專利名稱：頻分多址系統(tǒng)中的低峰均功率比傳輸?shù)闹谱鞣椒?br> 技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明大體上涉及通信系統(tǒng)，并且尤其涉及用于在頻分多址系統(tǒng)中傳輸?shù)头寰刃盘柕姆椒ê拖到y(tǒng)。
背景技術(shù)：
多個通信系統(tǒng)和應(yīng)用使用頻分多址(FDMA)原理把頻率資源分配到多個通信終端。 一種類型的FDMA是正交頻分多址(OFDMA)，例如其用于基于IEEE 802. 16標準族的通信系統(tǒng)，通常稱為WiMAX。關(guān)于這些標準的信息可以通過網(wǎng)址www, ieee802. org/16和www, wimaxfor亂org獲得。
移動WiMAX應(yīng)用通常符合IEEE 802. 16e標準，其名稱為"用于本地和城域網(wǎng)的IEEE標準的修改-第16部分用于固定寬帶無線接入系統(tǒng)的空中接口-用于在許可帶寬內(nèi)結(jié)合固定和移動操作的物理和媒體接入控制層"，并以引用的方式合并于此處。該標準的8. 4. 1, 8.4.2， 8.4.3，8. 4. 4， 8. 4. 6. 2， 8. 4. 6. 3部分描述了上行鏈路信號的產(chǎn)生和傳輸。
正交頻分多址(OFDMA)信號包括多個子載波，并因而通常具有高峰均功率比(PAPR )。 一些方法和系統(tǒng)已經(jīng)被提出，用于在正交頻分多址(OFDMA)架構(gòu)中傳輸具有單載波特性和低峰均功率比(PAPR)的信號。例如，這些方法和系統(tǒng)包括交織OFDM,也被稱為I-FDMA和單載波頻分多址(SC-FDMA )。例如，Klang等人(作者)在2004年7月16日，版本1. 0,IST-2003-507581, Deliverable D2. 1 of the Wireless World Initiative—New Radio (WINNER),"無線鏈路識別技術(shù)，"中描述了這些方法和信號，并以引用的方式合并于此處。交織頻分多址(I-FDMA),也^皮稱為頻i或正交"f言號序歹寸(FD0SS ) (Frequency Domain Orthogonal SignatureSequences)，在該參考文獻的91 - 92頁的3. 2. 15部分被描述。單載波頻分多址(SC-FDMA )在該參考文獻的93頁的3. 2. 16部分被描述。

發(fā)明內(nèi)容
因此，根據(jù)本發(fā)明的實施例，提供了一種用于通信的方法，包括在使用多子載波的多址通信系統(tǒng)中，把第一子載波分配給用于傳輸
第 一數(shù)據(jù)的第 一通信終端，并且把第二子載波分配給用于傳輸?shù)诙?shù)據(jù)
的第二通信終端；
指定所述第一通信終端使用第一多載波調(diào)制方案把所述第一數(shù)據(jù)調(diào)制到至少一些所述第一子載波上，以產(chǎn)生第一信號；
指定所述第二通信終端使用第二多載波調(diào)制方案把所述第二數(shù)據(jù)調(diào)制到至少一些所述第二子載波上，以產(chǎn)生第二信號，其中所述第二多載波調(diào)制方案具有比第一多載波調(diào)制方案更低的峰均功率比(PAPR);和
通過同時接收所述第一和第二子載波上的所述第一和第二信號，與所述第 一和第二通信終端同時通信。
在一些實施例中，所述第一信號包括正交頻分多址(OFDMA)信號。在另一些實施例中，所述第一和第二通信終端分別包括與基站(BS)通信的第一和第二用戶站(SS)。與第一和第二通信終端的通信包括在至少一個上行鏈路模式中運行，其中，所述至少一個上行鏈路模式是從下述一組才莫式中選出的即IEEE 802. 16e標準的自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC)模式、部分使用的子信道(PUSC)模式、全部使用的子信道(FUSC)模式和可選的部分使用的子信道(PUSC)模式。
然而，在另一個實施例中，所述第二信號包括頻移的、可選周期的波形，所述波形占據(jù)所述第二子載波的一系列等間距的子載波。所述第二信號可以包括具有單載波信號和已濾波的單載波信號中的一個的特性的波形。指定所述第二通信終端調(diào)制所述第二數(shù)據(jù)的步驟可以包括指定所述第二通信終端對從所述第二數(shù)據(jù)中選擇出的數(shù)據(jù)符號應(yīng)用離散傅立葉變換(DFT)，并把所述離散傅立葉變換(DFT)的輸出調(diào)制到至少一些所述第二子載波上。
在一些實施例中，分配所述第二子載波的步驟包括把所述第二子載波的多組交織(interlaced)的等間距子載波分配給各自的多個通信終端。
在另一個實施例中，所述第二信號包括公知的波形，并且與所述第二通信終端的通信的步驟包括通過接收和處理所述公知波形，評估通信信道對第二通信終端的響應(yīng)。所述/>知波形可以包括^f氐峰均功率比(PAPR)的midamble碼。在一些實施例中，所述低峰均功率比(PAPR )的midamble碼具有周期性波形。
仍然在另一個實施例中，與第二通信終端通信的步驟包括引起第二通信終端在第一運行模式和第二運行模式之間交替，其中，在所述第一運行模式中，所述第二通信終端使用第 一多載波調(diào)制方案在至少 一些第一子載波上傳輸所述第二數(shù)據(jù)，在所述第二運行模式中，所述第二通信終端使用所述第二多載波調(diào)制方案在至少一些所述第二子載波上傳輸所述第二數(shù)據(jù)。致使所述第二通信終端以所述第 一和第二運行模式中的一種運行的步驟可以包括定義第 一功率閾值和比所述第 一功率閾值高的第二功率閾值，當所述第二通信終端的輸出功率比所述第一閾值低時
選擇所述第一運行模式，并且當所述第二通信終端的輸出功率在所述第一和第二閾值之間時，選擇所述第二運行^t式。
在一些實施例中，與所述第二通信終端通信的步驟包括通過多天線在多個不同通信信道上接收所述第二數(shù)據(jù)，并且接收和處理由所述第二通信終端在各自的通信信道上傳輸?shù)墓ㄐ我员阍u估信道的響應(yīng)。
接收所述公知波形的步驟可以包括下面步驟中的 一個
并行接收所述第二子載波的各個非重疊子集上的所述波形；和
在各個不同的時間間隔*接收所述波形。
在另 一個實施例中，與所述第二通信終端通信包括通過多天線在多個不同通信信道上接收所述第二信號，并使用如下直接判決解碼方法從所述第二信號解碼所述第二數(shù)據(jù)基于各自的多個接收到和均衡化的符號，產(chǎn)生多個軟符號，所述多
個接收到和均衡化的符號分別在至少一些所述第二子載波上被接收；對所述接收到的軟符號應(yīng)用傅立葉變換；
處理傅立葉變換的輸出，以便基于各個接收到的軟符號產(chǎn)生硬符號判決；和
對所述硬符號判決應(yīng)用反向傅立葉變換。
根據(jù)本發(fā)明的實施例，還提供了 一種在使用多載波的多址通信系統(tǒng)中的基站(BS ),包括
控制器，所述控制器被設(shè)置成把第一子載波分配給用于傳輸?shù)谝粩?shù)據(jù)的第一通信終端，并4巴第二子載波分配給用于傳輸?shù)诙?shù)據(jù)的第二通信終端，指定所述第一通信終端使用第一多載波調(diào)制方案把所述第一數(shù)據(jù)調(diào)制到至少一些所述第一子載波上以便產(chǎn)生第一信號，并且指定所述第二通信終端使用具有比所述第 一多載波調(diào)制方案更低的峰均功率比(PAPR )的第二多載波調(diào)制方案把所述第二數(shù)據(jù)調(diào)制到至少 一些所述第二子載波上，以便產(chǎn)生第二信號；
發(fā)射機，所述發(fā)射機被設(shè)置成分別使得所述被分配的第一和第二子載波與所述第一和第二通信終端通信；和
接收機，所述接收機被設(shè)置成通過同時在所述第一和第二子載波上接收所述第 一和第二信號而同時與所述第 一和第二通信終端通信。
