系數(shù)計(jì)算單元900使用X4與 X2的差分905計(jì)算信道估計(jì)結(jié)果901，從而能夠提高信道估計(jì)精度。另外，在圖21的同步信號串106由構(gòu)成信道估計(jì)信號串的信號串、例如C1 (η)或 C2(Ii)構(gòu)成時(shí)，能夠?qū)⑼叫盘柎?06的相關(guān)運(yùn)算結(jié)果603用于信道估計(jì)。也就是說，通過 使同步信號串106的最后部分和信道信號串的最初部分為相同的子信號串，從而也能夠?qū)?相關(guān)值603_1的前一半的Ν/2個(gè)相關(guān)值用于信道估計(jì)，所以能夠進(jìn)一步提高信道估計(jì)精度。(其他實(shí)施方式)
在實(shí)施方式2和實(shí)施方式3中說明的振幅校正處理和閾值校正處理并不限于實(shí)施 方式1和實(shí)施方式4中說明的幀結(jié)構(gòu)，能夠適用于以O(shè)OK調(diào)制方式進(jìn)行通信的所有情況。(1)圖25是表示OOK接收裝置1100的結(jié)構(gòu)的方框圖。OOK接收裝置1100具有信 道估計(jì)單元1110。OOK接收裝置1100接收從發(fā)送側(cè)以O(shè)OK調(diào)制方式發(fā)送的信號。在從發(fā)送側(cè)發(fā)送的 信號中，包含信道估計(jì)信號串。由無線接收單元206進(jìn)行了接收處理的接收信號，被輸入到 均衡器210和信道估計(jì)單元1110。信道估計(jì)單元1110取接收信號與以信道估計(jì)信號串為基本單位的本地信號串之 間的相關(guān)。由此，獲得延遲分布。信道估計(jì)單元1110求與延遲分布中出現(xiàn)的峰對應(yīng)的系數(shù)ak、rk和即信道估計(jì)結(jié)果)，并將其輸出到均衡器210。均衡器210基于當(dāng)前時(shí)刻之前的相當(dāng)于出現(xiàn)對應(yīng)于直達(dá)波的峰的定時(shí)與出現(xiàn)對 應(yīng)于延遲波的峰的定時(shí)之間的時(shí)間差的定時(shí)的解調(diào)結(jié)果，判定該延遲波的比特。然后，均衡 器210基于“該判定結(jié)果(延遲波的比特)”、“直達(dá)波與延遲波之間的相位差”、“在當(dāng)前時(shí) 刻對接收信號進(jìn)行采樣所獲得的樣本值”、以及“對應(yīng)于直達(dá)波的峰的振幅與對應(yīng)于延遲波 的峰的振幅之比”，判斷直達(dá)波與間接波之間的干擾狀態(tài)。也就是說，均衡器210判斷由直達(dá) 波的比特值、間接波的比特值、以及直達(dá)波與間接波之間的相位差確定的干擾狀態(tài)。然后， 均衡器210進(jìn)行對應(yīng)了干擾狀態(tài)的、檢波信號801的振幅的校正。特別是在判定為延遲波的比特是“1”時(shí)，均衡器210進(jìn)行對應(yīng)了“直達(dá)波與延遲波 之間的相位差”、“在當(dāng)前時(shí)刻對接收信號進(jìn)行采樣所獲得的樣本值”、以及“對應(yīng)于直達(dá)波 的峰的振幅與對應(yīng)于延遲波的峰的振幅之比”的校正。另外，在判定為延遲波的比特是“0” 時(shí)，均衡器210不進(jìn)行校正。這樣，根據(jù)直達(dá)波和延遲波之間的干擾狀態(tài)校正檢波信號801的振幅，所以能夠
