專利名稱：優(yōu)化陣列的接收天線間的間距的方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及無線電信網(wǎng)絡(luò)領(lǐng)域，更確切地說，涉及用于優(yōu)化可用來抵消蜂窩系統(tǒng)(cellular system)中的干擾和衰落兩者的陣列的接收天線間的間距的方法。本發(fā)明適合在基于相鄰小區(qū)(cell)間頻率再用、并且根據(jù)需要在相同小區(qū)中采用SDMA技術(shù)的多小區(qū)無線系統(tǒng)的基站接收機(jī)中采用。本發(fā)明尤其能夠在基于不同類型的無線接入蜂窩系統(tǒng)中得到具體應(yīng)用，不論所述無線接入是窄帶還是寬帶，例如GSM，UMTS，WiMAX IEEE 802.16-2004，WiMAX IEEE 802.16e，HiperMAN ETSI.TS102 177等。本發(fā)明還可以任何顯而易見的修改方式應(yīng)用于屬于用戶站和/或點(diǎn)到點(diǎn)鏈路的接收機(jī)。
背景技術(shù)：
已知多徑衰落以及來自位于相同或相鄰小區(qū)中的用戶站的同信道干擾是接收機(jī)輸出端SINR降低的主要原因。當(dāng)采用具有多天線的基站(BS)時(shí)，多小區(qū)干擾通過假設(shè)為恒定的空間協(xié)方差矩陣(或噪聲功率)來計(jì)算，并且對(duì)接收到的信號(hào)應(yīng)用空間濾波器(并且如果可獲得，則在發(fā)射機(jī)端應(yīng)用預(yù)濾波器)來改善輸出端的SINR。
多天線(SIMO/MIMO)是一種獲得更大SINR值的已知方式。在設(shè)計(jì)天線陣列時(shí)，分集和波束形成(beamforming)是根據(jù)必須比照的特定削減(impairment)，即衰落或干擾，而被典型采用的兩種不同的策略。在陣列設(shè)計(jì)和接收信號(hào)處理設(shè)計(jì)中存在一些自由度。
●面向分集(diversity-oriented)的方案利用不相關(guān)衰落上的空間冗余來降低衰落余量。采用與載波波長λ相比較大的天線間距，比方說大于5-8λ，從而使信號(hào)在不同的天線上不相關(guān)，并且可以通過諸如選擇合并(Selection Combining)或MRC的面向分集的算法來處理信號(hào)。這些算法需要得知所有天線的信道響應(yīng)。
●用于抗干擾的面向波束形成的方案基于最多(up to)λ/2的小間距，從而信號(hào)在不同的天線完全相關(guān)，并且采用波束形成技術(shù)(例如MVDR)來濾除干擾。所采用的算法需要得知信道響應(yīng)和干擾功率的空間特征兩者。
通常相鄰天線間的間距不根據(jù)信道/干擾參數(shù)以及接收機(jī)方案進(jìn)行優(yōu)化。在LOS環(huán)境中通常采用小的間距，在該環(huán)境中，波束形成在過濾干擾方面更有效。另一方面，NLOS應(yīng)用要求面向分集的方法。然而，大多數(shù)的環(huán)境以混合的LOS/NLOS條件為特征，并且它們需要優(yōu)化的間距，該間距的值在上述兩種極端情況之間。
在IEEE Proc.SPAWC 2005[SPAWC]中S.Savazzi、O.Simeone和U.Spagnolini的題目為“Optimal design of linear arrays in a TDMA cellular systemwith Gaussian interference(在具有高斯干擾的TDMA蜂窩系統(tǒng)中的線性陣列的優(yōu)化設(shè)計(jì))”的論文中，通過最大化信道容量來進(jìn)行非均勻?qū)ΨQ陣列的優(yōu)化設(shè)計(jì)。數(shù)值仿真顯示通過在優(yōu)化域上的窮舉搜索可達(dá)到實(shí)質(zhì)容量改進(jìn)。[SPAWC]中提出的容量最大化很難實(shí)踐，即使在對(duì)蜂窩規(guī)劃(planning)的結(jié)構(gòu)的特定假設(shè)下考慮均勻線性陣列的情況也是如此。