根據(jù)本發(fā)明的實施例，還提供了一種使用多子載波的多址通信系統(tǒng)，包括
基站(BS)，所述基站(BS)被設(shè)置成使用第一多載波調(diào)制方案分配用于傳輸?shù)牡谝蛔虞d波，使用具有比第一多載波調(diào)制方案更低的峰均功率比(PAPR)的第二多載波調(diào)制方案分配用于傳輸?shù)牡诙虞d波，并使得所分配的第一和第二子載波分別與所述第一和第二通信終端通信，以及同時接收分別使用第一和第二多載波調(diào)制方案在所述第一和第二子載波上傳輸?shù)纳闲墟溌窋?shù)據(jù)；
第 一通信終端，所述第 一通信終端被設(shè)置成使用所述第 一多載波調(diào)制方案把第 一數(shù)據(jù)調(diào)制到至少 一些第 一子載波上以便產(chǎn)生第 一信號，并把所述第一信號傳輸?shù)剿龌?BS);和
第二通信終端，所述第二通信終端被設(shè)置成使用第二多載波調(diào)制方案把第二數(shù)據(jù)調(diào)制到至少 一些第二子載波上以便產(chǎn)生第二信號，并把所述第二信號傳輸?shù)剿龌?BS)。


結(jié)合附圖，通過下面對本發(fā)明的實施例的詳細描述將更全面地理解本發(fā)明，其中
圖l是根據(jù)本發(fā)明實施例的正交頻分多址(0FDMA)通信系統(tǒng)的示意性框圖2是根據(jù)本發(fā)明實施例的用于傳輸?shù)头寰β时?PAPR)信號的方法的示意性流程圖3是根據(jù)本發(fā)明實施例的低峰均功率比(PAPR )信號頻鐠的示意圖4是根據(jù)本發(fā)明實施例的用于接收低峰均功率比(PAPR)信號的方法的示意性流程圖5是根據(jù)本發(fā)明實施例的常規(guī)的正交頻分多址(0FDMA)信號和低峰均功率比(PAPR)信號的幅值分布圖6 - 8是根據(jù)本發(fā)明實施例的在低峰均功率比(PAPR )信號和常規(guī)的正交頻分多址(0FDMA)信號中的子載波分布的示意圖9是根據(jù)本發(fā)明實施例的用于在常規(guī)的正交頻分多址(0FDMA)和低峰均功率比(PAPR)傳輸方式之間選擇的方法的示意性流程圖；和
圖10是根據(jù)本發(fā)明實施例的用于解碼低峰均功率比(PAPR)信號的直4妄判決解石馬器(decision-directed decoder)的示意圖。
具體實施例方式
綜述
在一些頻分多址(FDMA)系統(tǒng)中，終端通過傳輸多載波信號而把數(shù)據(jù)傳輸?shù)交?BS),所述多載波信號包括所述數(shù)據(jù)被調(diào)制到上面的多子載波。所得的多載波(resulting multi-carrier)信號通常具有高峰均功率比(PAPR)。例如，在IEEE 802. 16e正交頻分多址(0FDMA)系統(tǒng)中，所述峰均功率(PAPR)可以達到16-18dB范圍內(nèi)的值或更高。由于通信終端的功率放大器典型地為有限的峰值功率，因而這些高峰均功率比(PAPR)值限制了每個子載波上可獲得的傳輸功率。
本發(fā)明的實施例提供了用于把低峰均功率比(PAPR)傳輸合并入頻分多址(FDMA)系統(tǒng)中的改進的方法和系統(tǒng)，例如IEEE 802. 16e正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)。在此處描述的低峰均功率比(PAPR)信號可以包括周期波形，所述周期波形占據(jù)一系列等間距的子載波。所述低峰均功率比(PAPR)信號具有與單載波信號類似的統(tǒng)計特性，并且因此具有較低的峰均功率比(PAPR)值。
如下面將要描述的，這些信號的峰均功率比(PAPR)通常在4-6dB范圍內(nèi)，比類似的(comparable)正交頻分多址(OFDMA)信號的峰均功率比(PAPR)低。通過使用這些低峰均功率比(PAPR)信號，每個子載波可獲得的輸出功率因此增加，從而能夠獲得更高的通信范圍、穩(wěn)健性、系統(tǒng)覆蓋范圍和/或流量(throughputs
在此處描述的^f氐峰均功率比(PAPR)方法和系統(tǒng)特別地適用于^f又通過較少的修改就可與標準正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)相結(jié)合。典型地，被正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)使用的一些子載波被分配給使用低峰均功率比(PAPR)信號的通信終端，而其他子載波被分配給常規(guī)的正交頻分多址(0FDMA)終端。因此，基站(BS)可以同時與兩種類型的終端通信。
一些公知的低峰均功率比(PAPR)方法，例如前面引用的交織頻分多址(I-FDMA)和單載波頻分多址(SC-FDMA),需要在任意給定時間與給定基站(BS )通信的所有終端使用常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)或低峰均功率比(PAPR)。不《象這些^^知的方法和系統(tǒng)，在此處描述的方法和系統(tǒng)可使低峰均功率比(PAPR)使用者和常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)使用者在相同的符號間隔期間共同存在。作為這種并行性的結(jié)果，被分配給常規(guī)的傳輸和低峰均功率比(PAPR)傳輸?shù)某掷m(xù)時間均可以延長，并且被分配給所述兩種類型的傳輸?shù)淖虞d波的數(shù)量可以因此減少。子載波數(shù)量的減少增加了每一子載波可獲得的功率，因而增加了通信范圍和流量。
在此處描述的低峰均功率比(PAPR)信號典型地使用一系列等間距的子載波。在一些實施例中，通過占用多組交織的等間距子載波，多個低峰均功率比(PAPR)終端能夠共享子載波塊。典型地，通過如下方法執(zhí)行信道評估即傳輸公知低峰均功率比(PAPR)波形，例如midamble碼，并作為低峰均功率比(PAPR)傳輸?shù)囊徊糠?。在一些情況下，特定的終端能夠如期望的在低峰均功率比(PAPR)運行和常規(guī)的正交頻分多址(0FDMA)運行之間轉(zhuǎn)換。下面描述一種示例性的;f莫式選擇方法。
下面在此描述幾個示例性的系統(tǒng)結(jié)構(gòu)、資源分配方案以及信號產(chǎn)生和接收方法，主要參考正交頻分多址(0FDMA)系統(tǒng)中的上行鏈路傳輸。
在此描述的低峰均功率比(PAPR)傳輸方法能夠配置于不同的IEEE802. 16e運行模式中。在此描述的實施例主要參考在自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC)模式中的運行，該模式有時也被稱為相鄰子載波排列(adjacentsubcarrier permutat ion )。在此處還描述了多輸入多輸出(MIM0)才喿作的一些方面。
系統(tǒng)描述
圖1是根據(jù)本發(fā)明實施例的頻分多址(FDMA)通信系統(tǒng)20的示意性框圖。系統(tǒng)20包括基站(BS) 24,所述基站(BS)與多個用戶終端通信，例如移動站(MS) 28。在本實施例中，系統(tǒng)20包括IEEE 802. 16e正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)。盡管下面描述的示例性實施例涉及移動用戶終端，但在此處描述的方法和系統(tǒng)能夠用于其他類型的用戶站(SS),例如，固定的、便攜的和漫游的(nomadic)用戶站(SS )。
基站(BS ) 24在下行鏈路信道上將下行鏈路數(shù)據(jù)傳輸?shù)矫總€移動站28，并且每個移動站28在上行鏈路信道上將上行鏈路數(shù)據(jù)傳輸?shù)交?BS) 24。在下行鏈路方向，所述基站(BS)包括基站發(fā)射機(BS TX)32,所述基站發(fā)射機調(diào)制所述下行鏈路信號以便產(chǎn)生射頻(RF)信號，并且通過基站(BS )天線36傳輸該信號。在移動站側(cè)，移動站接收機(MS RX ) 44通過移動站天線40接收所述下行鏈路射頻信號。該移動站接收機 解調(diào)該信號，并且提取所述下行鏈路數(shù)據(jù)。
