專(zhuān)利名稱：具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，屬于航天測(cè)控通信技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
基于擴(kuò)頻技術(shù)的航天測(cè)控通信系統(tǒng)的核心是將偽碼擴(kuò)頻、偽碼測(cè)距、碼分多址等數(shù)字通信技術(shù)引入到測(cè)控系統(tǒng)中，實(shí)現(xiàn)對(duì)衛(wèi)星的遙測(cè)、遙控、測(cè)距、測(cè)速、跟蹤、測(cè)角、數(shù)傳等功能，完成測(cè)控任務(wù)，靠碼分多址實(shí)現(xiàn)多目標(biāo)測(cè)控通信。
無(wú)線電測(cè)距原理是測(cè)量無(wú)線電波的傳輸時(shí)延。首先發(fā)射無(wú)線電波，然后測(cè)量返回信號(hào)相對(duì)于發(fā)射信號(hào)的時(shí)延τ，從而計(jì)算出目標(biāo)距離R。R與τ的關(guān)系為R＝τc/2，其中，c為無(wú)線電傳播速度(光速)。因此，測(cè)距就是測(cè)傳播時(shí)延τ。
偽碼測(cè)距是根據(jù)偽碼可復(fù)制且其自相關(guān)函數(shù)為沖擊函數(shù)這一特點(diǎn)，來(lái)測(cè)定電波傳播時(shí)延τ的。接收機(jī)在本機(jī)產(chǎn)生與發(fā)射信號(hào)相同的測(cè)距偽碼，不斷改變其相位，與帶有噪聲的接收信號(hào)進(jìn)行相關(guān)計(jì)算，當(dāng)相關(guān)函數(shù)出現(xiàn)尖銳的相關(guān)峰時(shí)，本地偽碼就可完全替代接收信號(hào)，此時(shí)測(cè)量收發(fā)測(cè)距偽碼之間的時(shí)延，就是電波傳播時(shí)延τ。
相關(guān)的關(guān)鍵技術(shù)如下 測(cè)距模式(方法)收發(fā)端的時(shí)鐘存在時(shí)間和頻率差，必須首先獲得和(或)消除這一誤差，才能得到正確的電波傳播時(shí)延τ。通過(guò)采取選擇不同的時(shí)差/頻差處理方法，可以得到基于擴(kuò)頻技術(shù)的不同測(cè)距模式(方法)，并顯示出各自的優(yōu)缺點(diǎn)。
擴(kuò)頻信號(hào)的同步和電波傳播時(shí)延的測(cè)定接收機(jī)需要在本機(jī)產(chǎn)生與發(fā)射信號(hào)相同的本地載波和本地偽碼，并進(jìn)一步從本地復(fù)現(xiàn)偽碼的相位值中提取時(shí)延信息?？梢岳面i頻環(huán)、科斯塔斯環(huán)、延遲鎖定環(huán)等方法實(shí)現(xiàn)擴(kuò)頻信號(hào)的同步。接收機(jī)在本地歷元時(shí)刻采樣本地復(fù)現(xiàn)偽碼的碼相位值，可以得到本機(jī)接收信號(hào)時(shí)刻相對(duì)于對(duì)方信號(hào)發(fā)射時(shí)刻的偽時(shí)延值，進(jìn)一步處理后得到真正的傳播時(shí)延。
測(cè)距精度誤差及其測(cè)試測(cè)量設(shè)備鐘差及其變化、測(cè)量設(shè)備距離變化、測(cè)量設(shè)備固有的電波傳播和信號(hào)處理時(shí)延、天線相位中心誤差、以及接收機(jī)熱噪聲和動(dòng)態(tài)應(yīng)力等因素都會(huì)給最終的距離測(cè)量精度帶來(lái)誤差，在這些誤差因素中，前4項(xiàng)屬于系統(tǒng)誤差，后一項(xiàng)屬于隨機(jī)誤差。由于誤差因素較多，很難一一分析，對(duì)于各種誤差因素給距離測(cè)量帶來(lái)的總誤差的評(píng)估，可以利用相應(yīng)的方法和檢定設(shè)備進(jìn)行測(cè)試，以確定該測(cè)量設(shè)備的測(cè)距精度等指標(biāo)。
如圖1及圖2所示，當(dāng)檢定某一系統(tǒng)的測(cè)距精度誤差時(shí)，傳統(tǒng)的方法是將測(cè)量設(shè)備A和測(cè)量設(shè)備B裝載在實(shí)際的載體上，或者將二者通過(guò)信道模擬器相連，用來(lái)模擬兩臺(tái)測(cè)量設(shè)備間的信噪比變化、初始距離差和相對(duì)運(yùn)動(dòng)等情況；并將實(shí)際載體或信道模擬器的模擬值和設(shè)備A的測(cè)距結(jié)果連到數(shù)據(jù)記錄設(shè)備，對(duì)各次測(cè)距結(jié)果進(jìn)行統(tǒng)計(jì)處理，以對(duì)系統(tǒng)的動(dòng)態(tài)性能和測(cè)距精度等指標(biāo)進(jìn)行檢定。
這種傳統(tǒng)的檢定測(cè)距精度誤差的方法的缺點(diǎn)是 (1)各設(shè)備相互獨(dú)立，系統(tǒng)復(fù)雜，集成度低。
(2)測(cè)距精度誤差的檢定精度受限于對(duì)實(shí)際載體運(yùn)動(dòng)情況的模擬精度，或者信道模擬器的信號(hào)時(shí)延模擬精度，誤差檢定精度一般不高。
基于以上特點(diǎn)，本專(zhuān)利提出了利用具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源模擬各種運(yùn)動(dòng)狀態(tài)來(lái)檢測(cè)接收機(jī)各項(xiàng)性能的技術(shù)解決方法。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于提供一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，以解決現(xiàn)有技術(shù)中的不足。
本發(fā)明一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，是作為申請(qǐng)人另案申請(qǐng)人的名稱為“雙向測(cè)距與時(shí)間比對(duì)處理終端”的發(fā)明專(zhuān)利中“中頻信號(hào)處理機(jī)”的發(fā)射部分，負(fù)責(zé)中頻信號(hào)處理機(jī)內(nèi)部數(shù)據(jù)產(chǎn)生、格式編排、多普勒動(dòng)態(tài)特性模擬以及數(shù)據(jù)調(diào)制發(fā)射等功能的實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，主要可以分為多普勒動(dòng)態(tài)模擬、數(shù)據(jù)組幀格式編排以及中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射三個(gè)部分。
其中，多普勒動(dòng)態(tài)模擬部分主要實(shí)現(xiàn)處理機(jī)運(yùn)動(dòng)狀態(tài)的動(dòng)態(tài)模擬通過(guò)碼NCO的設(shè)計(jì)，完成測(cè)距偽碼動(dòng)態(tài)特性實(shí)現(xiàn)，使生成的偽碼符合各自的時(shí)序和相關(guān)特性，并實(shí)現(xiàn)兩種偽碼相位一一對(duì)應(yīng)，以便于正確調(diào)制導(dǎo)航電文；通過(guò)載波NCO的設(shè)計(jì)，完成正(余)弦數(shù)字載波的生成和動(dòng)態(tài)特性實(shí)現(xiàn)。數(shù)據(jù)組幀格式編排部分主要實(shí)現(xiàn)處理機(jī)中帶發(fā)送信息數(shù)據(jù)的產(chǎn)生和組幀，主要包含的內(nèi)容有幀同步，子幀號(hào)，本地同步時(shí)間信息以及本機(jī)數(shù)據(jù)等接收機(jī)部分需要的有用信息，通過(guò)歷元計(jì)數(shù)器的時(shí)序設(shè)計(jì)將導(dǎo)航電文數(shù)據(jù)相位與偽碼碼片相位按照基帶擴(kuò)頻調(diào)制要求對(duì)應(yīng)起來(lái)。中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分完成信息數(shù)據(jù)與偽碼數(shù)據(jù)的碼擴(kuò)頻調(diào)制，同時(shí)與生成的數(shù)字載波同時(shí)發(fā)送，軟件外部通過(guò)外圍調(diào)制器完成載波調(diào)制，并將完整的中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)射頻前端發(fā)送。