已知大于λ/2的間距將一定程度的角度疑義度(equivocation)引入到ULA的方向性函數(shù)中，目的是導(dǎo)致后者將干擾源(interferer)(取決于方向性函數(shù)的自由度，將全部或一定數(shù)量的干擾源)看作沿著唯一的視向(apparent direction)組合在一起。換句話說，波數(shù)(陣列方向性函數(shù)的空間脈動(dòng)(pulsation))擴(kuò)展的最小化導(dǎo)致陣列干擾抑制能力的最大化。這應(yīng)當(dāng)允許釋放方向性函數(shù)的一些自由度，以便相應(yīng)數(shù)量的零點(diǎn)(zero)可以被放置在最需要它們的角度位置，例如對(duì)應(yīng)于較深衰減的干擾源的公共方向。最佳的理論間距Δopt可以按照已知的方法在下面的限制性假定下計(jì)算a)在信道上的零角度擴(kuò)展(null angularspread)；b)干擾終端位于固定位置上，且主DOA相對(duì)于垂射(broadside)方向?qū)ΨQ；c)所有終端以最大功率發(fā)射。
上面的理論方法僅對(duì)于零角度擴(kuò)展的不真實(shí)場景有效，而這種零角度擴(kuò)展在真實(shí)的無線通信中，尤其是蜂窩通信中根本就不存在。因此，Δopt的疑義度表示僅僅解決了簡單的幾何關(guān)系。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的在于，在關(guān)于蜂窩規(guī)劃和干擾的結(jié)構(gòu)的一些特定假設(shè)下，限制在均勻線性陣列，在考慮真實(shí)的無線路徑時(shí)以封閉的數(shù)學(xué)形式獲得最佳間距，而不需要費(fèi)力的仿真。
為了上述目的，本發(fā)明提供了一種方法，用來優(yōu)化可用于蜂窩通信系統(tǒng)的固定或移動(dòng)的接收站中的接收均勻陣列的天線間的間距的方法。
根據(jù)本發(fā)明的方法，提出了一種最佳間距的閉式表達(dá)式，以作為空間擴(kuò)展最小化問題的解，所述表達(dá)式是干擾小區(qū)的位置和多徑的角功率密度的函數(shù)。
根據(jù)本發(fā)明的方法，不需要明確地訴諸于任何最小化算法，而是將已知的用于不真實(shí)場景的理論表達(dá)式用于真實(shí)情況。如此計(jì)算出的間距對(duì)信道/干擾參數(shù)自動(dòng)優(yōu)化，并且能夠比規(guī)范的(canonical)λ/2更大，以便在大間距以利用分集和小間距以具有精確抗干擾能力之間折衷。這適合于LOS、NLOS或者混合的LOS/NLOS傳播環(huán)境中的任何一個(gè)。
根據(jù)本發(fā)明的方法，省略了上面提到的一些重要限制性假設(shè)，并且考慮了一些新的情況A)集合NR個(gè)接收天線的復(fù)增益的信道被建模為以角度延遲色散為特征的空時(shí)多徑功率輪廓；B)終端隨機(jī)分布在各小區(qū)中；C)考慮快速衰落和陰影功率波動(dòng)；D)路徑損耗衰減被考慮為符合例如Hata-Okomura模型；E)所有終端基于信道狀態(tài)、按照自適應(yīng)調(diào)制來調(diào)節(jié)傳輸功率，以便滿足固定的誤碼率(BER＝10-6)。
該方法的唯一前提是主干擾路徑相對(duì)于陣列的垂射方向的對(duì)稱性，也就是說，我們考慮這樣一種規(guī)劃，其中一個(gè)干擾小區(qū)跨過橫跨陣列的所有天線的線的法線，而其它干擾小區(qū)相對(duì)于垂射方向?qū)ΨQ地布置。這是對(duì)于所有非常通用的規(guī)劃，例如，正方形、六邊形等都有效的合理假設(shè)。為了與對(duì)稱條件嚴(yán)格匹配，干擾源應(yīng)該被放置在蜂窩的中心，在這種情況下，不應(yīng)當(dāng)考慮發(fā)射機(jī)的運(yùn)動(dòng)。本發(fā)明的方法通過考慮干擾用戶的運(yùn)動(dòng)克服了這一限制，因?yàn)樗趯?duì)應(yīng)于用來在整個(gè)小區(qū)擴(kuò)展多徑的網(wǎng)格的點(diǎn)發(fā)生。
