專利名稱：多電平qam解調(diào)器、多電平qam解調(diào)方法及無線通信系統(tǒng)的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及多電平(多值)QAM解調(diào)器、多電平QAM解調(diào)方法及無 線通信系統(tǒng)。更具體而言，本發(fā)明涉及對(duì)通過準(zhǔn)同步檢測(cè)獲得的公共相位 信號(hào)和正交信號(hào)進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償和相位噪聲補(bǔ)償?shù)亩嚯娖?多值)QAM 解調(diào)器、多電平QAM解調(diào)方法及無線通信系統(tǒng)。
背景技術(shù)：
在數(shù)字無線通信系統(tǒng)的解調(diào)電路中，針對(duì)相位噪聲的測(cè)量已被采納。 相位噪聲主要是由將調(diào)制信號(hào)的頻帶從中頻(IF)頻帶轉(zhuǎn)換到射頻(RF) 頻帶或從RF頻帶轉(zhuǎn)換到IF頻帶時(shí)所采用的本地振蕩器生成的。相位噪聲 構(gòu)成無線通信的傳輸特性惡化的一個(gè)因素。
圖1是與本發(fā)明的現(xiàn)有技術(shù)有關(guān)并補(bǔ)償相位噪聲的解調(diào)器的框圖。如 圖1所示，解調(diào)器被配置成包括振蕩器1、正交檢測(cè)器2、模擬/數(shù)字轉(zhuǎn)換 器(以下稱為"A/D" ) 3、相位比較器5、環(huán)路濾波器6、數(shù)控振蕩器 (以下稱為"NCO" ) 7、平均電路(averaging circuit) 8、相位校正值估 計(jì)器9和兩個(gè)相位旋轉(zhuǎn)器4和10。在以下描述中，輸入信號(hào)將被描述為多 電平正交調(diào)幅(多電平QAM)信號(hào)，用于解調(diào)器的檢測(cè)方法將被描述為 準(zhǔn)同步檢測(cè)。另外，正交基帶分量(公共相位信號(hào)和正交信號(hào))將分別由 標(biāo)準(zhǔn)記號(hào)"Ich"和"Qch"表示。
受相位噪聲影響的IF頻帶信號(hào)(IF IN)被輸入到執(zhí)行多電平QAM解 調(diào)器的準(zhǔn)同步檢測(cè)的正交檢測(cè)器2中。輸入信號(hào)(IF IN)通過來自實(shí)質(zhì)上 具有與載頻相同的頻率的本地振蕩器1的輸出被轉(zhuǎn)換成模擬信號(hào)(Ichl， Qchl)。這種情況下，數(shù)字信號(hào)(Ich2， Qch2)不僅受由相位噪聲引起的 退化的影響，而且受由IF頻率(輸入信號(hào)(IF IN)的頻率)和從振蕩器l 輸出的本地頻率之間的頻率差造成的相位旋轉(zhuǎn)的影響。對(duì)相位旋轉(zhuǎn)的補(bǔ)償和對(duì)相位噪聲的補(bǔ)償將按此順序被描述。 對(duì)相位旋轉(zhuǎn)的補(bǔ)償由相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路執(zhí)行。相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路由載 波環(huán)路控制器(載波PLL控制器)構(gòu)成，載波環(huán)路控制器被配置成包括相
位旋轉(zhuǎn)器4、相位比較器5、環(huán)路濾波器6和NC0 7。
相位旋轉(zhuǎn)器4將數(shù)字信號(hào)(Ich2， Qch2)與從NCO 7輸出的相位控制 信號(hào)(cosON， sinON)進(jìn)行復(fù)數(shù)相乘，從而收斂(converge)相位旋轉(zhuǎn)。 相位比較器5對(duì)從相位旋轉(zhuǎn)器4獲得的信號(hào)(Ich3， Qch3)進(jìn)行符號(hào)確定 以獲得信號(hào)確定值(Ich4， Qch4)，并計(jì)算由信號(hào)(Ich4， Qch4)的正負(fù) 號(hào)定義的極性信號(hào)(Di, Dq)以及由信號(hào)(Ich3， Qch3)和信號(hào)(Ich4， Qch4)之差定義的誤差信號(hào)(Ei， Eq)。相位比較器5還通過極性信號(hào) (Di, Dq)和誤差信號(hào)(邁，Eq)來計(jì)算相位差信號(hào)Op (Op = Dq.Ei — Di.Eq)，并將相位差信號(hào)Op輸出到環(huán)路濾波器6。相位差信號(hào)Op的極 性指示相位的超前或延遲，相位差信號(hào)Op的絕對(duì)值指示相位超前或延遲 的程度。環(huán)路濾波器6平滑相位差信號(hào)Op并輸出對(duì)應(yīng)于載頻差的信號(hào) Ow NCO 7積累信號(hào)將積累的信號(hào)0^轉(zhuǎn)換成對(duì)應(yīng)于角度的值0N， 并將對(duì)應(yīng)于角度的正弦波和余弦波的值(cosON ， sinON )作為第一相位控 制信號(hào)輸出到相位旋轉(zhuǎn)器4。
接下來將描述對(duì)相位噪聲的補(bǔ)償。若因?yàn)橄辔辉肼暤挠绊?，載波PLL 控制器跟不上相移并出現(xiàn)載波相移，則該相移可以被相位差信號(hào)Op檢測(cè) 到。然而，由于熱噪聲的影響，相位差信號(hào)Op常常無法適當(dāng)?shù)刂甘鞠嘁?的方向。因此，平均電路8用來平均相位差信號(hào)Op以抑制噪聲的影響。 圖1所示的平均電路8、相位校正值估計(jì)器9和相位旋轉(zhuǎn)器IO構(gòu)成相位噪 聲補(bǔ)償電路。