1、多普勒動(dòng)態(tài)模擬部分 多普勒模擬部分根據(jù)控制面板或上位機(jī)的控制，計(jì)算出載波NCO控制字，并輸出至發(fā)射通道子系統(tǒng)，控制產(chǎn)生多普勒頻率的載波；同步的進(jìn)行碼時(shí)鐘多普勒頻率的模擬過(guò)程計(jì)算出擴(kuò)頻偽碼NCO控制字，產(chǎn)生包含碼多普勒的碼速率時(shí)鐘，通過(guò)查碼表的方式產(chǎn)生用于數(shù)據(jù)擴(kuò)頻調(diào)制的偽碼。
(1)控制產(chǎn)生多普勒頻率的載波的原理 本發(fā)明設(shè)計(jì)中采用DDS技術(shù)結(jié)構(gòu)生成動(dòng)態(tài)數(shù)字載波，將接收到的載波NCO控制字進(jìn)行NCO累加運(yùn)算，在經(jīng)過(guò)幅度量化和相位量化后，通過(guò)相位-幅度查找表輸出數(shù)字載波。為了使生成的數(shù)字載波具有速度和加速度等動(dòng)態(tài)信息，采用載波NCO方式進(jìn)行碼片計(jì)數(shù)和整周相位計(jì)數(shù)。載波NCO的頻率字通過(guò)載波多普勒模擬模型建立和解算得到。載波多普勒模擬具體設(shè)計(jì)為(以終端A勻加(減)速直線運(yùn)動(dòng)為例) 設(shè)終端A發(fā)射的信號(hào)為 s0(t)＝Acos(2π×140×106×t-φ0) 式中，φ0為初相位(弧度)。
設(shè)終端A相對(duì)于終端B的徑向速度為v，終端A朝向終端B飛行。在t＝0時(shí)兩者的徑向距離為R，則在t時(shí)刻電磁波從終端A傳播到終端B天線的時(shí)間為 式中，c為光速。
此時(shí)，終端B接收到的是延遲了τ秒后的衛(wèi)星信號(hào) 終端B對(duì)s1(t)進(jìn)行下變頻，得到標(biāo)稱頻率為25MHz的中頻信號(hào) 以62MHz的頻率對(duì)s2(t)進(jìn)行采樣，輸出標(biāo)稱頻率為25MHz的中頻信號(hào) 對(duì)s3(t)離散化后，t＝n×Ts時(shí)刻的樣本輸出為 在t＝(n+1)×Ts時(shí)刻，樣本輸出為 則n+1時(shí)刻相對(duì)于n時(shí)刻的相位增量為 由上式可知，只要根據(jù)終端A運(yùn)動(dòng)模型計(jì)算出相鄰兩個(gè)采樣時(shí)刻的載波相位差，即可獲得下一采樣時(shí)刻的載波相位。
(2)載波多普勒頻率的模擬過(guò)程 ①載波NCO初始化 計(jì)算n＝0時(shí)刻的載波相位 (弧度) 載波NCO相位累加器初值為 Φ(0)＝[φ(0)-N(0)×2π]×232 N(0)為載波整周計(jì)數(shù)值， ②從第n時(shí)刻到第n+1時(shí)刻的載波NCO頻率字設(shè)置 當(dāng)獲得第n時(shí)刻的相位累加值Φ(n)后，第n+1時(shí)刻的相位累加值Φ(n+1)由以下過(guò)程得到。
計(jì)算第n+1時(shí)刻相對(duì)于第n時(shí)刻的載波相位增量 由相位差求出載波NCO頻率，除以2π是從角頻率(rad/s)變換到頻率(Hz) 將載波NCO頻率換算成NCO頻率字 這樣，在第n+1個(gè)時(shí)鐘來(lái)臨時(shí)，經(jīng)過(guò)一次累加運(yùn)算后，載波NCO相位累加值將自動(dòng)累加到n+1時(shí)刻的相位φ(n+1)對(duì)應(yīng)的NCO相位 Φ(n+1)＝Φ(n)+W(n) ③載波相位累加器溢出 當(dāng)載波NCO相位累加器的累加值超過(guò)了最大計(jì)數(shù)232時(shí)，將產(chǎn)生溢出，它對(duì)應(yīng)載波相位改變了2π。此時(shí)相位累加值和整周計(jì)數(shù)值分別為 Φ(n)＝Φ(n)-232 N＝N+1 ④輸出信號(hào)幅度 在得到任一時(shí)刻的載波NCO相位累加值Φ(n)后，首先對(duì)其歸一化，計(jì)算出對(duì)應(yīng)的余弦查找表的相位 (弧度) 再由θ(n)查余弦表，輸出載波幅度值 s(n)＝Acos[(θ(n)] (3)產(chǎn)生包含碼多普勒的碼速率時(shí)鐘的原理 設(shè)終端A發(fā)射的偽碼為 C0(t)＝PN(t-φ0) 式中，PN(·)為碼速率為5MHz的GOLD碼，φ0為偽碼初相位。
設(shè)終端A相對(duì)于終端B的徑向速度為v，終端A朝向終端B飛行。在t＝0時(shí)兩者的徑向距離為R，則在t時(shí)刻電磁波從終端A傳播到終端B天線的時(shí)間為 式中，c為光速。
此時(shí)，終端B接收到的偽碼為 對(duì)C1(t)離散化后，t＝n×Ts時(shí)刻的樣本輸出為 在t＝(n+1)×Ts時(shí)刻，樣本輸出為 則n+1時(shí)刻相對(duì)于n時(shí)刻的相位增量為 由上式可知，只要根據(jù)終端A運(yùn)動(dòng)模型計(jì)算出相鄰兩個(gè)采樣時(shí)刻的偽碼相位差，即可獲得下一采樣時(shí)刻的偽碼相位。
(4)碼時(shí)鐘多普勒頻率的模擬過(guò)程 ①建立接收機(jī)運(yùn)動(dòng)模型 設(shè)在t＝0時(shí)，終端A和終端B的徑向距離為R，兩者間的徑向速度為v，設(shè)終端A向終端B運(yùn)動(dòng)。
假設(shè)此時(shí)的碼相位誤差已經(jīng)控制在半碼片之內(nèi)。
計(jì)算在t＝0時(shí)刻的偽碼相位(弧度) 碼NCO相位累加器初值為 Ф(0)＝[φ(0)-N(0)×2π]×232 N(0)為整碼片計(jì)數(shù)值， ②計(jì)算第n+1時(shí)刻相對(duì)于第n時(shí)刻的偽碼相位增量 ③由相位差求出碼NCO頻率，除以2π是從角頻率(rad/s)變換到頻率(Hz) ④將碼NCO頻率換算成NCO頻率字 ⑤在碼相位累加器中，在每個(gè)采樣時(shí)刻對(duì)NCO頻率字進(jìn)行累加 當(dāng)Φ(n)≥232時(shí)，碼相位累加器產(chǎn)生一次溢出，整碼片計(jì)數(shù)器加1 Φ(n)＝Φ(n)-232 整碼片計(jì)數(shù)值為 N＝N+1 ⑥根據(jù)整碼片計(jì)數(shù)值N，查碼表，并且輸出相應(yīng)幅度值 C(n)＝PN(N) 在FPGA中的偽碼具體生成操作為以系統(tǒng)時(shí)鐘(62MHz)作為采樣頻率，在每個(gè)時(shí)鐘上升沿對(duì)ROM查找表進(jìn)行一次讀數(shù)，同時(shí)在該時(shí)鐘下降沿時(shí)對(duì)接受到的碼NCO頻率字進(jìn)行一次累加，將碼相位累加器溢出的指示信號(hào)作為5MHz碼速率時(shí)鐘，對(duì)ROM查找表地址進(jìn)行更新，讀入下一個(gè)碼片。
2、數(shù)據(jù)組幀格式編排部分 數(shù)據(jù)組幀格式編排部分包含有三個(gè)子模塊組成，分別為發(fā)射信號(hào)處理子模塊，同步控制子模塊和接口處理子模塊。
其中，各模塊之間接口關(guān)系說(shuō)明如下表1所示。