在上行鏈路方向，特定移動站28的上行鏈路數(shù)據(jù)被移動站發(fā)射機(MS TX) 48進行格式化、編碼、調(diào)制、放大、濾波和/或其他處理。所述移動 站發(fā)射機產(chǎn)生射頻信號并且將所述射頻信號通過天線40傳輸給基站(BS ) 24。特別地，基站發(fā)射機48包括功率放大器(PA) 52，該功率放大器把 所述射頻上行鏈路信號放大到適當?shù)妮敵龉β实燃墶?br> 基站(BS ) 24包括基站(BS )控制器60，所述基站(BS )控制器60 執(zhí)行不同的基站(BS)管理功能。每個移動站28包括移動站控制器64, 所述移動站控制器執(zhí)行不同的移動站管理功能。典型地，控制器60和64 包括通用處理器，所述通用處理器以軟件的形式被編程而執(zhí)行在此處描 述的功能。所述軟件可以以電子形式下載到處理器中，例如通過網(wǎng)絡(luò)。
控制器60和64可以使用軟件、硬件或軟件和硬件單元相組合的方 式實現(xiàn)。隨后的描述主要闡釋了與處理低峰均功率比(PAPR)信號直接 相關(guān)的控制器功能。為了清楚起見，省略了對基站(BS)和移動站控制 器可以執(zhí)行的其他功能的描述。
正如下面將要詳細闡述的，系統(tǒng)20中的至少一些移動站使用低峰均 功率比(PAPR)信號將上行鏈路數(shù)據(jù)傳輸?shù)交?BS)。其他移動站28 可以利用公知的正交頻分多址(OFDMA)信號和方法傳輸其上行鏈路數(shù)據(jù)。
僅為了概念清晰的目的，選擇了圖1所示的示例性系統(tǒng)結(jié)構(gòu)。在此 處描述的方法和系統(tǒng)可以用于具有任何其他結(jié)構(gòu)的通信系統(tǒng)和網(wǎng)絡(luò)中。 例如，系統(tǒng)20可以包括多個通過適當?shù)暮诵木W(wǎng)互連的基站(BS)。附加 地或者可選地，所述系統(tǒng)包括移動站、固定用戶終端，或固定和移動站 的組合。
盡管隨后的描述主要闡釋了基于前面所引用的IEEE 802. 16e標準的 多址系統(tǒng)(addresses system),但在此處描述的系統(tǒng)和方法能夠用于分 配頻率資源的其他系統(tǒng)和應(yīng)用中，例如，IEEE 802.20系統(tǒng)或基于3GPP 和3GPP2標準的長期演進(LTE )系統(tǒng)中。系統(tǒng)20的元件，尤其基站(BS) 24和移動站28不是理解本發(fā)明 的關(guān)鍵，因此為了清楚起見，圖1中將其省略。
低峰均比信號傳輸
基站(BS ) 24將上行鏈路信道的時間和頻率資源分配給不同的移動 站，并且移動站使用這些分配到的資源將其上行鏈路數(shù)據(jù)傳輸?shù)剿龌?站(BS)。每個上行鏈路分配包括一些子載波的分配，在特定持續(xù)時間內(nèi)， 所述移動站把其上行鏈路信號調(diào)制到所述子載波上。
由于由移動站傳輸?shù)膹秃闲盘柊ǘ鄠€子載波，故所述復合信號典 型地具有高峰均功率比(PAPR)。所述峰均功率比(PAPR)被定義為信號 的峰值功率和均值功率之間的比。所述峰值功率有時不被設(shè)定為絕對最 大功率，而是設(shè)定為如下功率等級即僅在特定的很小的概率下此功率等 級被超越，例如l(T6、 l(T4、，或者任何其他適當值。所述信號的峰均 功率比(PAPR)典型地隨著子載波的數(shù)量增加。對于大量的子載波，所 述峰均功率比(PAPR)可以達到16- 18dB或者更多。下面圖5示出了多
子載波信號的示例性幅值分布。
移動站發(fā)射機48，特別是功率放大器52，被設(shè)計成提供特定的峰值 輸出功率。因此，上行鏈路信號的峰均功率比(PAPR)限制了所述移動 站的傳輸功率。當所述信號的峰均功率比(PAPR)高時，每一子載波的 可用功率減少。結(jié)果，移動站的通信范圍、基站(BS)處的信噪比和/或 傳輸?shù)淖虞d波的數(shù)量減少。因此，高峰均功率比(PAPR)通常導致覆蓋 范圍減小和/或流量降低，尤其在所述基站(BS)覆蓋區(qū)域的邊緣。
為了使得移動站28能夠以較高的功率等級傳輸，所述移動站能夠使 用低峰均功率比(PAPR)信號而不使用常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)信號 傳輸上行鏈路信號。盡管在此處描述的低峰均功率比(PAPR)信號波形 包括多子載波，所述低峰均功率比(PAPR)信號波形具有與單載波相類 似的統(tǒng)計特性。結(jié)果，與常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)波形相比，這些信 號的峰均功率比(PAPR)更低。在一些實施例中，低峰均功率比(PAPR)
15信號是周期性的。下面在圖2中描述了用于產(chǎn)生周期性的、低峰均功率 比(PAPR)波形的示例性方法?？蛇x地，利用任何其他適當方法產(chǎn)生的 任何其他適當?shù)牡头寰β时?PAPR)波形也可以被使用。
在一些實施例中，基于移動站功率等級或其他標準，所述移動站能 夠在低峰均功率比(PAPR)傳輸模式和常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)傳輸 模式間交替轉(zhuǎn)換。下面在圖9中描述了模式切換的示例性方法。可選地， 移動站28可以只使用低峰均功率比(PAPR)模式傳輸。在任意給定的時 間，當其他移動站以常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)模式傳輸時， 一些移動 站以低峰均功率比(PAPR)模式傳輸。在下面的圖6-8中將描述把上行 鏈路資源分配給使用兩種傳輸模式的移動站的方法。
圖2是根據(jù)本發(fā)明的實施例的用于傳輸?shù)头寰β时?PAPR)信號 的示例性方法的示意性流程圖。在此實施例中，分配給系統(tǒng)20的上行鏈 路頻譜包括N個等間距的子載波，并且被標記為0…N-1。當使用低峰均 功率比(PAPR)模式時，特定的移動站(MS)被指定使用具有N個子載 波中的m個子載波的子集。所述m個子載波被用于傳輸n個已調(diào)制的數(shù) 據(jù)信號(例如，四相相移4建控-QPSK信號)，n《m。術(shù)語m/n-l稱為滾 降因子。
分配給移動站的m個子載波是等間距的，并且與k個子載波彼此分 離。m個子載波可以寫為(m。， m。+k， m。+2 . k,…，m。十(m-l) 'k),其中m。 指所述子集中最低頻率的子載波的標號。當k-l時，m個子載波;波此鄰 近。下面圖3示出了具有k = 4的子載波的示例性子集。當m = n = N/k時， 此多載波調(diào)制方案被稱為交織頻分多址(IFDMA)。
在數(shù)據(jù)輸入步驟80,所述方法開始于移動站28接收用于傳輸?shù)纳闲?鏈路數(shù)據(jù)。所述上行鏈路數(shù)據(jù)被分成具有n個數(shù)據(jù)符號的多個塊，并且 每個塊在一個正交頻分多址(OFDMA)符號間隔期間被傳輸。在一些實施例 中，特定的移動站傳輸?shù)纳闲墟溌窋?shù)據(jù)可以被分成不必具有相同大小的 塊。例如，從一個正交頻分多址(OFDMA)符號到另一個正交頻分多址 (OFDMA)符號，被分配給移動站的子載波的數(shù)量可以不同，并且所述塊的 大小可以選擇與被務(wù)配的子載波的數(shù)量相匹配。每個數(shù)據(jù)符號中的數(shù)據(jù)位的數(shù)量取決于用于調(diào)制每個子載波的調(diào)制
方案。例如，當使用四相相移鍵控(QPSK)調(diào)制每個子載波時，每個數(shù) 據(jù)符號包括兩個位。下面描述了單個塊的處理。n個符號標記為a。，…，
an—l。