相位校正值估計(jì)器9將從平均電路8輸出的相位差信號(hào)的平均值 (Op_ave)乘以所需增益a (以下稱為"校正系數(shù)")，從而將相位差信 號(hào)與相位旋轉(zhuǎn)角相關(guān)聯(lián)。此后，對(duì)應(yīng)于由"ofOp一ave"表示的角度信息的 正弦波和余弦波的值(cosa.Op—ave， sina'Op—ave)(以下稱為"相位校 正值")作為第二相位控制信號(hào)被輸出。相位旋轉(zhuǎn)器10將信號(hào)(Ich3， Qch3)乘以值(cosa.Op—ave， sina.Op—ave)，從而返回載波相移。通過這種方式，載波相移在從相位差信號(hào)Op中估計(jì)的相移量的基礎(chǔ)上在載波
PLL控制器的后續(xù)階段中被校正，從而實(shí)現(xiàn)了對(duì)僅通過載波PLL控制器無法被校正的相位噪聲的補(bǔ)償。
作為與本發(fā)明有關(guān)的調(diào)制器的現(xiàn)有技術(shù)，日本專利申請(qǐng)?jiān)缙诠_
(JPA) No. 2000-138722中公開了被配置成包括復(fù)數(shù)乘法器、相位誤差檢測(cè)器、平均電路、LPF和NCO的載波再生環(huán)(第
段，圖2) 。 JP-ANo. 2002-158724中還公開了解調(diào)器中包含的C/N檢測(cè)裝置(圖1) 。 JP-ANo. 2003-018230中還公開了載波再生裝置和相位噪聲校正裝置(圖5和12)。載波再生裝置包括復(fù)數(shù)乘法器、相位比較器、環(huán)路濾波器、數(shù)控振蕩器(NCO)以及sine和cos0發(fā)生器。
同時(shí)，對(duì)于將相位差信號(hào)的平均值(Op—ave)和相位校正值
(a-Op—ave)相關(guān)聯(lián)的校正系數(shù)a，存在最優(yōu)值。對(duì)于圖1所示的配置，由于校正系數(shù)a是規(guī)定值，因此要求事先考慮最優(yōu)值。
另外，校正系數(shù)a取決于相位噪聲特性，而相位噪聲特性取決于振蕩器的性能。因此，對(duì)于圖1所示的配置，要求在振蕩器性能的基礎(chǔ)上調(diào)整校正系數(shù)的適當(dāng)值。尤其是若振蕩器變成另一個(gè)振蕩器以跟蹤RF頻帶的利用頻率的變化時(shí)，則要求重新考慮校正系數(shù)a的最優(yōu)值。進(jìn)行重新考慮的操作要花費(fèi)大量時(shí)間和勞動(dòng)。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的一個(gè)示例性目的是在不知道基于振蕩器的相位噪聲特性的情況下實(shí)現(xiàn)相移校正。
根據(jù)本發(fā)明的第一示例性方面，提供了一種對(duì)通過準(zhǔn)同步檢測(cè)獲得的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償和相位噪聲補(bǔ)償?shù)亩嚯娖?多值)QAM解調(diào)器，所述多電平QAM解調(diào)器包括
相位差計(jì)算器，其基于相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算相位差信號(hào)；
相移量計(jì)算器，其基于相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償和相位噪聲補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算指示相移程度的相移量；以及校正單元，其基于相移量來校正相位差信號(hào)，其中相位旋轉(zhuǎn)是基于被校正單元校正后的相位差信號(hào)而針對(duì)相位噪聲 補(bǔ)償執(zhí)行的。
根據(jù)本發(fā)明的第二示例性方面，提供了一種多電平QAM解調(diào)器，其
包括
振蕩器；
正交檢測(cè)器，其通過使用來自振蕩器的輸出將輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成公共相 位信號(hào)和正交信號(hào)；
相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路，其補(bǔ)償公共相位信號(hào)和正交信號(hào)的相位旋轉(zhuǎn)；以
及
相位噪聲補(bǔ)償電路，其補(bǔ)償從相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路輸出的公共相位信號(hào) 和正交信號(hào)的相位噪聲，
其中相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路包括
第一相位旋轉(zhuǎn)器，其在第一相位控制信號(hào)的基礎(chǔ)上，旋轉(zhuǎn)被正交檢測(cè) 器轉(zhuǎn)換的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)中的每一個(gè)的相位；以及
第一相位差計(jì)算器，其基于從第一相位旋轉(zhuǎn)器輸出的公共相位信號(hào)和 正交信號(hào)來計(jì)算第一相位差信號(hào)，所述第一相位差信號(hào)用于獲得第一相位 控制信號(hào)，并且
所述相位噪聲補(bǔ)償電路包括