表1 3、中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分 中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分主要模塊包括混頻器，BPSK調(diào)制器，帶通濾波器，帶自動(dòng)增益控制的放大器、功率合成器、射隨器、衰減器等?；祛l器將中心頻率25MHz的單載波信號(hào)，與115MHz本振信號(hào)進(jìn)行混頻，產(chǎn)生140MHz載波信號(hào)。140MHz載波信號(hào)進(jìn)入帶通濾波器和帶自動(dòng)增益控制的放大器，一路直接輸出頻率140MHz、電平3dBm載波信號(hào)，一路進(jìn)入BPSK調(diào)制器，對(duì)基帶擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行直接調(diào)制。BPSK調(diào)制信號(hào)進(jìn)入帶通濾波器和帶自動(dòng)增益控制的放大器，輸出幅度恒定的調(diào)制信號(hào)。此信號(hào)進(jìn)入功率合成器，與噪聲信號(hào)合成，輸出一定信噪比的調(diào)制信號(hào)。然后經(jīng)過(guò)功率分配器分成兩路，經(jīng)衰減器進(jìn)行幅度衰減后，輸出BPSK調(diào)制信號(hào)，中心頻率140MHz，電平-20dBm。
本發(fā)明一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，進(jìn)一步包含25MHz正弦信號(hào)D/A轉(zhuǎn)換電路；5Mz碼時(shí)鐘產(chǎn)生電路；看門(mén)狗電路等；為了模擬多普勒，在遠(yuǎn)程操作終端，原始數(shù)據(jù)經(jīng)LAN接口下傳至中頻信號(hào)處理機(jī)，根據(jù)遠(yuǎn)程操作終端的多普勒模擬控制，中頻信號(hào)處理機(jī)采用載波NCO+D/A和碼NCO+D/A的方式同時(shí)控制載波和碼多普勒頻率模擬，其中將包含多普勒的25MHz正弦信號(hào)輸出至射頻前端，通過(guò)上變頻輸出140MHz射頻信號(hào)，將包含多普勒的5MHz正弦信號(hào)經(jīng)濾波、比較等處理后輸出包含多普勒的5MHz碼時(shí)鐘，用于產(chǎn)生發(fā)射偽碼。
其中，(1)25MHz正弦信號(hào)D/A轉(zhuǎn)換電路 FPGA輸出中心頻率為25MHz正弦信號(hào)，經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換器后變換成模擬信號(hào)，D/A轉(zhuǎn)換器采用TI公司的14-bit轉(zhuǎn)換器DAC5675A 在設(shè)計(jì)D/A轉(zhuǎn)換電路時(shí)注意了以下問(wèn)題 ①差分時(shí)鐘設(shè)計(jì) 為了保證14位的轉(zhuǎn)換精度，DAC5675A的時(shí)鐘信號(hào)必須由高穩(wěn)定度的、極低相位噪聲的時(shí)鐘源提供。為了達(dá)到最佳性能，時(shí)鐘應(yīng)采用差分方式輸入。為了滿足差分時(shí)鐘要求，采用ON SEMICONDUCTOR公司的PECL驅(qū)動(dòng)芯片MC100ELT24D實(shí)現(xiàn)。
②輸入信號(hào)差分設(shè)計(jì) 與大多數(shù)高速、大動(dòng)態(tài)范圍的D/A轉(zhuǎn)換器一樣，DAC5675的數(shù)字輸入端采用LVDS差分方式，差分?jǐn)?shù)字輸出通過(guò)將FPGA輸出端口配置成LVDS電平實(shí)現(xiàn)。
③電流差分耦合 在采用DAC5675時(shí)，由于為電流差分輸出形式，因此需要通過(guò)電流差分放大電路完成電流輸出到電壓輸出的轉(zhuǎn)換。
為了與射頻前端的輸入相匹配，在AD9744的輸出端通過(guò)電流差分放大電路實(shí)現(xiàn)差分電流到電壓輸出轉(zhuǎn)換，流差分放大電路采用AD公司的AD8056實(shí)現(xiàn)。
④帶通濾波 為了濾除D/A轉(zhuǎn)換器輸出的其它無(wú)用諧波分量，在D/A輸出端加帶通濾波器，濾波器主要指標(biāo)如下 ●中心頻率(fc)25MHz ●3dB相對(duì)帶寬(％of fc)5 ●阻抗50Ω ●最大駐波比VSWR1.5∶1 ●最大平均輸入功率1W ●溫度范圍-20℃to+71℃ (2)5Mz碼時(shí)鐘產(chǎn)生電路 5MHz碼時(shí)鐘產(chǎn)生電路擬采用兩種形式，一種為全數(shù)字方式，另一種為NCO+D/A+整形方式。
NCO+D/A+整形方式采用AD9744模數(shù)轉(zhuǎn)換器結(jié)合過(guò)零比較器實(shí)現(xiàn)。
D/A轉(zhuǎn)換器選用AD公司的AD9744，AD9744是AD公司的14-bit、210MSPS高精度數(shù)/模變換器。
在設(shè)計(jì)D/A轉(zhuǎn)換電路時(shí)注意了以下兩點(diǎn)電流差分耦合和帶通濾波。
①電流差分耦合 在采用AD9744時(shí)，由于為電流差分輸出形式，因此為了與射頻前端的輸入相匹配，在AD9744的輸出端通過(guò)電流差分放大電路實(shí)現(xiàn)差分電流到電壓輸出轉(zhuǎn)換。電流差分放大電路采用AD公司的AD8056實(shí)現(xiàn)，AD8056是AD公司的通用電壓反饋型運(yùn)算放大器. ②帶通濾波 由于D/A轉(zhuǎn)換器的輸出具有大量諧波，因此還需要再經(jīng)過(guò)濾波器進(jìn)行濾除。
③比較器電路 比較器電路采用過(guò)零比較器實(shí)現(xiàn)。該電路可將雙極性輸入(這里為正弦波)轉(zhuǎn)換為單極性的方波輸出，通過(guò)在同相輸入端和反向輸入端均加相同的直流偏置電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的過(guò)零比較。
比較器選用Analog Device公司的4ns超快速、單電源比較器AD8611。
(3)看門(mén)狗電路 為了有效監(jiān)測(cè)電源供電狀況和DSP工作狀態(tài)，在電路中設(shè)置看門(mén)狗電路，看門(mén)狗電路采用MAXIM公司的MAX705實(shí)現(xiàn)。
主要完成以下功能 ●當(dāng)電壓低于某一門(mén)限值時(shí)，產(chǎn)生低復(fù)位信號(hào) ●當(dāng)監(jiān)測(cè)到DSP在一定時(shí)間內(nèi)輸出無(wú)發(fā)生變化時(shí)，產(chǎn)生低復(fù)位信號(hào)。
本發(fā)明的目的在于一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，其優(yōu)點(diǎn)及功效在于 1.具備在發(fā)射通道模擬動(dòng)態(tài)和時(shí)延功能，用以定量檢測(cè)接收終端性能； 2.將擴(kuò)頻發(fā)射機(jī)和信道模擬功能集成在一起，設(shè)備及程度高； 3.對(duì)實(shí)際載體運(yùn)動(dòng)情況的模擬精度高，同時(shí)比用信道模擬器的模擬信號(hào)時(shí)延精度高，可達(dá)到模擬誤差不超過(guò)0.1ns； 4.可靈活增加運(yùn)動(dòng)模型，試驗(yàn)在不同的運(yùn)動(dòng)狀態(tài)下接收機(jī)的各項(xiàng)指標(biāo)性能。


圖1傳統(tǒng)的測(cè)距精度誤差檢定方法1。
圖2傳統(tǒng)的測(cè)距精度誤差檢定方法2。
圖3所示為數(shù)據(jù)組幀格式編排部分各子模塊之間的關(guān)系。
圖4所示為AD9744的電流輸出直流耦合電路圖。