在離散傅立葉變換(DFT)步驟82，移動站發(fā)射機48把n點離散傅立 葉變換(n-DFT)應(yīng)用于數(shù)據(jù)符號。n點離散傅立葉變換(n-DFT)符號由 下式給出
Ai = + gflcexpf—y^i)，i=0...n-l [1]
c=0
當滾降因子非零(即當m>n)時，在子載波復制步驟84中，移動站 發(fā)射機48通過復制第一個m-n n點離散傅立葉變換(n-DFT)符號而循環(huán) 擴展n點離散傅立葉變換(DFT)符號，以產(chǎn)生總共m個符號。所述復制 的子載波由下式給出
A; = Ai —n， i=n...m-l [2]
典型地，子載波的10-33%被復制，盡管可以使用任何其他適當?shù)?br> 值 形
此后，在整形步驟86中，移動站發(fā)射機48對所述信號應(yīng)用頻-譜整 所述移動站發(fā)射機使用整形向量一個元素一個元素地與向量Ai相乘。 所述整形向量可以包括平方余弦濾波器、平方根平方余弦(RRC)濾波器 或任何其他適當?shù)念l譜整形模式。在一些實施例中，省略了步驟88,在 這種情況下，隱含地采用了矩形頻譜整形。
與通過矩形整形獲得的峰均功率比(PAPR)相比，頻譜整形降低了 傳輸信號的峰均功率比(PAPR)。通常，尖銳整形(sharper shaping) 趨向于增加信號的峰均功率比(PAPR)。在另一方面，錐形整形(tapered shaping )對應(yīng)于較大的滾降因子，該滾降因子降低了可獲得的頻譜效率。 在一些實施例中，具有0.33滾降因子的平方根平方余弦(RRC)頻譜整 形提供了峰均功率比(PAPR)降低和頻譜效率降低之間的良好平衡。
此后，在調(diào)制步驟88中，移動站發(fā)射機48把數(shù)據(jù)符號調(diào)制到被分配給移動站的子載波上。該復合調(diào)制波形由下式給出 Xt = exp^ 2《如0 +")) , 0<t<Ts [3]
c=0
TV
Xt表示在正交頻分多址(OFDMA)符號間隔[O, Ts)內(nèi)的時刻t時傳輸 的波形，其中Ts表示符號持續(xù)時間。Fs=5_f*N,其中5—f表示子載波 間隔。如果循環(huán)前置(cyclic prefix)被作為保護帶(guard band), 則該保護時間被包括在Ts中，需要說明的是，除了數(shù)據(jù)符號的離散傅立 葉變換(DFTH皮應(yīng)用作Ai而不是數(shù)據(jù)符號本身被應(yīng)用作Ai外，這種調(diào)制 方法與常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)信號的產(chǎn)生相類似。
在方程[3]中的波形xt能夠被顯示出具有已由脈沖整形濾波器濾波 的單載波信號的特性，其包括原數(shù)據(jù)符號。這樣，與常規(guī)的正交頻分多 址(OFDMA)信號相比，波形Xt具有4交低的峰均功率比(PAPR)。方程[3] 中的波形xt等于
Xt= x
exp
2扁0
A:
< t < Ts [4]
從方程[4]可以看出，波形xt是周期性的(相當于頻率偏移)。k周 期包含在符號間隔N/Fs內(nèi)，并排除了可能的保護帶。該周期性允許低峰 均功率比(PAPR)信號展開較大的帶寬，而不占用較多數(shù)量的子載波， 因而可獲得更好的頻率分集(frequency diversity)。在光"i普上，信號 xt具有已被調(diào)制的子載波的等間距梳的形狀。
在上述步驟80 - 88中執(zhí)行的操作是典型地的數(shù)字操作?，F(xiàn)在，所述 移動站發(fā)射機把濾波后的信號轉(zhuǎn)變成模擬信號(典型地在使用插值法對 信號進行數(shù)字提升采樣(upsampling)后)，在傳輸步驟90中，把該信 號上變頻成適當?shù)纳漕l頻率，并把該信號傳輸?shù)交?BS )。特別地，使 用功率放大器(PA) 52放大該信號。
圖3是根據(jù)本發(fā)明實施例的低峰均功率比(PAPR)信號的頻i普的示 意性圖表，例如，所述低峰均功率比(PAPR)信號為由上述圖2的方法 所產(chǎn)生的信號。在本示例中，所述信號包括具有4個子載波間隔的多個
18已被調(diào)制的子載波96,即k = 4。作為在上述圖2的方法的步驟86中應(yīng) 用頻譜整形的結(jié)果，在所述帶的低邊緣和高邊緣處，子載波的大小依照 包絡(luò)線100而衰減。
需要注意的是，在每兩個被分配的子載波96之間存在三個未分配的 子載波。未分配的子載波可以被分配給其他移動站，例如，如下面的圖7 所示。
圖4是根據(jù)本發(fā)明實施例的用于接收低峰均功率比(PAPR)信號的 示例性方法的流程圖。所述方法由基站接收機(BS RX) 56執(zhí)行。通常， 由接收機執(zhí)行的操作與由產(chǎn)生低峰均功率比(PAPR)信號的發(fā)射機執(zhí)行 的操作相對應(yīng)。接收機的前端功能，諸如下變頻和模數(shù)轉(zhuǎn)換，為了清楚 起見而被省略了。
在快速傅立葉變換的步驟104中，所述方法開始于基站(BS)接收 機56對接收到的信號應(yīng)用快速傅立葉變換。然后所述接收機識別分配給 正在協(xié)商的移動站的m個子載波的子集(即識別m, m。，和k )。在提取步 驟106中，該接收機提取m個子載波的子集。然后在均衡步驟108中， 該接收機均衡所述信號，以便補償信道響應(yīng)和頻鐠整形的影響。
所述已均衡的信號包括在上面圖2的方法的步驟82中產(chǎn)生的n點離 散傅立葉變換(n-DFT)符號的n個評估值。在步驟110的反向離散傅立 葉變換(IDFT)中，所述接收機把n點反向離散傅立葉變換(n-IDFT) 應(yīng)用于已提取的和已均衡的子載波，并且在解調(diào)步驟112中，解調(diào)所述 反離散傅立葉變換(IDFT)的輸出以便提取出所述數(shù)據(jù)符號。此后，所數(shù)據(jù)。
圖5是本發(fā)明實施例的常規(guī)的正交頻分多址(0FDMA)信號和低峰均功 率比(PAPR)比信號的幅值分布圖表。圖中示出的幅值分布是通過仿真 模擬計算出的。該仿真系統(tǒng)包括1024 -FFT正交頻分多址(OFDMA)系統(tǒng)。 所述移動站(MS )被分配有64個子載波，所述子載波具有4個子載波間 隔(即k = 4)。使用四相相移鍵控(QPSK)方案調(diào)制數(shù)據(jù)。使用具有33 %的滾降因子的平方根平方余弦(RRC)濾波器執(zhí)行頻i普整形。水平軸示出了信號的幅值，并根據(jù)其平均值而被規(guī)格化。垂直軸示
出了概率值。曲線120示出了常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)信號的幅值互 補累計分布函數(shù)(CCDF)。換言之，所述曲線示出了對于每個規(guī)格化的幅 值，所述信號超出該幅值的概率。例如，可以看到，在10"時間內(nèi)所述 正交頻分多址(OFDMA)信號的幅值超出13. 5dB。曲線124示出了相對比的 低峰均功率比(PAPR)信號的幅值互補累計分布函數(shù)。
曲線120和124的對比示出了低峰均功率比(PAPR)信號的峰均功 率比(PAPR)比常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)信號的峰均功率比(PAPR) 在IO"點處低大約5dB，并在IO"點處低大約4dB。
與802. 16e用戶共存和整合
在此處描述的低峰均功率比(PAPR)方法和系統(tǒng)尤其適用于與常規(guī) 的正交頻分多址(OFDMA)的整合。 一些公知的低峰均功率比(PAPR )方法， 諸如上面描述的交織頻分多址(I-FDMA)和單載波頻分多址(SC-FDMA), 需要所有與特定基站(BS)通信的移動站在上行鏈路中在任意給定時間 使用常^L的正交頻分多址(OFDMA)或低峰均功率比(PAPR)。另一方面， 在此處描述的方法和系統(tǒng)使得在相同的符號間隔內(nèi)低峰均功率比(PAPR ) 用戶和常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)用戶能夠同時共存。