第二相位旋轉(zhuǎn)器，其在第二相位控制信號(hào)的基礎(chǔ)上，旋轉(zhuǎn)從第一相位 旋轉(zhuǎn)器輸出的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)中的每一個(gè)的相位；
第二相位差計(jì)算器，其基于從第二相位旋轉(zhuǎn)器輸出的公共相位信號(hào)和 正交信號(hào)來計(jì)算第二相位差信號(hào)；
第一平均單元，其平均第一相位差信號(hào)并輸出第一平均值；
第二平均單元，其平均第二相位差信號(hào)的絕對(duì)值并輸出第二平均值；
以及
相位控制器，其根據(jù)通過將第一平均值乘以使用第二平均值計(jì)算出的 校正值而獲得的角度信息來輸出第二相位控制信號(hào)。
根據(jù)本發(fā)明的第三示例性方面，提供了對(duì)通過準(zhǔn)同步檢測(cè)獲得的公共 相位信號(hào)和正交信號(hào)進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償和相位噪聲補(bǔ)償?shù)亩嚯娖絈AM解調(diào)器的解調(diào)方法，所述解調(diào)方法包括
基于相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算相位差信號(hào)； 基于相位噪聲補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算指示相移程度
的相移量；
基于相移量來校正相位差信號(hào)；以及
基于校正后的相位差信號(hào)來針對(duì)相位噪聲補(bǔ)償執(zhí)行相位旋轉(zhuǎn)。
根據(jù)本發(fā)明的第四示例性方面，提供了一種多電平QAM解調(diào)器的解
調(diào)方法，所述多電平QAM解調(diào)器包括振蕩器；正交檢測(cè)器，其使用來 自振蕩器的輸出將輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成公共相位信號(hào)和正交信號(hào)；相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ) 償電路，其補(bǔ)償公共相位信號(hào)和正交信號(hào)的相位旋轉(zhuǎn)；以及相位噪聲補(bǔ)償 電路，其補(bǔ)償從相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路輸出的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)的相位 噪聲，所述解調(diào)方法包括
通過相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路執(zhí)行以下操作
在第一相位控制信號(hào)的基礎(chǔ)上旋轉(zhuǎn)被正交檢測(cè)器轉(zhuǎn)換的公共相位信號(hào) 和正交信號(hào)中的每一個(gè)的相位，基于相位旋轉(zhuǎn)過的公共相位信號(hào)和相位旋 轉(zhuǎn)過的正交信號(hào)來計(jì)算第一相位差信號(hào)，并且使用第一相位差信號(hào)來獲得 第一相位控制信號(hào)；
通過相位噪聲補(bǔ)償電路執(zhí)行以下操作
在第二相位控制信號(hào)的基礎(chǔ)上旋轉(zhuǎn)從相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路輸出的公共相 位信號(hào)和正交信號(hào)中的每一個(gè)的相位，基于相位旋轉(zhuǎn)過的公共相位信號(hào)和 相位旋轉(zhuǎn)過的正交信號(hào)來計(jì)算第二相位差信號(hào)，平均第一相位差信號(hào)并輸 出第一平均值，平均第二相位差信號(hào)并輸出第二平均值，并且根據(jù)通過將 第一平均值乘以使用第二平均值計(jì)算出的校正值而獲得的角度信息來獲得 第二相位控制信號(hào)。


圖1是根據(jù)本發(fā)明的現(xiàn)有技術(shù)對(duì)相位噪聲進(jìn)行補(bǔ)償?shù)慕庹{(diào)器的框圖； 圖2是示出根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的解調(diào)器的配置的框圖； 圖3是示出根據(jù)本發(fā)明的第一示例的解調(diào)器的配置的框圖；圖4是示出相位校正值估計(jì)器100的內(nèi)部配置的框圖；圖5A至5D是示出相位校正后的信號(hào)的星座示例的圖示；圖6是示出根據(jù)本發(fā)明的第二示例的解調(diào)器的配置的框圖；圖7是示出C/N估計(jì)器的配置的框圖8是示出在第一示例中使用的平均電路8的配置示例的框圖9是示出在第二示例中使用的平均電路301的配置示例的框圖；并
且
圖io是示出根據(jù)本發(fā)明的第三示例的無線通信系統(tǒng)的配置的框圖。
具體實(shí)施例方式
下面將參考附圖詳細(xì)描述本發(fā)明的示例性實(shí)施例和示例性示例。示例性實(shí)施例
圖2是示出根據(jù)本發(fā)明的示例性實(shí)施例的解調(diào)器的配置的框圖。圖2所示的解調(diào)器包括第二相位旋轉(zhuǎn)器10、相位差計(jì)算單元11、校正單元12、相移量計(jì)算單元13。