具體實(shí)施例方式 本發(fā)明一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，是作為申請(qǐng)人另案申請(qǐng)人的名稱為“雙向測(cè)距與時(shí)間比對(duì)處理終端”的發(fā)明專(zhuān)利中“中頻信號(hào)處理機(jī)”的發(fā)射部分，負(fù)責(zé)中頻信號(hào)處理機(jī)內(nèi)部數(shù)據(jù)產(chǎn)生、格式編排、多普勒動(dòng)態(tài)特性模擬以及數(shù)據(jù)調(diào)制發(fā)射等功能的實(shí)現(xiàn)。
本發(fā)明一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，主要可以分為多普勒動(dòng)態(tài)模擬、數(shù)據(jù)組幀格式編排以及中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射三個(gè)部分。
其中，多普勒動(dòng)態(tài)模擬部分主要實(shí)現(xiàn)處理機(jī)運(yùn)動(dòng)狀態(tài)的動(dòng)態(tài)模擬通過(guò)碼NCO的設(shè)計(jì)，完成測(cè)距偽碼動(dòng)態(tài)特性實(shí)現(xiàn)，使生成的偽碼符合各自的時(shí)序和相關(guān)特性，并實(shí)現(xiàn)兩種偽碼相位一一對(duì)應(yīng)，以便于正確調(diào)制導(dǎo)航電文；通過(guò)載波NCO的設(shè)計(jì)，完成正(余)弦數(shù)字載波的生成和動(dòng)態(tài)特性實(shí)現(xiàn)。數(shù)據(jù)組幀格式編排部分主要實(shí)現(xiàn)處理機(jī)中帶發(fā)送信息數(shù)據(jù)的產(chǎn)生和組幀，主要包含的內(nèi)容有幀同步，子幀號(hào)，本地同步時(shí)間信息以及本機(jī)數(shù)據(jù)等接收機(jī)部分需要的有用信息，通過(guò)歷元計(jì)數(shù)器的時(shí)序設(shè)計(jì)將導(dǎo)航電文數(shù)據(jù)相位與偽碼碼片相位按照基帶擴(kuò)頻調(diào)制要求對(duì)應(yīng)起來(lái)。中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分完成信息數(shù)據(jù)與偽碼數(shù)據(jù)的碼擴(kuò)頻調(diào)制，同時(shí)與生成的數(shù)字載波同時(shí)發(fā)送，軟件外部通過(guò)外圍調(diào)制器完成載波調(diào)制，并將完整的中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)射頻前端發(fā)送。
1、多普勒動(dòng)態(tài)模擬部分 多普勒模擬部分根據(jù)控制面板或上位機(jī)的控制，計(jì)算出載波NCO控制字，并輸出至發(fā)射通道子系統(tǒng)，控制產(chǎn)生多普勒頻率的載波；同步的進(jìn)行碼時(shí)鐘多普勒頻率的模擬過(guò)程計(jì)算出擴(kuò)頻偽碼NCO控制字，產(chǎn)生包含碼多普勒的碼速率時(shí)鐘，通過(guò)查碼表的方式產(chǎn)生用于數(shù)據(jù)擴(kuò)頻調(diào)制的偽碼。
(1)控制產(chǎn)生多普勒頻率的載波的原理 本發(fā)明設(shè)計(jì)中采用DDS技術(shù)結(jié)構(gòu)生成動(dòng)態(tài)數(shù)字載波，將接收到的載波NCO控制字進(jìn)行NCO累加運(yùn)算，在經(jīng)過(guò)幅度量化和相位量化后，通過(guò)相位-幅度查找表輸出數(shù)字載波。為了使生成的數(shù)字載波具有速度和加速度等動(dòng)態(tài)信息，采用載波NCO方式進(jìn)行碼片計(jì)數(shù)和整周相位計(jì)數(shù)。載波NCO的頻率字通過(guò)載波多普勒模擬模型建立和解算得到。載波多普勒模擬具體設(shè)計(jì)為(以終端A勻加(減)速直線運(yùn)動(dòng)為例) 設(shè)終端A發(fā)射的信號(hào)為 s0(t)＝Acos(2π×140×106×t-φ0) 式中，φ0為初相位(弧度)。
設(shè)終端A相對(duì)于終端B的徑向速度為v，終端A朝向終端B飛行。在t＝0時(shí)兩者的徑向距離為R，則在t時(shí)刻電磁波從終端A傳播到終端B天線的時(shí)間為 式中，c為光速。
此時(shí)，終端B接收到的是延遲了τ秒后的衛(wèi)星信號(hào) 終端B對(duì)s1(t)進(jìn)行下變頻，得到標(biāo)稱頻率為25MHz的中頻信號(hào) 以62MHz的頻率對(duì)s2(t)進(jìn)行采樣，輸出標(biāo)稱頻率為25MHz的中頻信號(hào) 對(duì)s3(t)離散化后，t＝n×Ts時(shí)刻的樣本輸出為 在t＝(n+1)×Ts時(shí)刻，樣本輸出為 則n+1時(shí)刻相對(duì)于n時(shí)刻的相位增量為 由上式可知，只要根據(jù)終端A運(yùn)動(dòng)模型計(jì)算出相鄰兩個(gè)采樣時(shí)刻的載波相位差，即可獲得下一采樣時(shí)刻的載波相位。
(2)載波多普勒頻率的模擬過(guò)程 ①載波NCO初始化 計(jì)算n＝0時(shí)刻的載波相位 (弧度) 載波NCO相位累加器初值為 Φ(0)＝[φ(0)-N(0)×2π]×232 N(0)為載波整周計(jì)數(shù)值， ②從第n時(shí)刻到第n+1時(shí)刻的載波NCO頻率字設(shè)置 當(dāng)獲得第n時(shí)刻的相位累加值Φ(n)后，第n+1時(shí)刻的相位累加值Φ(n+1)由以下過(guò)程得到。
計(jì)算第n+1時(shí)刻相對(duì)于第n時(shí)刻的載波相位增量 由相位差求出載波NCO頻率，除以2π是從角頻率(rad/s)變換到頻率(Hz) 將載波NCO頻率換算成NCO頻率字 這樣，在第n+1個(gè)時(shí)鐘來(lái)臨時(shí)，經(jīng)過(guò)一次累加運(yùn)算后，載波NCO相位累加值將自動(dòng)累加到n+1時(shí)刻的相位φ(n+1)對(duì)應(yīng)的NCO相位 Φ(n+1)＝Φ(n)+W(n) ③載波相位累加器溢出 當(dāng)載波NCO相位累加器的累加值超過(guò)了最大計(jì)數(shù)232時(shí)，將產(chǎn)生溢出，它對(duì)應(yīng)載波相位改變了2π。此時(shí)相位累加值和整周計(jì)數(shù)值分別為 Φ(n)＝Φ(n)-232 N＝N+1 ④輸出信號(hào)幅度 在得到任一時(shí)刻的載波NCO相位累加值Φ(n)后，首先對(duì)其歸一化，計(jì)算出對(duì)應(yīng)的余弦查找表的相位 (弧度) 再由θ(n)查余弦表，輸出載波幅度值 s(n)＝Acos[(θ(n)] (3)產(chǎn)生包含碼多普勒的碼速率時(shí)鐘的原理 設(shè)終端A發(fā)射的偽碼為 C0(t)＝PN(t-φ0) 式中，PN(·)為碼速率為5MHz的GOLD碼，φ0為偽碼初相位。
設(shè)終端A相對(duì)于終端B的徑向速度為v，終端A朝向終端B飛行。在t＝0時(shí)兩者的徑向距離為R，則在t時(shí)刻電磁波從終端A傳播到終端B天線的時(shí)間為 式中，c為光速。
此時(shí)，終端B接收到的偽碼為 對(duì)C1(t)離散化后，t＝n×Ts時(shí)刻的樣本輸出為 在t＝(n+1)×Ts時(shí)刻，樣本輸出為 則n+1時(shí)刻相對(duì)于n時(shí)刻的相位增量為 由上式可知，只要根據(jù)終端A運(yùn)動(dòng)模型計(jì)算出相鄰兩個(gè)采樣時(shí)刻的偽碼相位差，即可獲得下一采樣時(shí)刻的偽碼相位。