通過引入NI個(gè)干擾小區(qū)的重心DOA的概念來實(shí)現(xiàn)使疑義度的理論表達(dá)式適用于真實(shí)的多徑。因此，由第i個(gè)干擾源站生成的多徑理想地折疊到以重心DOAθiB和重心接收功率PiB為特征的單個(gè)路徑上。參考第i個(gè)干擾小區(qū)，i＝1，...，NI，當(dāng)干擾站的空間位置隨機(jī)分布在其小區(qū)內(nèi)時(shí)，第i個(gè)重心DOA由位于第i個(gè)小區(qū)中的干擾站與位于感興趣的小區(qū)的接收站之間的信道的功率角輪廓來計(jì)算。假設(shè)具有任意數(shù)量的路徑Np的多徑信道，第i個(gè)重心DOA通過執(zhí)行加權(quán)平均來計(jì)算，所述加權(quán)平均擴(kuò)展到Np路徑乘以指示其小區(qū)內(nèi)的第i個(gè)干擾站跨越的位置的網(wǎng)格的S個(gè)點(diǎn)的Np×S個(gè)到達(dá)方向，通過該路徑上接收到的功率對(duì)每個(gè)DOA進(jìn)行加權(quán)。
一旦已經(jīng)計(jì)算出重心，后續(xù)步驟為，找到將被引入到理論表達(dá)式的干擾源之間的角距，以得到最大疑義度，進(jìn)而得到最佳間距Δopt。根據(jù)本發(fā)明的方法，這樣這通過計(jì)算加權(quán)平均中心DOA間隔ΔθB并將它引入到最大疑義度的理論表達(dá)式中來完成。對(duì)重心進(jìn)行如上述的操作，所計(jì)算出的最佳間距Δopt是使關(guān)聯(lián)到NI個(gè)干擾小區(qū)的中心DOA的NI個(gè)波數(shù)間的擴(kuò)展最小化的間距。優(yōu)點(diǎn)是避免了強(qiáng)制最小化。
在具有正方形小區(qū)規(guī)劃和90度孔徑接收陣列的場景中，獲得值Δopt＝1.8λ作為波束形成與分集之間的最佳折衷。其它類型的蜂窩規(guī)劃也已經(jīng)被研究過。


參考以下結(jié)合附圖對(duì)本發(fā)明實(shí)施例的詳述，將會(huì)理解本發(fā)明及其優(yōu)點(diǎn)，所述附圖用于完全地非限制性解釋目的，附圖中圖1示出了與用于(固定)WiMAX的IEEE 802.16-2004規(guī)范兼容的上行鏈路SIMO信道的幀結(jié)構(gòu)；圖2示出了與用于(移動(dòng))WiMAX 802.16e的IEEE OFDMA-TDMA規(guī)范兼容的上行鏈路SIMO信道的示例幀結(jié)構(gòu)；圖3示出了無線蜂窩系統(tǒng)中對(duì)于由基站BS0接收用戶SS0發(fā)射的信號(hào)的典型上行鏈路干擾源場景；圖4示出了對(duì)于估計(jì)(evaluate)干擾功率有用的圖；圖5示出了具有假設(shè)的固定干擾源的初始位置的圖3的干擾場景；圖6示出了用于給定系統(tǒng)規(guī)劃的最優(yōu)化間隔的ULA。
具體實(shí)施例方式
為了簡化無線信道描述以及整個(gè)計(jì)算，同時(shí)獲得滿意的概括，本實(shí)施例參考用于固定的或移動(dòng)的WiMAX兼容系統(tǒng)的SIMO配置，但是相同的概念和結(jié)果也可應(yīng)用于GSM、UMTS等，而不改變本方法的方針。