相位差計(jì)算單元11基于相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)Ich3和正交信號(hào)Qch3來計(jì)算相位差信號(hào)。相移量計(jì)算單元13基于相位噪聲補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)Ich5和正交信號(hào)Qch5來計(jì)算指示相移程度的相移量。校正單元12基于相移量來校正相位差信號(hào)。第二相位旋轉(zhuǎn)器IO在被校正單元12校正后的相位差信號(hào)的基礎(chǔ)上對(duì)公共相位信號(hào)Ich3和正交信號(hào)Qch3進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)以用于相位噪聲補(bǔ)償。
在圖l所示的解調(diào)器中，被平均電路8平均后的相位差信號(hào)被輸入到相位校正值估計(jì)器9。相位比較器5和平均電路8充當(dāng)相位差計(jì)算單元，相位校正值估計(jì)器9充當(dāng)校正單元。由相位校正值估計(jì)器9進(jìn)行的校正取決于相位噪聲特性，而相位噪聲特性取決于在頻率轉(zhuǎn)換中使用的本地振蕩器的性能。另一方面，在該實(shí)施例中，解調(diào)器包括相移量計(jì)算單元13，校正單元12基于從相移量計(jì)算單元13輸出的相移量來校正相位差信號(hào)，且第二相位旋轉(zhuǎn)器IO基于被校正單元12校正后的相位差信號(hào)來執(zhí)行相位旋轉(zhuǎn)。
ii因此，根據(jù)該實(shí)施例的解調(diào)器可以有利地進(jìn)行適當(dāng)?shù)南辔辉肼曆a(bǔ)償而 無需知道振蕩器所固有的相位噪聲特性的差別。
接著，下面參考附圖詳細(xì)描述使用該實(shí)施例的解調(diào)器的示例性示例。第一示例
圖3是示出根據(jù)本發(fā)明的第一示例的解調(diào)器的配置的框圖。圖3所示 的解調(diào)器被配置成除了圖1所示解調(diào)器的構(gòu)成要素之外還包括相位比較器
101和平均電路102并用相位校正值估計(jì)器100取代圖1所示的相位校正 值估計(jì)器9。圖4示出相位校正值估計(jì)器100的內(nèi)部配置。在圖3中，與 圖l所示要素相同的構(gòu)成要素用相同的參考標(biāo)號(hào)表示，這里不再描述。
根據(jù)第一示例的相位噪聲補(bǔ)償電路包括充當(dāng)?shù)谝黄骄娐返钠骄娐?8、充當(dāng)?shù)诙辔恍D(zhuǎn)器的相位旋轉(zhuǎn)器10、充當(dāng)?shù)诙辔徊钣?jì)算器的相位 比較器101以及充當(dāng)?shù)诙骄娐返钠骄娐?02。根據(jù)第一示例的相位 旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路包括充當(dāng)?shù)谝幌辔恍D(zhuǎn)器的相位旋轉(zhuǎn)器4、充當(dāng)?shù)谝幌辔徊?計(jì)算器的相位比較器5、環(huán)路濾波器6以及NCO 7。相位校正值估計(jì)器 100對(duì)應(yīng)于圖2的校正單元12，相位比較器5和平均電路8對(duì)應(yīng)于圖2的 相位差計(jì)算單元11，相位比較器101和平均電路102對(duì)應(yīng)于圖2的相移量 計(jì)算單元13。
將描述根據(jù)第一示例的解調(diào)器的與圖1所示的那些要素不同的構(gòu)成要素。
相位比較器101通過被相位旋轉(zhuǎn)器10相移校正后的信號(hào)(Ich5， Qch5)來計(jì)算相位差信號(hào)O'p。平均電路102平均并輸出該相位差信號(hào) O，p的絕對(duì)值IO'pl。因?yàn)橄辔徊钚盘?hào)O，p的絕對(duì)值IO'pl指示相移的程度， 所以該絕對(duì)值IO'pl被稱為"相移量"。相移校正前的平均相位差信號(hào) Op—ave和通過相移校正后的信號(hào)獲得的相移量的平均值IO'pl一ave被輸入到 相位校正值估計(jì)器100。相移校正前的平均相位差信號(hào)Op—ave從平均電路 8輸出，并且相移量的平均值IO'pLave從平均電路102輸出。
接下來參考圖4來描述相位校正值估計(jì)器100的內(nèi)部配置。延遲設(shè)備 200由移位寄存器構(gòu)成，將輸入平均值IO'pl—ave延遲預(yù)定時(shí)間，并輸出延 遲后的平均值。比較器201工作以將當(dāng)前的平均值IO，pl—ave與經(jīng)由延遲設(shè)備200輸入的平均值IO'pl—ave進(jìn)行比較，從而監(jiān)視IO'pl—ave的增加或減 少。比較器201將比較結(jié)果輸出到向上/向下計(jì)數(shù)器(Up/Down counter) 202。
向上/向下計(jì)數(shù)器202基于從比較器201輸出的比較結(jié)果來切換計(jì)數(shù)值 的增加或減少。計(jì)數(shù)值按原樣被輸出到乘法器203作為校正系數(shù)a。注 意，初始計(jì)數(shù)值是校正系數(shù)a的初始設(shè)定值。乘法器203將校正前的平均 相位差信號(hào)Op—ave乘以校正系數(shù)a以將相位差信號(hào)與角度信息a，Op一ave相 關(guān)聯(lián)。乘法器203將角度信息0fOp—ave輸出到ROM 204。 ROM 204輸出 與角度信息0fOp—ave相對(duì)應(yīng)的正弦波和余弦波的值(cos(a.Op—ave)， sin(o^Op一ave))作為第二相位控制信號(hào)。相位旋轉(zhuǎn)器10通過將信號(hào) (Ich3， Qch3)乘以值(cos(a-Op—ave) ， sin(a-Op—ave))來校正載波相 移。