改善二值化結(jié)果中的比特差錯(cuò)率。(2)圖26是表示OOK接收裝置1200的結(jié)構(gòu)的方框圖。OOK接收裝置1200具有信 道估計(jì)單元1110。OOK接收裝置1100接收從發(fā)送側(cè)以O(shè)OK調(diào)制方式發(fā)送的信號。在從發(fā)送側(cè)發(fā)送的 信號中，包含信道估計(jì)信號串。由無線接收單元206進(jìn)行了接收處理的接收信號，被輸入到 信道估計(jì)單元1110和二值化單元808。信道估計(jì)單元1110取接收信號與以信道估計(jì)信號串為基本單位的本地信號串之 間的相關(guān)。由此，獲得延遲分布。信道估計(jì)單元1110求與延遲分布中出現(xiàn)的峰對應(yīng)的系數(shù)ak、rk和即信道估 計(jì)結(jié)果)，并將其輸出到閾值控制單元902。閾值控制單元902基于當(dāng)前時(shí)刻之前的相當(dāng)于出現(xiàn)對應(yīng)于直達(dá)波的峰的定時(shí)與 出現(xiàn)對應(yīng)于延遲波的峰的定時(shí)之間的時(shí)間差的定時(shí)的解調(diào)結(jié)果，判定該延遲波的比特。然后，閾值控制單元902基于“該判定結(jié)果”、“直達(dá)波與延遲波之間的相位差”、“在 當(dāng)前時(shí)刻對接收信號進(jìn)行采樣所獲得的樣本值”、以及“對應(yīng)于直達(dá)波的峰的振幅與對應(yīng)于 延遲波的峰的振幅之比”，判斷直達(dá)波與間接波之間的干擾狀態(tài)。也就是說，閾值控制單元 902判斷由直達(dá)波的比特值、間接波的比特值、以及直達(dá)波與間接波之間的相位差確定的干擾狀態(tài)。然后，閾值控制單元902進(jìn)行對應(yīng)了干擾狀態(tài)的、二值化單元808的振幅的校正。特別是在判定為延遲波的比特是“1”時(shí)，閾值控制單元902進(jìn)行對應(yīng)了“直達(dá)波與 延遲波之間的相位差”、“在當(dāng)前時(shí)刻對接收信號進(jìn)行采樣所獲得的樣本值”、以及“對應(yīng)于 直達(dá)波的峰的振幅與對應(yīng)于延遲波的峰的振幅之比”的校正，而在判定為延遲波的比特是 “0”時(shí)，不進(jìn)行校正。這樣，根據(jù)直達(dá)波和延遲波之間的干擾狀態(tài)校正二值化單元808的閾值th，所以
能夠改善二值化結(jié)果中的比特差錯(cuò)率。另外，全部或一部分的附圖是以說明為目的的概略性的表現(xiàn)，不一定描繪附圖中 的元件的實(shí)際的相對大小或位置。應(yīng)理解為這些附圖是以說明本發(fā)明的一個(gè)以上的實(shí)施方 式為目的而提供的附圖，而 非用于限制權(quán)利要求書的范圍或概念。2007年11月30日提交的特愿第2007-311624號的日本專利申請和2008年1月 31日提交的特愿第2008-021786號的日本專利申請中包含的說明書、附圖和說明書摘要的 公開的內(nèi)容全部引用于本申請。工業(yè)實(shí)用性本發(fā)明的無線通信方法、無線發(fā)送裝置和無線接收裝置，通過采用可從用于接收 處理而準(zhǔn)備的信號串且在第二調(diào)制方式中使用的信號串生成的、用于第一調(diào)制方式中的接 收處理的信號序列，從而作為能夠?qū)崿F(xiàn)性能與第二調(diào)制方式中的接收處理性能同等程度的 無線通信方法、無線發(fā)送裝置和無線接收裝置是極為有用的。
權(quán)利要求
通信方法，用于在通信系統(tǒng)中為了信號處理而在無線發(fā)送裝置與無線接收裝置之間通過第一調(diào)制方式發(fā)送第一序列，所述通信方法包括以下的步驟在所述無線發(fā)送裝置中，發(fā)送與設(shè)計(jì)為用于第二調(diào)制方式的第二序列a(n)相同的子序列a1(n)、以及其比特與所述第二序列a(n)反轉(zhuǎn)的子序列a2(n)作為所述第一序列；以及在所述無線接收裝置中，從接收信號中檢測所述子序列a1(n)和所述子序列a2(n)，并且為了所述信號處理而將檢測結(jié)果轉(zhuǎn)送給后級的處理。