已知在WiMAX兼容系統(tǒng)的每個(gè)小區(qū)中，多址接入通過時(shí)分、頻分和/或空分的組合來處理。例如參考用于固定/游牧的WiMAX的圖1以及用于移動(dòng)WiMAX的圖2，在由N個(gè)子載波組成的可用帶寬內(nèi)，發(fā)射被組織在被稱作塊(或字符組(burst))的L個(gè)時(shí)頻資源單元中，每個(gè)塊包含K＜N個(gè)子載波以及LSOFDM碼元的時(shí)間窗。每個(gè)塊既包括編碼數(shù)據(jù)又包括導(dǎo)頻碼元。導(dǎo)頻子載波被分布在塊上，以實(shí)現(xiàn)對(duì)信道/干擾參數(shù)的估計(jì)。除了這些分布的導(dǎo)頻子載波之外，塊中還可以包括僅包含已知的訓(xùn)練碼元的前導(dǎo)碼(preamble)，如圖1的例子所示。在這種情況下，該前導(dǎo)碼用來估計(jì)信道/干擾參數(shù)，而其它的導(dǎo)頻子載波用來逐塊更新參數(shù)估計(jì)。注意，在采用SDMA的情況下，同一時(shí)頻單元可以被分配給更多用戶。每個(gè)塊的每個(gè)OFDM碼元包括導(dǎo)頻子載波的子集，用來跟蹤快速時(shí)變信道中的信道估計(jì)。
參考圖3，讓我們考慮那些同時(shí)在該小區(qū)中激活的用戶站中的一個(gè)用戶站，稱其為SS0，其發(fā)射信號(hào)到它自己的基站BS0(或者從基站BS0接收信號(hào))(該通信可以是上行鏈路或下行鏈路中的通信)。該發(fā)射機(jī)被假設(shè)為采用單個(gè)天線，而接收機(jī)具有NR個(gè)天線。以具有頻率再用因子F＝4的正方形蜂窩布局為例作為感興趣的場景。這個(gè)例子涉及上行鏈路通信，其中從SS0到BS0的傳輸被來自采用與SS0相同的子載波的NI＝3個(gè)小區(qū)外的終端站{SSi}i＝1NI的干擾削弱。在圖中，di表示第i個(gè)終端與其基站的距離，其中i＝0，...，NI，而di0為干擾源SSi(i≠0)與感興趣的用戶的基站BS0的距離。
SIMO系統(tǒng)和信號(hào)模型集中在上行鏈路通信中，在站SS0的發(fā)射機(jī)將要被發(fā)送到BS0的數(shù)據(jù)序列映射到以l＝1，2，...L(圖1和2)為索引的塊序列中。在下文中，符號(hào)l將被忽略，因?yàn)樗o出的表達(dá)式對(duì)每一個(gè)l都有效。在第k個(gè)子載波上由NR個(gè)接收天線接收的信號(hào)可以被寫為yk＝hk·xk+nk(1)其中hk=[h1,k...hNR,k]T---(2)]]>為包含用于NR個(gè)接收天線的NR個(gè)復(fù)信道增益的空間向量，而xk表示在第k個(gè)子載波上發(fā)射的碼元(導(dǎo)頻或數(shù)據(jù))。
數(shù)據(jù)碼元可以根據(jù)自適應(yīng)調(diào)制編碼方案生成，在該自適應(yīng)調(diào)制編碼方案中，傳輸模式基于信道狀態(tài)來選擇(參見，例如，在表1(附件A)中的用于IEEE-802.16-2004的傳輸模式)。為背景噪聲和小區(qū)外干擾兩者建模的NR×1向量nk被假設(shè)為零均值復(fù)(循環(huán)對(duì)稱)高斯，與空間協(xié)方差Q時(shí)間不相關(guān)但空間相關(guān)，其中E[nk·nk+nH]＝Qδ(n)。(3)這里，δ(·)表示迪拉克增量(Dirac delta)，而索引n跨越(span)各個(gè)子載波。信道向量hk被假設(shè)為在塊內(nèi)恒定。在移動(dòng)應(yīng)用(快速變化信道)的情況下，它在塊與塊之間變化，而在固定的/游動(dòng)的系統(tǒng)(慢速變化信道)中，它可以被認(rèn)為是在幾個(gè)塊上恒定。激活的干擾源可能在每個(gè)塊中實(shí)際有所不同，因?yàn)榉涓C間的接入是不協(xié)調(diào)(非同步)的。例如在圖3中，干擾源SS1可能在任意給定的時(shí)間停止，并且在該蜂窩內(nèi)新的終端可能變?yōu)榧せ?，從而在?duì)用戶SS0的信號(hào)干擾中產(chǎn)生突然變化。此外，在圖1中作為一個(gè)示例的幀結(jié)構(gòu)的情況下，干擾協(xié)方差也可以在塊內(nèi)在每個(gè)OFDM碼元上變化。通過將用于K個(gè)有用子載波的信號(hào)(1)集中到NR×K矩陣Y＝[y1…yk]中，信號(hào)模型可以采用標(biāo)準(zhǔn)矩陣表示法重寫為Y＝HX+N(4)其中H＝[h1…h(huán)k]為NR×K空頻信道矩陣，它的元素(m，k)表示在第k個(gè)子載波上第m個(gè)接收天線的信道增益。K×K對(duì)角矩陣X＝diag{x1，...，xK}包含發(fā)射的碼元。