圖6是根據(jù)本發(fā)明實施例的IEEE 802. 16e系統(tǒng)中的低峰均功率比 (PAPR)信號和常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)信號共存的示意性圖表。所 述圖表示出了單個上行鏈路區(qū)域，并且水平軸示出了正交頻分多址 (OFDMA)符號，垂直軸示出了子載波。
在本示例中，系統(tǒng)20運行在IEEE 802. 16e的自適應(yīng)調(diào)制編碼(AMC) 上行模式(也被稱作相鄰子載波排列)，其中，在相對長的時間段內(nèi)子載 波的連續(xù)塊被分配給移動站。然而，在此處描述的方法和系統(tǒng)也適用于 運行在其他IEEE 802. 16e排列才莫式(permutation mode)中，例如，部 分使用的子信道(PUSC)模式，可選的部分使用的子信道(PUSC)模式
20和全部使用的子信道(FUSC)模式。在一些實施例中，系統(tǒng)20可以運行 在自適應(yīng)天線系統(tǒng)(AAS)和時空編碼(STC) IEEE 802. 16e模式中，結(jié) 合上面所述的排列模式。下面將進一步描述自適應(yīng)天線系統(tǒng)(AAS)和時 空編碼(STC)運行的特定方面。
所述上行鏈路區(qū)域-波分割成正交頻分多址(OFDMA)區(qū)域130和低峰均 功率比(PAPR)區(qū)域134，其中，所述區(qū)域130-陂分配給使用常^L的IEEE 802. 16e正交頻分多址(OFDMA)傳輸?shù)囊苿诱荆鰠^(qū)域134被分配給j吏 用低峰均功率比(PAPR)傳輸?shù)囊苿诱?。在本示例中，區(qū)域134包括相 鄰子載波的連續(xù)子集，并且區(qū)域130被分成兩個子載波集。在可選實施 例中，區(qū)域130和/或134可以是連續(xù)的或者非連續(xù)的，并且可以包括任 何期望數(shù)量的子載波。
需要注意的是，區(qū)域130和134是橫向的。換句話說，在相同的正 交頻分多址(OFDMA)符號間隔期間，所述基站(BS )既接收常規(guī)的傳輸也 接收低峰均功率比(PAPR)傳輸，并且不同的模式占用不同的子載波。
跨越整個上行鏈路幀而定義橫向區(qū)域的能力使得所述基站(BS)增 加了分配給每個移動站的符號數(shù)量。結(jié)果，分配給移動站的子載波的數(shù) 量減小。因此，所述移動站能夠在較長時間內(nèi)使用較少子載波傳輸給定 數(shù)量的上行鏈路數(shù)據(jù)。使用較少數(shù)量的子載波增加了移動站能夠傳輸?shù)?每個子載波的功率，因此改善了在基站接收機(BS RX)端的子載波的信 噪比(SNR )。所述改善的信噪比能夠用于增大通信范圍、性能和/或流量。
圖7為本發(fā)明實施例的低峰均功率比(PAPR)信號和常規(guī)的正交頻 分多址(OFDMA)信號共存的示意性圖表。在圖7中，低峰均功率比(PAPR) 區(qū)域134包括8個子載波，所述子載波以交織的方式被分配給兩個低峰 均功率比(PAPR)移動站。4個子載波138A纟皮分配給其中的一個移動站， 而4個子載波138B被分配給另一個移動站。兩個移動站中的每一個傳輸 具有n = m = 4, k = 2的低峰均功率比(PAPR )信號，即每個移動站在4 個子載波上傳輸，所述4個子載波之間具有兩個子載波的間隔。
圖7的子載波分配方案為示例性分配方案。在可選的實施例中，在 低峰均功率比(PAPR)區(qū)域內(nèi)的子載波可以以任何期望的方式被分配給任何期望數(shù)量的移動站。典型地但不必要地，區(qū)域134包括子載波的連 續(xù)集合。在區(qū)域134內(nèi)，等間距的子載波的獨特子集(unique subsets) 被分配給不同的低峰均功率比(PAPR)移動站。所述子載波的等間距集 合與另一個相交織。在區(qū)域130中，利用任何適當?shù)姆椒?，能夠?zhí)行子 載波分配，例如利用在IEEE 802. 16e標準中定義的方法。
圖8是根據(jù)本發(fā)明另一個實施例的低峰均功率比(PAPR)信號和常 規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)信號的共存的示意性圖表。在一些實施例中， 所述上行鏈路傳輸包括所述移動站在其中傳輸公知波形的部分，例如 midamble碼。所述基站(BS )利用midamble碼估計所述移動站和所述基 站(BS)之間的通信信道的狀況。
在圖8中，低峰均功率比(PAPR)區(qū)域包括數(shù)據(jù)符號142和midamble 碼符號146。在本示例中，1/3的符號包括midamble碼符號，盡管任何 其他適當?shù)谋嚷士梢员皇褂?。midamble碼的高比率可以獲得可靠的信道 估計，尤其對于動態(tài)改變的信道。典型地，公知的midamble碼包括低峰 均功率比(PAPR)波形，其中，所述波形在特性上類似于在數(shù)據(jù)符號142 期間傳輸?shù)男盘?，從而不會惡化所述移動站的峰均功率?PAPR)。
midamble碼能夠以不同的方法用于估計信道狀況。例如，midamble 碼的開始端能夠被用于估計與先于所述midamble碼的數(shù)據(jù)符號相關(guān)的信 道狀況，并且midamble碼的末端能夠用于估計與緊跟著所述midamble 碼的li據(jù)符號相關(guān)的信道狀況?？蛇x地，所述整個midamble碼既可以用 于估計先于數(shù)據(jù)符號的信道狀況也可以用于估計緊隨數(shù)據(jù)符號的信道狀 況。在一些實施例中，所述midamble碼可以僅使用一些低峰均功率比 (PAPR)區(qū)域的子載波，同時，剩余的子載波能夠被用于傳輸數(shù)據(jù)。
在可選的實施例中，/>知的波形可以以前導(preambles)或任何其 他適當?shù)母袷蕉粋鬏敗?br> 低峰均功率比(PAPR)傳輸?shù)膮?shù)值，諸如分配給特定移動站的子 載波的數(shù)量，子載波和脈沖整形濾波器的響應(yīng)之間的間隔，可以祐:設(shè)定 成任何期望的值。例如，可以選擇參數(shù)值，使得具有48個數(shù)據(jù)子載波(對 于兩個正交頻分多址(OFDMA)符號間隔)和24個midamble碼子載波(對于單個正交頻分多址(0FDMA)符號間隔)的時隙(slot)被定義。這種參 數(shù)選擇與IEEE 802. 16e時隙結(jié)構(gòu)有效地相結(jié)合。
在IEEE 802. 16e自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC)模式中，上行鏈路資源被 分配在稱為塊(bin )的基本單元中。每個塊包括一個正交頻分多址(OFDMA) 符號的持續(xù)時間內(nèi)的9個子載波。自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC)時隙包括6 個塊，所述塊可以具有在子載波/符號平面內(nèi)的任何期望的形狀，即1 x 6、 2x3、 3x2或6xl塊。通常使用2x3塊的結(jié)構(gòu)。在一些實施例中，通 過挑選區(qū)域130和134的大小，以及選擇低峰均功率比(PAPR)信號的 子載波間隔，可以有效地使用可用的塊，即最小化空的、未分配的時隙 的數(shù)量。
進一步附加地或可選地，區(qū)域130和134的大小和低峰均功率比 (PAPR)參數(shù)的選擇可以考慮期望的頻率分集。例如，在大帶寬(即具有 大子載波間隔和在寬帶低峰均功率比(PAPR)區(qū)域內(nèi)被傳輸)上展開的 低峰均功率比(PAPR)信號可以提供增加的頻率分集效果和抗衰減性。 使用大子載波間隔(大的k值)能夠獲得這類增加的頻率分集效果。