(4)碼時(shí)鐘多普勒頻率的模擬過(guò)程 ①建立接收機(jī)運(yùn)動(dòng)模型 設(shè)在t＝0時(shí)，終端A和終端B的徑向距離為R，兩者間的徑向速度為v，設(shè)終端A向終端B運(yùn)動(dòng)。
假設(shè)此時(shí)的碼相位誤差已經(jīng)控制在半碼片之內(nèi)。
計(jì)算在t＝0時(shí)刻的偽碼相位(弧度) 碼NCO相位累加器初值為 Ф(0)＝[φ(0)-N(0)×2π]×232 N(0)為整碼片計(jì)數(shù)值， ②計(jì)算第n+1時(shí)刻相對(duì)于第n時(shí)刻的偽碼相位增量 ③由相位差求出碼NCO頻率，除以2π是從角頻率(rad/s)變換到頻率(Hz) ④將碼NCO頻率換算成NCO頻率字 ⑤在碼相位累加器中，在每個(gè)采樣時(shí)刻對(duì)NCO頻率字進(jìn)行累加 當(dāng)Φ(n)≥232時(shí)，碼相位累加器產(chǎn)生一次溢出，整碼片計(jì)數(shù)器加1 Ф(n)＝Φ(n)-232 整碼片計(jì)數(shù)值為 N＝N+1 ⑥根據(jù)整碼片計(jì)數(shù)值N，查碼表，并且輸出相應(yīng)幅度值 C(n)＝PN(N) 在FPGA中的偽碼具體生成操作為以系統(tǒng)時(shí)鐘(62MHz)作為采樣頻率，在每個(gè)時(shí)鐘上升沿對(duì)ROM查找表進(jìn)行一次讀數(shù)，同時(shí)在該時(shí)鐘下降沿時(shí)對(duì)接受到的碼NCO頻率字進(jìn)行一次累加，將碼相位累加器溢出的指示信號(hào)作為5MHz碼速率時(shí)鐘，對(duì)ROM查找表地址進(jìn)行更新，讀入下一個(gè)碼片。
需要進(jìn)一步說(shuō)明的是，對(duì)于多普勒動(dòng)態(tài)模擬部分，

本發(fā)明實(shí)施例為勻加速直線運(yùn)動(dòng)模型，多普勒頻率變化方式為線性增加；當(dāng)加速度設(shè)為零時(shí)，該模型變?yōu)槎嗥绽疹l率固定的運(yùn)動(dòng)模型。


頻率字量化精度目前設(shè)為32位二進(jìn)制數(shù)，可以根據(jù)多普勒模擬性能要求對(duì)量化精度進(jìn)行改善，可提高為48位二進(jìn)制數(shù)量化。


正弦變化模擬多普勒頻率按照正弦特性變化。
本設(shè)計(jì)中可以考慮采用查表的方式生成多普勒頻率控制字。即根據(jù)根種運(yùn)動(dòng)模擬計(jì)算并量化每一更新時(shí)刻的多普勒頻率字(20000次/秒，分辨率0.1mHz)，然后將頻率字存在FPGA內(nèi)部的存儲(chǔ)器中作為查找表，按照更新間隔查表更新頻率字即可。
2、數(shù)據(jù)組幀格式編排部分 數(shù)據(jù)組幀格式編排部分包含有三個(gè)子模塊組成，分別為發(fā)射信號(hào)處理子模塊，同步控制子模塊和接口處理子模塊。各子模塊之間的關(guān)系如圖3所示。
其中，各模塊之間接口關(guān)系說(shuō)明如下表2所示。
表2 3、中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分 中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分主要模塊包括混頻器，BPSK調(diào)制器，帶通濾波器，帶自動(dòng)增益控制的放大器、功率合成器、射隨器、衰減器等?；祛l器將中心頻率25MHz的單載波信號(hào)，與115MHz本振信號(hào)進(jìn)行混頻，產(chǎn)生140MHz載波信號(hào)。140MHz載波信號(hào)進(jìn)入帶通濾波器和帶自動(dòng)增益控制的放大器，一路直接輸出頻率140MHz、電平3dBm載波信號(hào)，一路進(jìn)入BPSK調(diào)制器，對(duì)基帶擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行直接調(diào)制。BPSK調(diào)制信號(hào)進(jìn)入帶通濾波器和帶自動(dòng)增益控制的放大器，輸出幅度恒定的調(diào)制信號(hào)。此信號(hào)進(jìn)入功率合成器，與噪聲信號(hào)合成，輸出一定信噪比的調(diào)制信號(hào)。然后經(jīng)過(guò)功率分配器分成兩路，經(jīng)衰減器進(jìn)行幅度衰減后，輸出BPSK調(diào)制信號(hào)，中心頻率140MHz，電平-20dBm。
本發(fā)明一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，進(jìn)一步包含25MHz正弦信號(hào)D/A轉(zhuǎn)換電路；5Mz碼時(shí)鐘產(chǎn)生電路；看門(mén)狗電路等；為了模擬多普勒，在遠(yuǎn)程操作終端，原始數(shù)據(jù)經(jīng)LAN接口下傳至中頻信號(hào)處理機(jī)，根據(jù)遠(yuǎn)程操作終端的多普勒模擬控制，中頻信號(hào)處理機(jī)采用載波NCO+D/A和碼NCO+D/A的方式同時(shí)控制載波和碼多普勒頻率模擬，其中將包含多普勒的25MHz正弦信號(hào)輸出至射頻前端，通過(guò)上變頻輸出140MHz射頻信號(hào)，將包含多普勒的5MHz正弦信號(hào)經(jīng)濾波、比較等處理后輸出包含多普勒的5MHz碼時(shí)鐘，用于產(chǎn)生發(fā)射偽碼。
其中，(1)25MHz正弦信號(hào)D/A轉(zhuǎn)換電路 FPGA輸出中心頻率為25MHz正弦信號(hào)，經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換器后變換成模擬信號(hào)，D/A轉(zhuǎn)換器采用TI公司的14-bit轉(zhuǎn)換器DAC5675A， ●400MSPS采樣率 ●兼容LVDS輸入接口 ●良好的無(wú)錯(cuò)誤動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)，SFDR相對(duì)于奈奎斯特率 -69dBc@70MHz中頻，400MSPS ●片上1.2V參考電壓 ●單3.3V供電 ●功耗660mW，20MHz輸出，400MSPS 在設(shè)計(jì)D/A轉(zhuǎn)換電路時(shí)注意了以下問(wèn)題 ①差分時(shí)鐘設(shè)計(jì) 為了保證14位的轉(zhuǎn)換精度，DAC5675A的時(shí)鐘信號(hào)必須由高穩(wěn)定度的、極低相位噪聲的時(shí)鐘源提供。為了達(dá)到最佳性能，時(shí)鐘應(yīng)采用差分方式輸入。為了滿足差分時(shí)鐘要求，采用ON SEMICONDUCTOR公司的PECL驅(qū)動(dòng)芯片MC100ELT24D實(shí)現(xiàn)。
②輸入信號(hào)差分設(shè)計(jì) 與大多數(shù)高速、大動(dòng)態(tài)范圍的D/A轉(zhuǎn)換器一樣，DAC5675的數(shù)字輸入端采用LVDS差分方式，差分?jǐn)?shù)字輸出通過(guò)將FPGA輸出端口配置成LVDS電平實(shí)現(xiàn)。
③電流差分耦合 在采用DAC5675時(shí)，由于為電流差分輸出形式，因此需要通過(guò)電流差分放大電路完成電流輸出到電壓輸出的轉(zhuǎn)換。
為了與射頻前端的輸入相匹配，在AD9744的輸出端通過(guò)電流差分放大電路實(shí)現(xiàn)差分電流到電壓輸出轉(zhuǎn)換，流差分放大電路采用AD公司的AD8056實(shí)現(xiàn)。
④帶通濾波 為了濾除D/A轉(zhuǎn)換器輸出的其它無(wú)用諧波分量，在D/A輸出端加帶通濾波器，濾波器主要指標(biāo)如下 ●中心頻率(fc)25MHz ●3dB相對(duì)帶寬(％of fc)5 ●阻抗50Ω ●最大駐波比VSWR1.5∶1 ●最大平均輸入功率1W ●溫度范圍-20℃to+71℃ (2)5Mz碼時(shí)鐘產(chǎn)生電路 5MHz碼時(shí)鐘產(chǎn)生電路擬采用兩種形式，一種為全數(shù)字方式，另一種為NCO+D/A+整形方式。