延遲設(shè)備200、比較器201、向上/向下計(jì)數(shù)器202和乘法器203構(gòu)成 校正單元。
圖5A示出根據(jù)本發(fā)明的第一示例的解調(diào)器執(zhí)行的操作剛開始后的星 座圖。星座圖上信號(hào)被從相位旋轉(zhuǎn)器10輸出的信號(hào)(Ich5， Qch5)相位校 正，且假設(shè)調(diào)制方法為16QAM。另外，假設(shè)校正系數(shù)a的初始值為0，向 上/向下計(jì)數(shù)器202啟動(dòng)后立刻增加計(jì)數(shù)值(校正系數(shù)a)。如圖5A所 示，相位校正在操作剛開始后不充分，且相位校正后的信號(hào)幾乎與相位校 正前的信號(hào)波動(dòng)一樣大。
圖5B示出當(dāng)逐漸運(yùn)行相位校正以跟蹤校正系數(shù)a的增加時(shí)的星座圖。 如圖5B所示，雖然相移的影響未被完全去除，但是信號(hào)波動(dòng)與圖5A所示 狀態(tài)相比被抑制。因此，校正后的信號(hào)的平均相移量IO'pl—ave逐漸減小。 此時(shí)，相位校正值估計(jì)器100中包含的比較器201確定某一時(shí)刻(t = n) 的相移量的平均值IO'p^一ave小于該時(shí)刻之前時(shí)刻(t = n—k)的平均值 |0，pi(n—k)—ave，并輸出IO，pf，ave<|0，p|(n-k)—ave的確定結(jié)果。向上/向下計(jì)數(shù) 器202基于該確定結(jié)果照原樣(計(jì)數(shù)值增加)保持計(jì)數(shù)值增加或減少的方 向，并按進(jìn)一步增加的方向控制校正系數(shù)oc。
通過增加校正系數(shù)a，相位校正后的值a.Op在逐漸上升的同時(shí)靠近最優(yōu)值。圖5C示出當(dāng)相位校正后的值a，Op達(dá)到最優(yōu)值時(shí)的星座圖。如圖5C 所示，相位噪聲被適當(dāng)?shù)匦Ｕ⑶倚亲鶊D收斂到信號(hào)確定點(diǎn)。
此后，當(dāng)向上/向下計(jì)數(shù)器202進(jìn)一步增加計(jì)數(shù)值且校正系數(shù)a超過最 優(yōu)值時(shí)，過補(bǔ)償(over-compensation)出現(xiàn)。圖5D示出過補(bǔ)償時(shí)的星座 圖。如圖5D所示，由于將校正系數(shù)設(shè)得過高，因此信號(hào)受到由過度相位 校正產(chǎn)生的相移的影響。此時(shí)，通過校正后的信號(hào)獲得的相移量的平均值 |0，p|—ave發(fā)散。因此，比較器201確定某一時(shí)刻(t = n)的相移量的平均 值IO'pl，ave大于該時(shí)刻之前時(shí)刻(t = n—k)的平均值IO，p，10—ave，并輸 出IO'pl^—ave > |0，p|(n—k)—ave的確定結(jié)果。向上/向下計(jì)數(shù)器202基于該確定 結(jié)果將計(jì)數(shù)值增加或減少的方向設(shè)為與當(dāng)前方向相反(計(jì)數(shù)值減小)，并 按減少方向控制校正系數(shù)a。這樣，基于從相位校正后的信號(hào)中檢測(cè)的平 均相移量IO，pLave的改變率，通過按減少平均相移量IO，pl—ave的方向重復(fù) 地控制校正系數(shù)a的增大或減小，相位校正后的值a.Op收斂到最優(yōu)值。
在第一示例中，對(duì)相位校正系數(shù)a的自適應(yīng)控制被添加到圖1所示的 相位噪聲校正電路上。因此，根據(jù)第一示例的解調(diào)器可以有利地進(jìn)行適當(dāng) 的相位噪聲補(bǔ)償而無需知道振蕩器所固有的相位噪聲特性的差別。此外， 根據(jù)第一示例，無需通過事先考慮來手動(dòng)調(diào)整校正系數(shù)a的適當(dāng)值，并且 相位噪聲的影響可以通過添加電路來數(shù)字地、自動(dòng)地完全消除。另外，由 于全數(shù)字化，解調(diào)器可以被構(gòu)造到LSI中。第二示例
圖6是示出根據(jù)本發(fā)明的第二示例的解調(diào)器的配置的框圖。在圖6 中，與根據(jù)第一示例的圖3所示的那些要素相同的構(gòu)成要素由相同的參考 標(biāo)號(hào)表示，這里不再描述。根據(jù)第二示例，如圖6所示，解調(diào)器被配置成 除了根據(jù)第一示例的構(gòu)成要素之外還包括C/N (載噪比)估計(jì)器300，并 分別用平均電路301和302取代平均電路8和102。平均電路301和302 在功能上與平均電路8和102不同。C/N估計(jì)器300通過從相位比較器5 輸出的誤差信號(hào)(Ei， Eq)來計(jì)算C/N估計(jì)值并輸出C/N估計(jì)值。誤差信 號(hào)(Ei， Eq)是通過計(jì)算從相位旋轉(zhuǎn)器4獲得的信號(hào)(Ich3， Qch3)和通 過對(duì)信號(hào)(Ich3， Qch3)進(jìn)行符號(hào)確定而獲得的信號(hào)確定值(IcM，Qch4)之差來獲得的。平均電路301和302的每一個(gè)基于該C/N估計(jì)值來控制在計(jì)算平均值時(shí)使用的遺忘系數(shù)(forgetting coefficient)。