2.無線發(fā)送裝置，通過第一調(diào)制方式發(fā)送第一序列，所述無線發(fā)送裝置包括調(diào)制單元，輸入與設(shè)計(jì)為用于第二調(diào)制方式的第二序列a (n)相同的子序列(n)、以及 其比特與所述第二序列a(n)反轉(zhuǎn)的子序列a2(n)作為所述第一序列，并對該第一序列通過 所述第一調(diào)制方式進(jìn)行調(diào)制；以及無線發(fā)送單元，將所述調(diào)制后的第一序列進(jìn)行上變頻并進(jìn)行無線發(fā)送。
3.如權(quán)利要求2所述的無線發(fā)送裝置，所述第一序列是用于估計(jì)與接收側(cè)之間的信道特性的信道估計(jì)序列或用于建立與接 收側(cè)之間的同步的同步序列。
4.如權(quán)利要求2所述的無線發(fā)送裝置，所述第一調(diào)制方式是開關(guān)鍵控調(diào)制方式，所述第二調(diào)制方式是移相鍵控調(diào)制方式。
5.如權(quán)利要求2所述的無線發(fā)送裝置，所述第二序列a(n)是Frank-Zadoff互補(bǔ)序列或格雷互補(bǔ)序列。
6.如權(quán)利要求2所述的無線發(fā)送裝置，還包括存儲單元，存儲所述第二序列a (n)；以及序列形成單元，取得所述存儲了的第二序列a(n)，使該第二序列a(n)的比特反轉(zhuǎn)而生 成所述子序列a2(n)，并將所述第二序列a(n)和所述子序列a2(n)輸出到所述調(diào)制單元。
7.如權(quán)利要求2所述的無線發(fā)送裝置，所述第二序列a(n)能夠從設(shè)計(jì)為用于第三調(diào)制方式的第三序列b(n)導(dǎo)出。
8.如權(quán)利要求7所述的無線發(fā)送裝置，所述第三調(diào)制方式是16-移相鍵控調(diào)制。
9.如權(quán)利要求7所述的無線發(fā)送裝置，在所述導(dǎo)出中，在所述第三序列b(n)的實(shí)部大于所述第三序列b(n)的虛部時(shí)，或者在 所述第三序列b(n)的實(shí)部和虛部雙方等于0或大于0時(shí)，在所述第二序列a(n)中設(shè)定第 一比特值，而在所述第三序列b(n)的實(shí)部小于所述第三序列b(n)的虛部時(shí)，或者所述第三 序列b(n)的實(shí)部和虛部雙方等于0或小于0時(shí)，在所述第二序列a(n)中設(shè)定第二比特值。
10.無線接收裝置，接收通過第一調(diào)制方式發(fā)送了的第一序列，基于接收信號進(jìn)行信道 估計(jì)，并且對接收信號基于所述信道估計(jì)的結(jié)果進(jìn)行解調(diào)，所述無線接收裝置包括無線接收單元，接收按照子序列ajn)、子序列a2(n)的順序且連續(xù)的狀態(tài)下包含的信 號，所述子序列^(11)為與設(shè)計(jì)為用于第二調(diào)制方式的第二序列a(n)相同的子序列，所述 子序列a2(n)為其比特與第二序列a(n)反轉(zhuǎn)的子序列；以及信道估計(jì)單元，其包括相關(guān)運(yùn)算單元和計(jì)算單元，所述相關(guān)運(yùn)算單元取由所述無線接收單元接收到的接收信號與以所述第二序列a(n) 為基本單位的序列q(n)之間的相關(guān)，所述計(jì)算單元計(jì)算由所述相關(guān)運(yùn)算單元獲得的相關(guān)結(jié)果中的、所述子序列ai(n)的相 關(guān)結(jié)果和所述子序列a2(n)的相關(guān)結(jié)果之間的差分。
11.如權(quán)利要求10所述的無線接收裝置，所述信道估計(jì)單元從所述計(jì)算單元計(jì)算出的N個(gè)差分信息中，提取L個(gè)差分信息，其 中，L彡N，所述無線接收裝置包括校正單元，所述校正單元檢測在由所述信道估計(jì)單元提取出的 L個(gè)差分信息的值d(k)、其絕對值|d(k)|、d(k)的符號的正負(fù)、所述提取出的位置r(k)、以 及相位信息中的至少一個(gè)，并基于該檢測結(jié)果和所述解調(diào)結(jié)果，校正所述接收信號 的振幅或解調(diào)處理中使用的判定閾值，其中，k= 1，…，L。