全數(shù)字方式完全在FPGA內(nèi)部通過(guò)數(shù)字NCO實(shí)現(xiàn)，這種方式實(shí)現(xiàn)簡(jiǎn)單，但當(dāng)NCO的工作時(shí)鐘與碼時(shí)鐘上升沿對(duì)齊時(shí)可能存在抖動(dòng)問(wèn)題。
NCO+D/A+整形的方式可以較好地解決上述不足，但實(shí)現(xiàn)上相對(duì)麻煩。NCO+D/A+整形方式采用AD9744模數(shù)轉(zhuǎn)換器結(jié)合過(guò)零比較器實(shí)現(xiàn)。
D/A轉(zhuǎn)換器選用AD公司的AD9744，AD9744是AD公司的14-bit、210MSPS高精度數(shù)/模變換器，其主要性能如下 ●14-bit分辨率 ●高性能TxDAC系列引腳兼容 -TxDAC系列兼容8-bit，10-bit，12-bit，14-bit DAC芯片引腳 ●良好的無(wú)錯(cuò)誤動(dòng)態(tài)范圍(SFDR)，SFDR相對(duì)于奈奎斯特率 -83dB@5MHz輸出 -80dB@10MHz輸出 -73dB@20MHz輸出 ●SNR@5MHz輸出，125MHzMSPS77dB ●二進(jìn)制補(bǔ)碼或直接二進(jìn)制數(shù)據(jù)格式 ●差分電流輸出2mA-20mA ●功耗135mA@3.3V ●停機(jī)模式15mA@3.3V ●片內(nèi)1.2V參考電壓 ●CMOS數(shù)字接口兼容 ●邊沿觸發(fā)鎖存 ●高速，單端CMOS時(shí)鐘輸入支持到165MHz的轉(zhuǎn)換速率 ●工作電壓 -AVDD3.3V -DVDD3.3V -CLKVDD3.3V ●滿量程輸出電流2mA-20mA ●輸出電阻100KΩ ●輸出電容5pF ●溫度范圍-40℃to+85℃ 在設(shè)計(jì)D/A轉(zhuǎn)換電路時(shí)注意了以下兩點(diǎn)電流差分耦合和帶通濾波。
①電流差分耦合 在采用AD9744時(shí)，由于為電流差分輸出形式，因此為了與射頻前端的輸入相匹配，在AD9744的輸出端通過(guò)電流差分放大電路實(shí)現(xiàn)差分電流到電壓輸出轉(zhuǎn)換。電流差分放大電路采用AD公司的AD8056實(shí)現(xiàn)，AD8056是AD公司的通用電壓反饋型運(yùn)算放大器，主要性能如下 ●帶寬 -250MHz小信號(hào)，G＝1 -130MHz大信號(hào)(VP-P＝2V)，G＝1 ●典型電流5.8mA ●低失真，低噪聲 --66dBc@5MHz --54dBc@20MHz -52nV/√Hz ●容性負(fù)載驅(qū)動(dòng)能力5pF ●高速 -斜升率750V/us ●±3V到±6V電壓范圍 ●溫度范圍-40℃to+85℃ 采用AD8047的電流輸出直流耦合電路，如圖4所示。
②帶通濾波 由于D/A轉(zhuǎn)換器的輸出具有大量諧波，因此還需要再經(jīng)過(guò)濾波器進(jìn)行濾除，帶通濾波器主要指標(biāo)如下 ●中心頻率(Fcenter)5MHz ●1dB帶寬(BWpass) 30kHz ●帶內(nèi)損耗(IL) ≤10dB ●阻帶帶寬(BWstop) 100kHz ●阻帶衰減(Astop) ≥20dB ●承受功率 ≥10dBm ●輸入輸出阻抗 50Ω ●最大駐波比 1.5∶1 ③比較器電路 比較器電路采用過(guò)零比較器實(shí)現(xiàn)。該電路可將雙極性輸入(這里為正弦波)轉(zhuǎn)換為單極性的方波輸出，通過(guò)在同相輸入端和反向輸入端均加相同的直流偏置電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的過(guò)零比較。
比較器選用Analog Device公司的4ns超快速、單電源比較器AD8611。
AD8611的主要特性

傳輸延遲5ns@5V

3V-5V單電源供電

100MHz輸入

鎖存功能

溫度范圍-40℃to+85℃ (3)FPGA選型 為了加快研制進(jìn)度，根據(jù)已有的開(kāi)發(fā)經(jīng)驗(yàn)，F(xiàn)PGA采用XILINX公司新推出的VIRTEX-4系列XC4VSX55實(shí)現(xiàn)。與XILINX公司其它系列相比，XC4VSX55更適合進(jìn)行高速數(shù)字信號(hào)處理，它具有以下特點(diǎn) ●針對(duì)超高性能數(shù)字信號(hào)處理應(yīng)用設(shè)計(jì)； ●多達(dá)55,296個(gè)邏輯單元(Logic Cells)來(lái)實(shí)現(xiàn)復(fù)雜的信號(hào)處理和控制邏輯， ●具有500MHz DCM數(shù)字時(shí)鐘管理器、 ●PMCD相位匹配時(shí)鐘分頻器； ●片上差分時(shí)鐘網(wǎng)絡(luò)； ●采用集成FIFO控制邏輯的500MHz SmartRAM技術(shù)和集成了ChipSync源同步技術(shù)的1 Gbps I/O。
●芯片還提供多達(dá)512個(gè)XtremeDSPs，每個(gè)XtremeDSPs可以500MHz吞吐率總共256GigaMAC/seconds(18×18)的性能工作，消耗功率僅為23mW/MHz，XtremeDSPs可配置創(chuàng)建40多種不同功能，這些XtremeDSPs的全速級(jí)聯(lián)可用來(lái)實(shí)現(xiàn)多種高性能的數(shù)字信號(hào)處理算法。
●Virtex-4FPGA具有極好的低靜態(tài)功耗和低動(dòng)態(tài)功耗性能， (4)DSP選型 根據(jù)實(shí)際工作需求和以往應(yīng)用經(jīng)驗(yàn)，DSP采用TI公司的高性能浮點(diǎn)DSP TMS320C6701，其主要特性如下 ●性能最高的浮點(diǎn)DSP -8.3-，6.7-，6-ns指令循環(huán)時(shí)間 -120-，150-，167-MHz時(shí)鐘速率 -8個(gè)32-bit指令/循環(huán) -1 GFLOPS ●VelociTITM高級(jí)甚長(zhǎng)指令字(VLIW)’C67×CPU內(nèi)核 -8個(gè)高度獨(dú)立的功能單元

4個(gè)ALUs(浮點(diǎn)和定點(diǎn))

2個(gè)ALUs(定點(diǎn))

2個(gè)乘法器(浮點(diǎn)和定點(diǎn)) -帶有32個(gè)32-bit通用寄存器的加載存儲(chǔ)結(jié)構(gòu) -指令打包減少代碼長(zhǎng)度 -全有條件指令 ●指令集特性 -硬件支持IEEE單精度指令 -硬件支持IEEE雙精度指令 -可字節(jié)尋址(8-，16，32-bit數(shù)據(jù)) -定位提取、設(shè)置、清除 -位累加 ●1M-Bit片內(nèi)SRAM -512K-bit內(nèi)部程序/高速緩存(16K 32-bit指令) -512K-bit雙存取內(nèi)部數(shù)據(jù)(64K-byte) ●32-bit外部存儲(chǔ)器接口(EMIF) -與同步存儲(chǔ)器無(wú)縫接口SDRAM和SBSRAM -與異步存儲(chǔ)器無(wú)縫接口SRAM和EPROM -52M-byte尋址外部存儲(chǔ)器空間 ●帶有一個(gè)輔助通道的四通道自舉加載直接數(shù)據(jù)存取(DMA)控制器 ●16-Bit主機(jī)端接口(HPI) -可以訪問(wèn)整個(gè)存儲(chǔ)器映射 ●2個(gè)多通道緩沖串行口(McBSPs) ●2個(gè)32-Bit通用定時(shí)器 ●靈活的鎖相環(huán)(PLL)時(shí)鐘產(chǎn)生器 ●IEEE-1149.1(JTAG)邊界掃描兼容 ●352針BGA封裝 ●0.18um/5層金屬工藝 -CMOS技術(shù) ●3.3V I/Os，1.8V內(nèi)核工作電壓(120-，150-MHz) ●3.3V I/Os，1.9V內(nèi)核工作電壓(167-MHz) ●工作封裝溫度范圍-0℃to+90℃(默認(rèn)值) -40℃to+105℃(A版) 推薦工作條件如下表3所示