圖7是示出C/N估計(jì)器300的配置的框圖。如圖7所示，C/N估計(jì)器300被配置成包括平方單元500和501 、加法器502和C/N轉(zhuǎn)換器503 。
平方單元500和501分別對(duì)輸入誤差信號(hào)Ei和Eq進(jìn)行平方。加法器502對(duì)分別從平方單元500和501獲得的誤差信號(hào)Ei和Eq的平方值求和，并輸出求和結(jié)果作為瞬時(shí)噪聲功率估計(jì)值。C/N轉(zhuǎn)換器503將平均信號(hào)功率除以從加法器502輸出的瞬時(shí)噪聲功率估計(jì)值，從而將平均信號(hào)功率轉(zhuǎn)換成C/N估計(jì)值。
平均信號(hào)功率作為符號(hào)確定值(Pch4， Qch4)的均方值給出。因?yàn)榉?hào)確定值(Pch4， Qch4)是由調(diào)制方法唯一確定的己知值，所以平均信號(hào)功率也是已知值。因此，平均信號(hào)功率被預(yù)設(shè)為固定值。
圖8是示出在第一示例中使用的平均電路8的配置示例的框圖。如圖8所示，平均電路8被配置成包括兩個(gè)加法器401和402以及兩個(gè)乘法器400和403。遺忘系數(shù)Y被事先設(shè)定給平均電路8。若遺忘系數(shù)Y設(shè)得較小，則待平均的信號(hào)的視數(shù)(apparent number)較大。通過執(zhí)行平均，源自諸如熱噪聲之類的隨機(jī)噪聲的相位差信號(hào)所特有的誤測(cè)的影響可以減輕，且相移檢測(cè)精度得到改善。然而，若遺忘系數(shù)Y設(shè)得過小，則控制中使用的時(shí)間常數(shù)較大，且丟失相位噪聲的即時(shí)運(yùn)動(dòng)的概率較高。因此，對(duì)于遺忘系數(shù)y，存在最優(yōu)值。
雖然圖8示出平均電路8，但是平均電路102還包括位于圖8所示的平均電路8的構(gòu)成要素之前的絕對(duì)值轉(zhuǎn)換電路。絕對(duì)值轉(zhuǎn)換電路平均并輸出相位差信號(hào)的絕對(duì)值。
圖9是示出在第二示例中使用的平均電路301的配置示例的框圖。雖然圖9示出平均電路301，但是平均電路302還包括位于圖9所示的平均電路301的構(gòu)成要素之前的絕對(duì)值轉(zhuǎn)換電路。絕對(duì)值轉(zhuǎn)換電路平均并輸出相位差信號(hào)的絕對(duì)值。
向上/向下計(jì)數(shù)器404的計(jì)算值即遺忘系數(shù)Y的增大或減小是基于C/N估計(jì)值來控制的。在C/N估計(jì)值低且熱噪聲占主導(dǎo)地位的區(qū)域，向上/向下計(jì)數(shù)器404的計(jì)算值減小以將遺忘系數(shù)Y設(shè)得更小，從而在犧牲對(duì)相位噪聲 的跟蹤特性的同時(shí)減輕熱噪聲對(duì)相移檢測(cè)的有害影響。在C/N估計(jì)值高且 熱噪聲幾乎可忽略的區(qū)域，向上/向下計(jì)數(shù)器404的計(jì)算值增大以將遺忘系 數(shù)Y設(shè)得更大，從而運(yùn)用控制以改善對(duì)相位噪聲的跟蹤特性。通過這種方 式，根據(jù)第二示例的平均電路301可以根據(jù)C/N的改變來提供最優(yōu)的相位 噪聲檢測(cè)方法。第三示例
在本發(fā)明的第三示例中，將描述使用根據(jù)上述第一或第二示例的解調(diào) 器的無線通信系統(tǒng)。
圖10是示出根據(jù)本發(fā)明的第三示例的無線通信系統(tǒng)的配置的框圖。 如圖IO所示，該無線通信系統(tǒng)包括發(fā)送器/接收器601，所述發(fā)送器/接 收器601將無線通信設(shè)備天線600接收的接收信號(hào)進(jìn)行從RF頻帶到IF頻 帶的頻率轉(zhuǎn)換，并輸出頻率轉(zhuǎn)換后的信號(hào)；根據(jù)第一或第二示例的解調(diào)器 602，對(duì)所述解調(diào)器602輸入受相位噪聲影響的IF頻帶中的信號(hào)；以及信 號(hào)處理器603，所述信號(hào)處理器603將從解調(diào)器602輸出的基帶信號(hào)處理 成語音信號(hào)和數(shù)據(jù)信號(hào)。從信號(hào)處理器603輸出的基帶信號(hào)經(jīng)由調(diào)制器 604和發(fā)送器/接收器601從天線600輸出。
如到目前為止所述的，根據(jù)本發(fā)明的實(shí)施例示例的每一個(gè)解調(diào)器適用 于各個(gè)數(shù)字無線通信系統(tǒng)，如無線基站或便攜終端。
在不脫離本發(fā)明的精神或要求保護(hù)的特征的前提下，可以對(duì)本發(fā)明進(jìn) 行各式各樣的修改。因此應(yīng)該理解，前述實(shí)施例和示例是示意性的而不是 限制性的。本發(fā)明的范圍由權(quán)利要求的范圍限定而不受說明書和摘要的限 制。另外，屬于本發(fā)明的權(quán)利要求范圍的等效范圍的所有修改和變動(dòng)都位 于本發(fā)明的范圍內(nèi)。
本申請(qǐng)基于2007年12月12日遞交的日本專利申請(qǐng)No. 2007-320897 并要求其優(yōu)先權(quán)，該申請(qǐng)的全部?jī)?nèi)容通過引用方式結(jié)合于此。
權(quán)利要求