常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)和低峰均功率比(PAPR)傳輸模式的選
擇
在一些實施例中，特定的移動站可以支持常規(guī)的正交頻分多址 (OFDMA)傳輸和低峰均功率比(PAPR)傳輸模式。這類移動站在此處被稱 為雙模移動站。所述移動站控制器控制所述移動站發(fā)射機并且把所述移 動站發(fā)射機設(shè)置成合適的模式。典型地但不必要地，所述模式由基站(BS ) 選擇，并且所述移動站由所述基站(BS)指示以便使用選擇的模式傳輸。
圖9是本發(fā)明實施例的在常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)和低峰均功率 比(PAPR)傳輸模式之間選擇的示例性方法的流程圖。在本示例中，每 個雙模移動站具有兩個預定義的功率閾值。用Tl表示的第一闊值指示出 所述移動站以常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)模式傳輸?shù)淖畲缶礁?RMS ) 功率等級。用T2表示的第二閾值指示出所述移動站以低峰均功率比(PAPR)模式傳輸?shù)淖畲缶礁?RMS)功率等級。由于移動站的最大功 率依賴于傳輸信號的峰均功率比(PAPR),因此，T2〉T1。閾值Tl和T2 可以從一個移動站到另一個移動站而不同，并且所述閥值還依賴于所使 用的調(diào)制方案。因此，在一些情況下，所述移動站具有閾值的幾個集合， 每個調(diào)制類型對應(yīng)一個集合。
在閾值報告步驟150中，所述方法開始于所述移動站把其閾值報告 給所述基站(BS)。典型地但不必要地，當所述移動站向所述基站(BS) 注冊時，所述移動站報告其閾值。
在功率等級跟蹤步驟152中，所述基站(BS)跟蹤所述移動站的輸 出功率等級?；诮邮盏降男盘柕燃壓凸烙嫷男诺浪p、以及基于來自 移動站的報告或者使用任何其他適當?shù)姆椒ǎ龌?BS)可以計算 移動站的功率等級(每個子載波)。
在第一閾值檢測步驟154，所述基站(BS)檢測所述移動臺功率等級 是否低于Tl。如果所述移動臺功率等級低于Tl,則在常規(guī)的傳輸步驟156 中，所述基站(BS)指示所述移動臺使用常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)模 式傳輸其上行鏈路數(shù)據(jù)
否則，在第二閾值檢測步驟158中，所述基站(BS)檢測所述移動 站功率等級是否在Tl和T2之間。如果所述移動站功率等級高于Tl但仍 然低于T2,則在低峰均功率比(PAPR )傳輸步驟160中，所述基站(BS ) 指示所述移動站利用低峰均功率比(PAPR)模式傳輸其上行鏈路數(shù)據(jù)。
如果移動站功率等級高于T2,則基站(BS)做出如下推斷即其不 再可能基于此功率等級把資源分配給所述移動站。因此在功率減少步驟 162中，所述移動站采取能夠使得移動站功率等級減少的措施。例如，所 述基站(BS)可以改變調(diào)制和/或編碼方案或者減少分配給移動站的載波 數(shù)量(例如，通過將信息分段的方法)。
典型地，在每個上行鏈路信號傳輸之前，基于當前的信道狀況和被 分配的子載波的數(shù)量，所述基站(BS)選擇適當?shù)膫鬏斈Ｊ健？蛇x地， 所述移動站具有特定的缺省模式選擇，或者使用任何其他適當?shù)牟呗浴?br> 上面描述的決策邏輯隱含著所述基站(BS)優(yōu)選把所述移動站設(shè)
24置成常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)模式，并且僅當必要時，轉(zhuǎn)換成低峰均 功率比(PAPR)模式。由于低峰均功率比(PAPR)信號有時對于干擾和 衰減更敏感，并且因為頻鐠整形可能具有較差的頻譜效率，所以在一些 情況下，優(yōu)選該邏輯。
附加地或可選地，當選擇移動站傳輸模式時，所述基站(BS)可以 考慮其他因素。例如，所述基站(BS)可以考慮兩種模式中的可獲得的 資源，例如，如果常規(guī)的正交頻分多址(OFDMA)模式的所有資源已經(jīng)被分 配，則轉(zhuǎn)換成低峰均功率比(PAPR)模式。
低峰均功率比(PAPR)與多輸入多輸出(MIM0)的整合
在一些實施例中，系統(tǒng)20支持利用多天線的通信模式。該模式通常 稱為多輸入多輸出(MIMO)。例如，IEEE 802. 16e標準定義了稱為空時編 碼(STC)的多輸入多輸出(MIMO)模式。所述標準定義了兩個傳輸天線 情況下的兩個基本的STC結(jié)構(gòu)發(fā)射分集(Tx diversity)(例如，使用 7>知的空時分組碼(Alamouti code)), 和空間多工(spatial multiplexing ) ( SM)。
使用表示成矩陣A (發(fā)射分集(Tx diversity))和矩陣B (SM)的 兩個矩陣，在標準中定義了發(fā)射分集和空間多工結(jié)構(gòu)。發(fā)射分集空時編 碼(STC)具有空時編碼率1并且空間多工STC具有空時編碼率2。對于 具有三個和四個傳輸天線的系統(tǒng)定義了類似結(jié)構(gòu)。當所述系統(tǒng)在空時編 碼(STC)結(jié)構(gòu)中運行時，在此處描述的低峰均功率比(PAPR)方法也能
夠用于特定的應(yīng)用。
當在上行鏈路中使用STC Tx分集(例如，使用矩陣A)時，每個數(shù)
據(jù)字通過兩個傳輸天線而被傳輸兩次，通常在兩個連續(xù)的數(shù)據(jù)符號(不 相關(guān)的midamble碼符號)中。示例性空時編碼發(fā)射分集的執(zhí)行使用空時 分組碼(Alamouti code)方法。當利用空時分組碼時，第一凄i據(jù)字SI 通過第一天線被傳輸，同時，在第一符號期間，第二數(shù)據(jù)字S2通過第二 天線被傳輸。在第二符號期間，S2的復共軛(標記為S2')通過第一天線被傳輸，并且-S2'通過第二天線被傳輸。在基站(BS)和兩個天線之間 的通信信道被設(shè)定為在兩個符號期間保持不變。所述接收機處理所述兩 個符號以4是取S1和S2。
當使用在STC模式下的低峰均功率比(PAPR)傳輸時，通過經(jīng)第一 和第二天線傳輸midamble碼，所述系統(tǒng)估計兩個信道的響應(yīng)。在一些實 施例中，所述移動站發(fā)射機使用所有分配給所述移動站的子載波以傳輸 midamble碼。當通過第一天線傳輸midamble碼時，所述第二信道是空閑 的，并且反之亦然。
在可選的實施例中，所述移動站發(fā)射才幾通過兩個天線同時傳輸兩個 midamble碼并且在兩個信道之間劃分所述子載波。 一些子載波^皮用于通 過第一天線傳輸midamble碼，并且在相同符號期間，其他子載波被用于 通過第二天線傳輸另一個midamble碼。在后面的實施例中， <又在一些子 載波頻率上估計每個信道。在遺失的子載波頻率上的信道響應(yīng)能夠通過 插<直法而被_估計。
當使用上行鏈路中的空間多工(SM)時，所述移動站和基站(BS) 均使用多個天線，并且所述基站(BS)接收機充分利用由多個通信信道 提供的分集以增加鏈路流量和/或魯棒性(robustness )。為了估計這些 多信道的響應(yīng)，所述移動站發(fā)射機通過每個信道傳輸midamble碼符號。 在一些實施例中，每個信道的midamble碼使用所有子載波，并且在該符 號期間，其他信道保持空閑。可選地，所述子載波可以在不同信道的 midamble石馬之間劃分。
所述基站(BS)接收機能夠使用不同類型的多輸入多輸出(MIM0) 解碼方案，用于解碼多輸入多輸出信號。 一些多輸入多輸出解碼方法為 直接判決方法，即使用硬符號判決作為解碼過程的一部分。例如， 一些 公知的直接判決方法包括垂直貝爾實驗室分層空時(V-BLAST)方案， 連續(xù)干4尤消除(SIC)方案和5求形;奪碼(sphere decoding )。例如，這些 方案被Gesbert等人的在2003年4月的IEEE Journal on Selected Areas in Communications, ( 21: 3 ), 281 - 302頁，"從理論到實踐:MIM0空 時編碼無線系統(tǒng)概述"所描述，其以引用的方式被合并于此處。典型地，