表3 在推薦工作電壓和封裝溫度下電性能，如下表4所示
表4 (5)看門(mén)狗電路 為了有效監(jiān)測(cè)電源供電狀況和DSP工作狀態(tài)，在電路中設(shè)置看門(mén)狗電路，看門(mén)狗電路采用MAXIM公司的MAX705實(shí)現(xiàn)。
主要完成以下功能 ●當(dāng)電壓低于某一門(mén)限值時(shí)，產(chǎn)生低復(fù)位信號(hào) ●當(dāng)監(jiān)測(cè)到DSP在一定時(shí)間內(nèi)輸出無(wú)發(fā)生變化時(shí)，產(chǎn)生低復(fù)位信號(hào)。
權(quán)利要求
1、一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，其特征在于該擴(kuò)頻信號(hào)源主要可以分為多普勒動(dòng)態(tài)模擬、數(shù)據(jù)組幀格式編排以及中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射三個(gè)部分；
(1)多普勒動(dòng)態(tài)模擬部分
所述的多普勒動(dòng)態(tài)模擬部分主要實(shí)現(xiàn)處理機(jī)運(yùn)動(dòng)狀態(tài)的動(dòng)態(tài)模擬根據(jù)控制面板或上位機(jī)的控制，計(jì)算出載波NCO控制字，并輸出至發(fā)射通道子系統(tǒng)，控制產(chǎn)生多普勒頻率的載波；同步的進(jìn)行碼時(shí)鐘多普勒頻率的模擬過(guò)程計(jì)算出擴(kuò)頻偽碼NCO控制字，產(chǎn)生包含碼多普勒的碼速率時(shí)鐘，通過(guò)查碼表的方式產(chǎn)生用于數(shù)據(jù)擴(kuò)頻調(diào)制的偽碼；
其中，控制產(chǎn)生多普勒頻率的載波，即載波多普勒頻率的模擬過(guò)程如下
①載波NCO初始化
計(jì)算n＝0時(shí)刻的載波相位
(弧度)
載波NCO相位累加器初值為
Φ(0)＝[φ(0)-N(0)×2π]×232
N(0)為載波整周計(jì)數(shù)值，
②從第n時(shí)刻到第n+1時(shí)刻的載波NCO頻率字設(shè)置
當(dāng)獲得第n時(shí)刻的相位累加值Φ(n)后，第n+1時(shí)刻的相位累加值Φ(n+1)由以下過(guò)程得到。
計(jì)算第n+1時(shí)刻相對(duì)于第n時(shí)刻的載波相位增量
由相位差求出載波NCO頻率，除以2π是從角頻率(rad/s)變換到頻率(Hz)
將載波NCO頻率換算成NCO頻率字
這樣，在第n+1個(gè)時(shí)鐘來(lái)臨時(shí)，經(jīng)過(guò)一次累加運(yùn)算后，載波NCO相位累加值將自動(dòng)累加到n+1時(shí)刻的相位φ(n+1)對(duì)應(yīng)的NCO相位
Φ(n+1)＝Φ(n)+W(n)
③載波相位累加器溢出
當(dāng)載波NCO相位累加器的累加值超過(guò)了最大計(jì)數(shù)232時(shí)，將產(chǎn)生溢出，它對(duì)應(yīng)載波相位改變了2π。此時(shí)相位累加值和整周計(jì)數(shù)值分別為
Φ(n)＝Φ(n)-232
N＝N+1
④輸出信號(hào)幅度
在得到任一時(shí)刻的載波NCO相位累加值Φ(n)后，首先對(duì)其歸一化，計(jì)算出對(duì)應(yīng)的余弦查找表的相位
(弧度)
再由θ(n)查余弦表，輸出載波幅度值
s(n)＝Acos[(θ(n)]
其中，碼時(shí)鐘多普勒頻率的模擬過(guò)程如下
①建立接收機(jī)運(yùn)動(dòng)模型
設(shè)在t＝0時(shí)，終端A和終端B的徑向距離為R，兩者間的徑向速度為v，設(shè)終端A向終端B運(yùn)動(dòng)；
假設(shè)此時(shí)的碼相位誤差已經(jīng)控制在半碼片之內(nèi)；
計(jì)算在t＝0時(shí)刻的偽碼相位(弧度)
碼NCO相位累加器初值為
Φ(0)＝[φ(0)-N(0)×2π]×232
N(0)為整碼片計(jì)數(shù)值，
②計(jì)算第n+1時(shí)刻相對(duì)于第n時(shí)刻的偽碼相位增量
③由相位差求出碼NCO頻率，除以2π是從角頻率(rad/s)變換到頻率(Hz)
④將碼NCO頻率換算成NCO頻率字
⑤在碼相位累加器中，在每個(gè)采樣時(shí)刻對(duì)NCO頻率字進(jìn)行累加
當(dāng)Φ(n)≥232時(shí)，碼相位累加器產(chǎn)生一次溢出，整碼片計(jì)數(shù)器加1
Φ(n)＝Φ(n)-232
整碼片計(jì)數(shù)值為
N＝N+1
⑥根據(jù)整碼片計(jì)數(shù)值N，查碼表，并且輸出相應(yīng)幅度值
C(n)＝PN(N)
(2)數(shù)據(jù)組幀格式編排部分
數(shù)據(jù)組幀格式編排部分主要實(shí)現(xiàn)處理機(jī)中帶發(fā)送信息數(shù)據(jù)的產(chǎn)生和組幀，主要包含的內(nèi)容有幀同步，子幀號(hào)，本地同步時(shí)間信息以及本機(jī)數(shù)據(jù)等接收機(jī)部分需要的有用信息，通過(guò)歷元計(jì)數(shù)器的時(shí)序設(shè)計(jì)將導(dǎo)航電文數(shù)據(jù)相位與偽碼碼片相位按照基帶擴(kuò)頻調(diào)制要求對(duì)應(yīng)起來(lái)；數(shù)據(jù)組幀格式編排部分包含有三個(gè)子模塊組成，分別為發(fā)射信號(hào)處理子模塊，同步控制子模塊和接口處理子模塊；
(3)中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分
中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分完成信息數(shù)據(jù)與偽碼數(shù)據(jù)的碼擴(kuò)頻調(diào)制，同時(shí)與生成的數(shù)字載波同時(shí)發(fā)送，軟件外部通過(guò)外圍調(diào)制器完成載波調(diào)制，并將完整的中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)射頻前端發(fā)送；中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分主要模塊包括混頻器，BPSK調(diào)制器，帶通濾波器，帶自動(dòng)增益控制的放大器、功率合成器、射隨器、衰減器；混頻器將中心頻率25MHz的單載波信號(hào)，與115MHz本振信號(hào)進(jìn)行混頻，產(chǎn)生140MHz載波信號(hào)；140MHz載波信號(hào)進(jìn)入帶通濾波器和帶自動(dòng)增益控制的放大器，一路直接輸出頻率140MHz、電平3dBm載波信號(hào)，一路進(jìn)入BPSK調(diào)制器，對(duì)基帶擴(kuò)頻信號(hào)進(jìn)行直接調(diào)制；BPSK調(diào)制信號(hào)進(jìn)入帶通濾波器和帶自動(dòng)增益控制的放大器，輸出幅度恒定的調(diào)制信號(hào)；此信號(hào)進(jìn)入功率合成器，與噪聲信號(hào)合成，輸出一定信噪比的調(diào)制信號(hào)；然后經(jīng)過(guò)功率分配器分成兩路，經(jīng)衰減器進(jìn)行幅度衰減后，輸出BPSK調(diào)制信號(hào)，中心頻率140MHz，電平-20dBm。