1. 一種多電平QAM解調(diào)器，用于對(duì)通過準(zhǔn)同步檢測(cè)獲得的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償和相位噪聲補(bǔ)償，所述多電平QAM解調(diào)器包括相位差計(jì)算單元，其基于所述相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算相位差信號(hào)；相移量計(jì)算單元，其基于所述相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償和所述相位噪聲補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算指示相移程度的相移量；以及校正單元，其基于所述相移量來校正所述相位差信號(hào)，其中基于被所述校正單元校正后的相位差信號(hào)來針對(duì)所述相位噪聲補(bǔ)償執(zhí)行相位旋轉(zhuǎn)。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的多電平QAM解調(diào)器，其中所述相移量是基于所述相位噪聲補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信 號(hào)的相位差信號(hào)的絕對(duì)值。
3. —種多電平QAM解調(diào)器包括 振蕩器；正 交檢測(cè)器，其通過使用來自所述振蕩器的輸出將輸入信號(hào)轉(zhuǎn)換成公 共相位信號(hào)和正交信號(hào)；相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路，其補(bǔ)償所述公共相位信號(hào)和正交信號(hào)的相位旋 轉(zhuǎn)；以及相位噪聲補(bǔ)償電路，其補(bǔ)償從所述相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路輸出的公共相位 信號(hào)和正交信號(hào)的相位噪聲，其中所述相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路包括第一相位旋轉(zhuǎn)器，其在第一相位控制信號(hào)的基礎(chǔ)上，旋轉(zhuǎn)被所述正交 檢測(cè)器轉(zhuǎn)換的所述公共相位信號(hào)和正交信號(hào)中的每一個(gè)的相位；以及第一相位差計(jì)算器，其基于從所述第一相位旋轉(zhuǎn)器輸出的公共相位信 號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算第一相位差信號(hào)，所述第一相位差信號(hào)用于獲得所述 第一相位控制信號(hào)，并且所述相位噪聲補(bǔ)償電路包括第二相位旋轉(zhuǎn)器，其在第二相位控制信號(hào)的基礎(chǔ)上，旋轉(zhuǎn)從所述第一相位旋轉(zhuǎn)器輸出的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)中的每一個(gè)的相位；第二相位差計(jì)算器，其基于從所述第二相位旋轉(zhuǎn)器輸出的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算第二相位差信號(hào)；第一平均單元，其平均所述第一相位差信號(hào)并輸出第一平均值；第二平均單元，其平均所述第二相位差信號(hào)的絕對(duì)值并輸出第二平均值；以及相位控制器，其根據(jù)通過將所述第一平均值乘以使用所述第二平均值計(jì)算出的校正值而獲得的角度信息來輸出所述第二相位控制信號(hào)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的多電平QAM解調(diào)器，其中所述相位噪聲補(bǔ)償電路包括用于基于誤差信號(hào)和信號(hào)確定值來計(jì)算載噪比(C/N)估計(jì)值的C/N估計(jì)器，其中所述誤差信號(hào)是由從所述第一相位旋轉(zhuǎn)器輸出的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)之差來定義的，所述信號(hào)確定值是通過對(duì)從所述第一相位旋轉(zhuǎn)器輸出的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)進(jìn)行符號(hào)確定來獲得的，所述誤差信號(hào)被從所述第一相位差計(jì)算器輸出，并且所述第一和第二平均單元中的每一個(gè)通過使用基于所述C/N估計(jì)值的遺忘系數(shù)來執(zhí)行平均。
5. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的多電平QAM解調(diào)器，其中所述相位控制器包括延遲設(shè)備，用于延遲所述輸入的第二平均值；以及比較器，用于將所述輸入的第二平均值與延遲的第二平均值進(jìn)行比較，并檢測(cè)所述第二平均值的增加或減少，并且其中所述校正值被設(shè)置為對(duì)應(yīng)于所述第二平均值的增大或減小。
6. 使用根據(jù)權(quán)利要求1所述的解調(diào)器的無線通信系統(tǒng)。
7. 使用根據(jù)權(quán)利要求3所述的解調(diào)器的無線通信系統(tǒng)。