上面的模型是通用的，并且它適用于若干情況，例如-其中塊由前導(dǎo)碼和包含導(dǎo)頻的數(shù)據(jù)域組成的幀結(jié)構(gòu)(參見圖1的示例)，例如WiMAX IEEE 802.16-2004系統(tǒng)的物理層中的幀結(jié)構(gòu)。這些系統(tǒng)適合于固定的應(yīng)用，前導(dǎo)碼可被用來估計(jì)信道/干擾源參數(shù)，而導(dǎo)頻可以用來跟蹤非平穩(wěn)的干擾參數(shù)。
-其中塊不包含前導(dǎo)碼并且導(dǎo)頻子載波被插入到承載數(shù)據(jù)的OFDM碼元中的幀結(jié)構(gòu)(參見圖2的示例)，例如在WiMAX IEEE 802.16e系統(tǒng)的物理層中的幀結(jié)構(gòu)。這些系統(tǒng)適合于移動(dòng)應(yīng)用，因此導(dǎo)頻可被用來跟蹤信道和干擾參數(shù)兩者。
-判決反饋接收機(jī)，其中所估計(jì)的數(shù)據(jù)碼元被用作用來估計(jì)信道/干擾參數(shù)的導(dǎo)頻碼元。
SIMO信道模型為了對(duì)空頻矩陣H建模，將它依照NR×W空時(shí)信道矩陣 來寫是有用的，該矩陣 按列集中了時(shí)間域中離散時(shí)間信道脈沖響應(yīng)的W個(gè)抽頭H=H~FT.---(5)]]>對(duì)于k＝1，...，K和w＝1，...，W，NR×W矩陣F的元素(k，w)被定義為Fk,w=exp[-j2πNnk(w-1)]---(6)]]>其中nk∈{0，...，N-1}表示第k個(gè)有用子載波的頻率索引，并且N表示子載波的總數(shù)。在(3)中乘以F為按行執(zhí)行矩陣 的DFT變換。
在SS0與BS0之間的傳播信道(圖3)，空時(shí)矩陣 被假設(shè)為NP個(gè)路徑(path)的貢獻(xiàn)(contribution)的疊加(superposition)。每個(gè)路徑，例如第r個(gè)路徑，通過在接收陣列的到達(dá)方向(DOA)(θ0，r)、延遲(τ0，r)和復(fù)衰落幅度(α0，r)來描述H~=10P0(R)20Σr=1NPα0,ra(θ0,r)gT(τ0,r)=SAGT---(7)]]>NP×1向量a(θ0，r)表示對(duì)到達(dá)方向θ0，r(θ0，r＝0表示垂射)的陣列響應(yīng)，而W×1向量g(τ0，r)收集波形g(t-τ0，r)的碼元間隔采樣，其是移位延遲τ0，r的發(fā)射機(jī)和接收機(jī)濾波器的級(jí)聯(lián)。衰落幅度{α0，r}r＝1NP被假設(shè)為不相關(guān)的并且具有歸一化的功率延遲角輪廓(power-delay-angle-profile)Λ0，r＝E[|α0，r|2]，從而使Σr=1NPΛ0,r=1.]]>在(7)中的矩陣S=[a(θ0,1)...a(θ0,NP)]]]>、 和A=diag(α0,1,...,α0,NP)]]>集合了用于整個(gè)多徑集合的信道參數(shù)。
由表達(dá)式(7)指示的參數(shù)的可能的值由已知的多徑模型給出，例如被稱為添加了空間干擾特征的SUI(SUI enriched with a characterization of the spatialinterference，SUI-ST)的時(shí)間模型；同樣參見表2(附錄A)。