2、根據(jù)權(quán)利要求1所述的具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，其特征在于所述的擴(kuò)頻信號(hào)源，進(jìn)一步包含25MHz正弦信號(hào)D/A轉(zhuǎn)換電路；5Mz碼時(shí)鐘產(chǎn)生電路；看門(mén)狗電路等；為了模擬多普勒，在遠(yuǎn)程操作終端，原始數(shù)據(jù)經(jīng)LAN接口下傳至中頻信號(hào)處理機(jī)，根據(jù)遠(yuǎn)程操作終端的多普勒模擬控制，中頻信號(hào)處理機(jī)采用載波NCO+D/A和碼NCO+D/A的方式同時(shí)控制載波和碼多普勒頻率模擬，其中將包含多普勒的25MHz正弦信號(hào)輸出至射頻前端，通過(guò)上變頻輸出140MHz射頻信號(hào)，將包含多普勒的5MHz正弦信號(hào)經(jīng)濾波、比較等處理后輸出包含多普勒的5MHz碼時(shí)鐘，用于產(chǎn)生發(fā)射偽碼。
3、根據(jù)權(quán)利要求2所述的具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，其特征在于所述的25MHz正弦信號(hào)D/A轉(zhuǎn)換電路，具體是為FPGA輸出中心頻率為25MHz正弦信號(hào)，經(jīng)D/A轉(zhuǎn)換器后變換成模擬信號(hào)，D/A轉(zhuǎn)換器采用TI公司的14-bit轉(zhuǎn)換器DAC5675A。
4、根據(jù)權(quán)利要求2或3所述的具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，其特征在于所述的D/A轉(zhuǎn)換電路注意以下問(wèn)題
①差分時(shí)鐘設(shè)計(jì)
為了保證14位的轉(zhuǎn)換精度，DAC5675A的時(shí)鐘信號(hào)必須由高穩(wěn)定度的、極低相位噪聲的時(shí)鐘源提供；為了達(dá)到最佳性能，時(shí)鐘應(yīng)采用差分方式輸入；為了滿足差分時(shí)鐘要求，采用ON SEMICONDUCTOR公司的PECL驅(qū)動(dòng)芯片MC100ELT24D實(shí)現(xiàn)；
②輸入信號(hào)差分設(shè)計(jì)
與大多數(shù)高速、大動(dòng)態(tài)范圍的D/A轉(zhuǎn)換器一樣，DAC5675的數(shù)字輸入端采用LVDS差分方式，差分?jǐn)?shù)字輸出通過(guò)將FPGA輸出端口配置成LVDS電平實(shí)現(xiàn)；
③電流差分耦合
在采用DAC5675時(shí)，由于為電流差分輸出形式，因此需要通過(guò)電流差分放大電路完成電流輸出到電壓輸出的轉(zhuǎn)換；
為了與射頻前端的輸入相匹配，在AD9744的輸出端通過(guò)電流差分放大電路實(shí)現(xiàn)差分電流到電壓輸出轉(zhuǎn)換，流差分放大電路采用AD公司的AD8056實(shí)現(xiàn)；
④帶通濾波
為了濾除D/A轉(zhuǎn)換器輸出的其它無(wú)用諧波分量，在D/A輸出端加帶通濾波器，濾波器主要指標(biāo)如下
●中心頻率(fc)25MHz
●3dB相對(duì)帶寬(％of fc)5
●阻抗50Ω
●最大駐波比VSWR1.5∶1
●最大平均輸入功率1W
●溫度范圍-20℃to+71℃。
5、根據(jù)權(quán)利要求2所述的具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，其特征在于所述的5Mz碼時(shí)鐘產(chǎn)生電路采用兩種形式，一種為全數(shù)字方式，另一種為NCO+D/A+整形方式；
NCO+D/A+整形方式采用AD9744模數(shù)轉(zhuǎn)換器結(jié)合過(guò)零比較器實(shí)現(xiàn)；
D/A轉(zhuǎn)換器選用AD公司的AD9744，AD9744是AD公司的14-bit、210MSPS高精度數(shù)/模變換器。
6、根據(jù)權(quán)利要求5所述的具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，其特征在于所述的NCO+D/A+整形方式中，在設(shè)計(jì)D/A轉(zhuǎn)換電路時(shí)注意電流差分耦合和帶通濾波；
①電流差分耦合
在采用AD9744時(shí)，由于為電流差分輸出形式，因此為了與射頻前端的輸入相匹配，在AD9744的輸出端通過(guò)電流差分放大電路實(shí)現(xiàn)差分電流到電壓輸出轉(zhuǎn)換；電流差分放大電路采用AD公司的AD8056實(shí)現(xiàn)，AD8056是AD公司的通用電壓反饋型運(yùn)算放大器；
②帶通濾波
由于D/A轉(zhuǎn)換器的輸出具有大量諧波，因此還需要再經(jīng)過(guò)濾波器進(jìn)行濾除；
③比較器電路
比較器電路采用過(guò)零比較器實(shí)現(xiàn)；該電路可將雙極性輸入轉(zhuǎn)換為單極性的方波輸出，通過(guò)在同相輸入端和反向輸入端均加相同的直流偏置電壓來(lái)實(shí)現(xiàn)對(duì)輸入信號(hào)的過(guò)零比較。
比較器選用Analog Device公司的4ns超快速、單電源比較器AD8611。
7、根據(jù)權(quán)利要求2所述的具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，其特征在于所述的看門(mén)狗電路，用于監(jiān)測(cè)電源供電狀況和DSP工作狀態(tài)，看門(mén)狗電路采用MAXIM公司的MAX705實(shí)現(xiàn)
●當(dāng)電壓低于某一門(mén)限值時(shí)，產(chǎn)生低復(fù)位信號(hào)
●當(dāng)監(jiān)測(cè)到DSP在一定時(shí)間內(nèi)輸出無(wú)發(fā)生變化時(shí)，產(chǎn)生低復(fù)位信號(hào)。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種具有多普勒模擬功能的擴(kuò)頻信號(hào)源，分為多普勒動(dòng)態(tài)模擬、數(shù)據(jù)組幀格式編排以及中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射三部分；多普勒動(dòng)態(tài)模擬部分實(shí)現(xiàn)處理機(jī)運(yùn)動(dòng)狀態(tài)的動(dòng)態(tài)模擬根據(jù)控制面板或上位機(jī)的控制，計(jì)算出載波NCO控制字，并輸出至發(fā)射通道子系統(tǒng)，控制產(chǎn)生多普勒頻率的載波；同步的進(jìn)行碼時(shí)鐘多普勒頻率的模擬過(guò)程。數(shù)據(jù)組幀格式編排部分主要實(shí)現(xiàn)處理機(jī)中帶發(fā)送信息數(shù)據(jù)的產(chǎn)生和組幀。中頻信號(hào)調(diào)制發(fā)射部分完成信息數(shù)據(jù)與偽碼數(shù)據(jù)的碼擴(kuò)頻調(diào)制，同時(shí)與生成的數(shù)字載波同時(shí)發(fā)送，軟件外部通過(guò)外圍調(diào)制器完成載波調(diào)制，并將完整的中頻信號(hào)經(jīng)過(guò)射頻前端發(fā)送。
文檔編號(hào)H04B17/00GK101252398SQ20081010336
公開(kāi)日2008年8月27日 申請(qǐng)日期2008年4月3日 優(yōu)先權(quán)日2008年4月3日
發(fā)明者青 常, 雪 李, 勇 徐, 磊 劉, 張其善, 吳鑫山 申請(qǐng)人:北京航空航天大學(xué)