26每個子載波被單獨解調(diào)。特別地，為每個子載波單獨產(chǎn)生硬符號判決。
由于正交頻分多址(OFDMA)子載波不通過數(shù)據(jù)符號調(diào)制，而是通過n 點離散傅立葉變換(n-DFT)符號調(diào)制(即由離散傅立葉變換(DFT)轉(zhuǎn)換 的數(shù)據(jù)符號)，故直接判決解碼器，例如上面所引用的方案，應(yīng)該適用于 操作由上面圖2所示的方法產(chǎn)生的低峰均功率比(PAPR)信號。因此， 如下所述，所述解碼器被更改為以并行方式共同處理所有子載波。
圖IO是本發(fā)明實施例的用于解碼低峰均功率比(PAPR)信號的示例 性直接判決解碼器圖表。在圖IO的解碼器中，所有子載波以并行方式被 處理。反向離散傅立葉變換(IDFT)模塊170對由基站(BS)接收機產(chǎn) 生的子載波向量應(yīng)用反向離散傅立葉變換(IDFT)。反向離散傅立葉變換 (IDFT)輸入的每個向量元素包括代表了當前在特定子載波上接收到的離 散傅立葉變換(DFT)符號的復合同相/正交(I/Q)信號點。反向離散傅 立葉變換UDFT)輸出的每個向量元素包括代表了當前接收到的數(shù)據(jù)符 號(軟判決)的復合I/Q信號點。
所述軟判決信號點祐:提供給多個限幅器(slicer) 174，所述多個限 幅器基于輸入的軟判決產(chǎn)生硬判決。所述限幅器結(jié)構(gòu)取決于所使用的用 于調(diào)制所述子載波的調(diào)制類型。包括所述限幅器的硬判決輸出的向量被 提供給離散傅立葉變換(DFT)模塊178,所述離散傅立葉變換(DFT)模 塊對向量應(yīng)用反向離散傅立葉變換(IDFT)。此后，如同每個子載波被單 獨解碼一樣，所述反向離散傅立葉變換(IDFT)模塊的輸出被直接判決 多輸入多輸出(MIM0)解碼器作為硬判決向量。
可選地，基站(BS)接收機可以使用非直接判決的解碼方法，而不 需要做出改動。
盡管在此處描述的實施例主要解決0FMDA系統(tǒng)的上行鏈^各傳輸中的 低峰均功率比(PAPR)問題，但在此處描述的方法和系統(tǒng)還可以用于此 類系統(tǒng)的下行鏈路傳輸中。本發(fā)明的原理可以被用于任何其他期望低峰 均功率比(PAPR)和常^L的傳輸之間的共存的適當?shù)膽?yīng)用中，例如同軸 電纜上的通信、雙絞線上的通信和光鏈路上的通信。
因此，可以理解，上面描述的實施例是作為示例被描述的，本發(fā)明
27不限于在此處示出和描述的特定內(nèi)容。而是，本發(fā)明的范圍包括在此描述的各種特征的組合和子組合；沒有在現(xiàn)有技術(shù)中公開的本發(fā)明的各種變化和修改；以及在閱讀前面的描述的基礎(chǔ)上，本領(lǐng)域的技術(shù)人員能夠?qū)Ρ景l(fā)明做出的各種變化和修改。
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權(quán)利要求
1. 一種通信方法，所述方法包括在使用多子載波的多址通信系統(tǒng)中，將第一子載波分配給用于傳輸?shù)谝粩?shù)據(jù)的第一通信終端，并將第二子載波分配給用于傳輸?shù)诙?shù)據(jù)的第二通信終端；指定所述第一通信終端使用第一多載波調(diào)制方案將所述第一數(shù)據(jù)調(diào)制到至少一些所述第一子載波上以便產(chǎn)生第一信號；指定所述第二通信終端使用相對于第一多載波調(diào)制方案具有更低的峰均功率比(PAPR)的第二多載波調(diào)制方案將所述第二數(shù)據(jù)調(diào)制到至少一些所述第二子載波上以便產(chǎn)生第二信號；和通過同時接收所述第一和第二子載波上的所述第一和第二信號而同時與所述第一和第二通信終端通信。
2. 根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法，其特征在于，所述第一信號包括正 交頻分多址(OFDMA)信號。
3. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第一和第二 通信終端分別包括與基站(BS)通信的第一和第二用戶站(SS)。
4. 根據(jù)權(quán)利要求3所述的方法，其特征在于，與所述第一和第二通 信終端通信的步驟包括在至少一個上行鏈路模式中運行，所述至少一 個上行鏈路才莫式是從由IEEE 802. 16e標準的自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC)才莫 式、部分使用的子信道(PUSC)模式、全部使用的子信道(FUSC)模式 和可選的部分使用的子信道(PUSC)模式構(gòu)成的模式組中選擇出的。
5. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第二信號包 括占據(jù)所述第二子載波中的 一 系列等間距子載波的頻移周期性波形。
6. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第二信號包 括具有單載波信號和已濾波的單載波信號中的一個信號的特性的波形。
7. 根據(jù)權(quán)利要求6所述的方法，其特征在于，指定所述第二通信終 端調(diào)制所述第二數(shù)據(jù)的步驟包括指定所述第二通信終端將離散傅立葉 變換(DFT)應(yīng)用到從第二數(shù)據(jù)中選擇出的數(shù)據(jù)符號，并把離散傅立葉變換(DFT)的輸出調(diào)制到至少一些第二子載波上。
8. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，分配所述第二子 載波的步驟包括將所述第二子載波的多個等間距子載波交織集分配給各自的多個通信終端。
9. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，所述第二信號包括^^知波形，并且其中，與所述第二通信終端通信的步驟包括通過接 收和處理所述公知波形估計通信信道對所述第二通信終端的響應(yīng)。
10. 根據(jù)權(quán)利要求9所述的方法，其特征在于，所述公知波形包括 低峰均功率比(PAPR) midamble碼。
11. 根據(jù)權(quán)利要求IO所述的方法，其特征在于，所述低峰均功率比 (PAPR) midamble碼具有周期性波形。
12. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，與所述第二通 信終端通信的步驟包括引起所述第二通信終端在第一運行模式和第二 運行模式之間轉(zhuǎn)換，其中，在所述第一運行模式中，所述第二通信終端 使用第一多載波調(diào)制方案在至少一些第一子載波上傳輸所述第二數(shù)據(jù)， 在所述第二運行模式中，所述第二通信終端使用第二多載波調(diào)制方案在 至少 一些第二子載波上傳輸所述第二lt據(jù)。
13. 根據(jù)權(quán)利要求12所述的方法，其特征在于，引起所述第二通信終端以第 一和第二運行模式中的一種模式運行的步驟包括定義第 一功率閾值和比第 一功率閾值高的第二功率閾值，當所述第二通信終端的輸出功率低于第一閾值時，選擇第一運行才莫式，并且當?shù)诙ㄐ沤K端的輸 出功率在所述第一和第二閾值之間時選擇第二運行模式。
14. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，與所述第二通 信終端通信的步驟包括通過多天線接收多個不同通信信道上的所述第 二數(shù)據(jù)，并且接收和處理由所述第二通信終端在各自通信信道上傳輸?shù)?7>知波形以^f更估計4言道的響應(yīng)。