12.如權(quán)利要求11所述的無線接收裝置，所述信道估計(jì)單元在所述差分信息的值d(k)大于0時(shí)，將所述 (k)判定為第一相位 值，而在所述差分信息的值d(k)小于0時(shí)，將所述 (k)判定為第二相位值。
13.如權(quán)利要求11所述的無線接收裝置，所述L的值為2，所述校正單元基于當(dāng)前時(shí)刻之前的相當(dāng)于能夠獲得對應(yīng)于直達(dá)波的所述差分信息的 定時(shí)和能夠獲得對應(yīng)于延遲波的所述差分信息的定時(shí)之間的時(shí)間差的定時(shí)的解調(diào)結(jié)果，判 定所述延遲波的比特，并在判定為該延遲波的比特是“ 1”時(shí)，進(jìn)行基于所述直達(dá)波和所述延 遲波之間的相位差、在當(dāng)前時(shí)刻采樣了接收信號所得的樣本值、以及對應(yīng)于所述直達(dá)波的 差分信息和對應(yīng)于所述延遲波的差分信息之比的校正。
14.無線接收裝置，接收通過第一調(diào)制方式發(fā)送了的第一序列，基于接收信號進(jìn)行信道 估計(jì)，并且對接收信號基于所述信道估計(jì)的結(jié)果進(jìn)行解調(diào)，所述無線接收裝置包括無線接收單元，接收在子序列％(11)的前后設(shè)置了子序列ai(n)的狀態(tài)下包含所述子序 列^⑷以及所述子序列^⑷的信號，所述子序列ai(n)為與設(shè)計(jì)為用于第二調(diào)制方式的 第二序列a(n)相同的子序列，所述子序列a2(n)為其比特與第二序列a(n)反轉(zhuǎn)的子序列； 以及信道估計(jì)單元，其包括相關(guān)運(yùn)算單元和計(jì)算單元，所述相關(guān)運(yùn)算單元取由所述無線接收單元接收到的接收信號與以所述第二序列a(n) 為基本單位的序列q(n)之間的相關(guān)，所述計(jì)算單元計(jì)算由所述相關(guān)運(yùn)算單元獲得的相關(guān)結(jié)果中的、所述子序列ai(n)的相 關(guān)結(jié)果和所述子序列a2(n)的相關(guān)結(jié)果之間的差分。
15.如權(quán)利要求14所述的無線接收裝置，所述計(jì)算單元提取被設(shè)置在了所述子序列a2(n)之前的所述子序列ai(n)的相關(guān)值群 的后半部分、以及被設(shè)置在了所述子序列％(11)之后的所述子序列ai(n)的相關(guān)值群的前半 部分，并計(jì)算被提取出的相關(guān)值群和所述子序列a2(n)的相關(guān)結(jié)果之間的差分。
全文摘要
公開了通過采用可從用于接收處理而準(zhǔn)備的信號串且在第二調(diào)制方式中使用的信號串生成的、用于第一調(diào)制方式中的接收處理的信號序列，能夠?qū)崿F(xiàn)性能與第二調(diào)制方式中的接收處理性能同等程度的無線通信方法、無線發(fā)送裝置和無線接收裝置。無線發(fā)送裝置(20)通過第一調(diào)制方式(例如，OOK調(diào)制方式)以時(shí)分方式連續(xù)地發(fā)送與設(shè)計(jì)為用于第二調(diào)制方式(例如，BPSK調(diào)制方式)的第二序列a(n)相同的子序列a1(n)、以及其比特與第二序列a(n)反轉(zhuǎn)的子序列a2(n)作為第一序列，無線接收裝置(30)從接收信號中檢測子序列a1(n)和子序列a2(n)，并為了信號處理而將檢測結(jié)果轉(zhuǎn)送給后級的處理。
文檔編號H04L27/02GK101868949SQ20088011694
公開日2010年10月20日 申請日期2008年11月27日 優(yōu)先權(quán)日2007年11月30日
發(fā)明者余展, 坂本剛憲, 小林真史, 松本泰輔, 羽迫里志, 藤田卓 申請人:松下電器產(chǎn)業(yè)株式會社