8. —種多電平QAM解調(diào)器的解調(diào)方法，所述多電平QAM解調(diào)器對(duì)通過準(zhǔn)同步檢測(cè)獲得的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償和相位噪聲補(bǔ)償，所述解調(diào)方法包括基于所述相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算相位差信號(hào)；基于所述相位噪聲補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算指示相移程度的相移量；基于所述相移量來校正所述相位差信號(hào)；以及基于所述校正后的相位差信號(hào)來針對(duì)所述相位噪聲補(bǔ)償執(zhí)行相位旋轉(zhuǎn)。
9. 根據(jù)權(quán)利要求8所述的解調(diào)方法，其中所述相移量是基于所述相位噪聲補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信 號(hào)的相位差信號(hào)的絕對(duì)值。
10. —種多電平QAM解調(diào)器的解調(diào)方法，所述多電平QAM解調(diào)器包 括振蕩器；正交檢測(cè)器，其通過使用來自所述振蕩器的輸出將輸入信號(hào) 轉(zhuǎn)換成公共相位信號(hào)和正交信號(hào)；相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路，其補(bǔ)償所述公共相 位信號(hào)和正交信號(hào)的相位旋轉(zhuǎn)；以及相位噪聲補(bǔ)償電路，其補(bǔ)償從所述相 位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路輸出的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)的相位噪聲，所述解調(diào)方 法包括通過所述相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路執(zhí)行以下操作在第一相位控制信號(hào)的基礎(chǔ)上旋轉(zhuǎn)被所述正交檢測(cè)器轉(zhuǎn)換的所述公共 相位信號(hào)和正交信號(hào)中的每一個(gè)的相位，基于所述相位旋轉(zhuǎn)過的公共相位 信號(hào)和所述相位旋轉(zhuǎn)過的正交信號(hào)來計(jì)算第一相位差信號(hào)，并且通過使用所述第一相位差信號(hào)來獲得所述第一相位控制信號(hào)； 通過所述相位噪聲補(bǔ)償電路執(zhí)行以下操作在第二相位控制信號(hào)的基礎(chǔ)上旋轉(zhuǎn)從所述相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償電路輸出的所 述公共相位信號(hào)和正交信號(hào)中的每一個(gè)的相位，基于所述相位旋轉(zhuǎn)過的公 共相位信號(hào)和所述相位旋轉(zhuǎn)過的正交信號(hào)來計(jì)算第二相位差信號(hào)，平均所 述第一相位差信號(hào)并輸出第一平均值，平均所述第二相位差信號(hào)并輸出第 二平均值，并且根據(jù)通過將所述第一平均值乘以使用所述第二平均值計(jì)算 出的校正值而獲得的角度信息來獲得所述第二相位控制信號(hào)。
11. 根據(jù)權(quán)利要求IO所述的解調(diào)方法，差信號(hào)和信號(hào)確定值來計(jì)算載噪比 (C/N)估計(jì)值，所述誤差信號(hào)是由基于所述第一相位控制信號(hào)進(jìn)行相位 旋轉(zhuǎn)后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)之差定義的，所述信號(hào)確定值是通過對(duì) 基于所述第一相位控制信號(hào)進(jìn)行相位旋轉(zhuǎn)后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)進(jìn) 行符號(hào)確定來獲得的，并且所述第一和第二平均值中的每一個(gè)是通過使用基于所述C/N估計(jì)值的 遺忘系數(shù)來計(jì)算的。
12.根據(jù)權(quán)利要求IO所述的解調(diào)方法，其中所述相位噪聲補(bǔ)償電路執(zhí)行以下操作延遲所述第二平均值，將所述第二平均值與延遲的第二平均值進(jìn)行比較，檢測(cè)所述第二平均值的增 加或減少，并且將所述校正值設(shè)置為對(duì)應(yīng)于所述第二平均值的增大或減 小。
全文摘要
本發(fā)明提供了多電平QAM解調(diào)器、多電平QAM解調(diào)方法及無線通信系統(tǒng)。一種多電平QAM解調(diào)器包括相位差計(jì)算單元，其基于相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算相位差信號(hào)；相移量計(jì)算單元，其基于相位旋轉(zhuǎn)補(bǔ)償和相位噪聲補(bǔ)償后的公共相位信號(hào)和正交信號(hào)來計(jì)算指示相移程度的相移量；以及校正單元，其基于相移量來校正相位差信號(hào)。相位旋轉(zhuǎn)是基于被校正單元校正后的相位差信號(hào)而針對(duì)相位噪聲補(bǔ)償執(zhí)行的。
文檔編號(hào)H04L27/38GK101459649SQ200810185180
公開日2009年6月17日 申請(qǐng)日期2008年12月11日 優(yōu)先權(quán)日2007年12月12日
發(fā)明者鈴木雄三 申請(qǐng)人:日本電氣株式會(huì)社