15. 根據(jù)權(quán)利要求14所述的方法，其特征在于，接收公知波形的步 驟包括如下步驟之一在第二子載波的各個非重疊子集上以并行方式接收所述波形；以及在各個不同時間間隔上接收波形。
16. 根據(jù)權(quán)利要求1或2所述的方法，其特征在于，與所述第二通 信終端通信的步驟包括通過多天線接收多個不同通信信道上的第二信 號，并且使用直接判決解碼方法從所述第二信號解碼所述第二數(shù)據(jù)基于各自的多個接收到的和已均衡的符號產(chǎn)生多個軟符號，所述多個接收到的和已均衡的符號被分別在至少一些所述第二子載波上接收； 對所述軟接收到的符號應(yīng)用傅立葉變換；處理所述傅立葉變換的輸出以便基于各個軟接收到的符號而產(chǎn)生硬符號判決；和對所述硬符號判決應(yīng)用反向傅立葉變換。
17. —種在多址通信系統(tǒng)中的使用多子載波的基站(BS )，所述基站 包括控制器，所述控制器被設(shè)置為將第一子載波分配給用于傳輸?shù)谝粩?shù) 據(jù)的第 一通信終端，并且將第二子載波分配給用于傳輸?shù)诙?shù)據(jù)的第二 通信終端，指定所述第一通信終端使用第 一多載波調(diào)制方案將所述第一 數(shù)據(jù)調(diào)制到至少 一些所述第 一子載波上以便產(chǎn)生第 一信號，并且指定所 述第二通信終端使用相對于所述第 一 多載波調(diào)制方案具有更低的峰均功 率比(PAPR)的第二多載波調(diào)制方案將所述第二數(shù)據(jù)調(diào)制到至少一些第 二子載波上；發(fā)射機，所述發(fā)射機被設(shè)置為使所述已分配的第一和第二子載波分 別與所述第一和第二通信終端通信；和接收機，所述接收機被設(shè)置為通過同時接收所述第一和第二子載波 上的第 一和第二信號而同時與所述第 一和第二通信終端通信。
18. 根據(jù)權(quán)利要求17所述的基站(BS),其特征在于，所述第一信 號包括正交頻分多址(0FDMA)信號。
19. 根據(jù)權(quán)利要求17或18所述的基站(BS ),其特征在于，所述接 收機被設(shè)置為以至少一種上行鏈路模式運行，所述至少一種上行鏈路模 式是從由IEEE 802. 16e標準的自適應(yīng)調(diào)制和編碼(AMC);漠式、部分使 用的子信道(PUSC)模式、全部使用的子信道(FUSC)模式和可選的部分使用的子信道(PUSC)模式構(gòu)成的模式組中選擇出的。
20. 根據(jù)權(quán)利要求17或18所述的基站(BS ),其特征在于，所述第 二信號包括占用所述第二子載波的 一 系列等間距子載波的頻移周期性波 形。
21. 根據(jù)權(quán)利要求17或18所述的基站(BS ),其特征在于，所述控 制器被設(shè)置為將所述第二子載波的多個等間距子載波的交織集分配給各 自的多個通信終端。
22. 根據(jù)權(quán)利要求17或18所述的基站(BS ),其特征在于，所述第 二信號包括公知波形，并且所述接收機被設(shè)置為通過接收和處理所述公 知波形而估計所述基站(BS)和所述第二通信終端之間的通信信道的響 應(yīng)。
23. 根據(jù)權(quán)利要求22所述的基站(BS)，其特征在于，所述公知波 形包括低峰均功率比(PAPR) midamble碼。
24. 根據(jù)權(quán)利要求23所述的基站(BS),其特征在于，所述低峰均 功率比(PAPR) midamble碼具有周期性波形。
25. 根據(jù)權(quán)利要求17或18所述的基站(BS),其特征在于，所述控 制器被設(shè)置為引起所述第二通信終端在第一運行模式和第二運行模式之 間轉(zhuǎn)換，其中，在所述第一運行模式中，所述第二通信終端使用所述第 一多載波調(diào)制方案在至少一些所述第一子載波上傳輸所述第二數(shù)據(jù)，在 所述第二運行模式中，所述第二通信終端使用所述第二多載波調(diào)制方案 在至少一些第二子載波上傳輸所述第二數(shù)據(jù)。
26. 根據(jù)權(quán)利要求25所述的基站(BS)，其特征在于，所述控制器 被設(shè)置為接受第 一功率閾值和高于所述第 一功率閾值的第二功率閾值的 定義，當所述第二通信終端的輸出功率低于所述第一閾值時選擇所述第 一運行模式，當所述第二通信終端的輸出功率在所述第 一和第二閾值之 間時，選擇所述第二運行模式。
27. 根據(jù)權(quán)利要求17或18所述的基站(BS),其特征在于，所述接 收機被設(shè)置為從所述第二通信終端通過多天線接收多個不同通信信道上 所述第二數(shù)據(jù)，并接收和處理由所述第二通信終端在各個通信信道上傳輸?shù)?>知波形以〗更估計所述信道的響應(yīng)。
28. 根據(jù)權(quán)利要求27所述的基站(BS),其特征在于，所述接收機 被設(shè)置為通過執(zhí)行下面步驟中的 一個步驟而接收公知波形在所述第二子載波的各個非重疊子集上以并行方式接收所述波形；以及在各個不同時間間隔上"t妻收所述波形。
29. 根據(jù)權(quán)利要求17或18所述的基站(BS)，其特征在于，所述接 收機被設(shè)置為通過多天線接收多個不同通信信道上的所述第二信號，并 利用直接判決解碼方法從所述第二信號直接解碼所述第二數(shù)據(jù)基于各自的多個接收到的和已均衡化的符號，產(chǎn)生多個軟符號，所 述接收到的和已均衡化的符號分別在至少一些所述第二子載波上被接 收；對所述軟接收到的符號應(yīng)用傅立葉變換；處理所述傅立葉變換的輸出以便基于各個軟接收到的符號而產(chǎn)生硬符號判決；和對所述硬符號判決應(yīng)用反向傅立葉變換。
30. —種使用多子載波的多址通信系統(tǒng)，所述系統(tǒng)包括基站(BS )，所述基站(BS )被設(shè)置為使用第一多載波調(diào)制方案分配 用于傳輸?shù)牡谝蛔虞d波，使用相對于所述第一多載波調(diào)制方案具有更低 峰均功率比(PAPR)的第二多載波調(diào)制方案分配用于傳輸?shù)牡诙虞d波， 所述已分配的第一和第二子載波分別與所述第一和第二通信終端通信， 并且同時接收使用所述第 一和第二多載波調(diào)制方案并分別在所述第 一和 第二子載波上傳輸?shù)纳闲墟溌窋?shù)據(jù)；第一通信終端，所述第一通信終端被設(shè)置為使用所述第一多載波調(diào) 制方案將所述第一數(shù)據(jù)調(diào)制到至少一些第一子載波上以便產(chǎn)生第一信 號，并將所述第一信號傳輸給所述基站(BS);和第二通信終端，所述第二通信終端被設(shè)置為使用所述第一多載波調(diào) 制方案將所述第二數(shù)據(jù)調(diào)制到至少 一些所述第二子載波上以便產(chǎn)生第二 信號，并將所述第二信號傳輸給所述基站(BS)。
全文摘要
一種通信方法，所述通信方法包括在使用多子載波的多址通信系統(tǒng)(20)中將第一子載波分配給用于傳輸?shù)谝粩?shù)據(jù)的第一通信終端，并將第二子載波分配給用于傳輸?shù)诙?shù)據(jù)的第二通信終端。所述第一通信終端被設(shè)置為使用第一多載波調(diào)制方案將所述第一數(shù)據(jù)調(diào)制到至少一些所述第一子載波上，以產(chǎn)生第一信號。所述第二通信終端被設(shè)置為使用第二多載波調(diào)制方案將所述第二數(shù)據(jù)調(diào)制到至少一些所述第二子載波上，以產(chǎn)生第二信號。通過同時接收所述第一和第二子載波上的所述第一和第二信號，所述第一和第二通信終端進行同時通信。
文檔編號H04W88/08GK101502069SQ200780004782
公開日2009年8月5日 申請日期2007年1月4日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月9日
發(fā)明者伊加爾·比特蘭, 阿里埃勒·亞吉爾 申請人:阿爾戴爾半導體有限公司