在(7)中接收功率P0(R)[dBm]由下式給出P0(R)=P0(T)+G-L(d0)+S0---(8)]]>并且它取決于發(fā)射功率P0(T)[dBm]；發(fā)射機(jī)接收機(jī)天線增益G＝G(T)+G(R)[dB]；SS0與BS0之間的距離d0上經(jīng)歷的功率損耗L(d0)[dB]；由于陰影引起的隨機(jī)波動(dòng)(fluctuation)S0～N(0，σs2)。如在IEEE 802.16-2004中建議的，路徑損耗在此根據(jù)Hata-Okamura模型來建模
L(d)=20log10(4πdrefλ)+10γlog10(ddref)+6log10(fc2)---(9)]]>其中，λ表示波長，γ表示路徑損耗指數(shù)，dref表示參考距離，而fc表示載頻[GHz]。還要注意P0(T)受限于在SS可用的最大功率，即P0(T)≤Pmax(T).]]>上面所描述的功率隨機(jī)波動(dòng)必須歸因于小區(qū)內(nèi)用戶位置的變化。
SIMO干擾模型小區(qū)內(nèi)干擾是關(guān)于估計(jì)信道的性能中的限制性因素，因此也是系統(tǒng)性能中的限制性因素。假設(shè)與協(xié)方差空間相關(guān)Q＝Qn+QI(10)為其背景噪聲矩陣Qn=σn2IM]]>與來自NI個(gè)小區(qū)外激活干擾源的貢獻(xiàn)QI之和。
我們假設(shè)來自第i個(gè)小區(qū)內(nèi)放置于空間位置si的每個(gè)干擾源SSi的信號(hào)通過具有與(7)中相同特征的多徑信道由BS0來接收，其中i＝1，...，NI。根據(jù)QI=Σi=1Ni10Pi0(R)(Si)20Σr=1NPΛi,r(si)a(θi,r(si))aH(θi,r(si))---(11)]]>其遵循第i個(gè)干擾源空間協(xié)方差(相對(duì)于快速衰落平均的)取決于DOA的{θi，r(si)}r＝1NP、(相對(duì)于垂射估計(jì)的)歸一化的功率角輪廓(power-angle-profile){Λi，r(si)}r＝1NP和接收功率{Pi0(R)(si)}[dBm]。
如(8)中所示，接收功率從由SSi發(fā)射的功率Pi(T)獲得，同時(shí)考慮了由于在距離di0上的傳播以及在鏈路SSi-BS0上的陰影效應(yīng)Si0～N(0，σs2)而引起的功率損耗Pi0R(si)=PiT+G-L(di0)+Si0---(12)]]>由于采用自適應(yīng)調(diào)制和編碼來滿足固定的誤碼率(BER＝10-6)，由第i個(gè)用戶(i≠0)(從表1中列出的那些中)選擇的傳輸模式以及相應(yīng)的發(fā)射功率將是在距離di上的路徑損耗和在鏈路SSi-BSi上的陰影的函數(shù)。
對(duì)于簡單的AWGN場景(沒有陰影)來說，圖4示出了傳輸模式T(d)(虛線間隔刻度)和在距其自己的BS距離d處的SS所需的相應(yīng)的功率 該功率可被寫作P‾(T)(d)=Pmax(T)+10γlog(ddmax(T(d)))---(13)]]>其中dmax(T)為傳輸模式T所支持的最大距離。在我們的框架中，須相對(duì)于(13)增加由第i個(gè)干擾源發(fā)射的功率，以補(bǔ)償SSi和BSi中的陰影波動(dòng)Si～N(0，σs2)。由于僅可能最多為最大可用功率Pmax(T)，因此我們可以等效地將發(fā)射功率寫為Pi(T)=min{P‾(T)(di)+Si;Pmax(T)}---(14)]]>接收天線間的間距的優(yōu)化在圖5中，可能的干擾場景基于規(guī)劃Q4(Q指正方形蜂窩而4為頻率再用因子)。所考慮的BS0接收來自SS0的有用信號(hào)以及來自SS1、SS2、和SS3的三個(gè)第一環(huán)型(ring)干擾信號(hào)，其中SS1、SS2、和SS3位于它們的小區(qū)的中心，并且在與SS0相同的頻率上進(jìn)行發(fā)射。所述有用信號(hào)和干擾信號(hào)以下列特征被發(fā)射·載波頻率3.5GHz；·信道帶寬4MHz；·子載波數(shù)量N＝256；·有用子載波數(shù)量NU＝200；·信道長度W(循環(huán)前綴長度)＝(32/N)×Tb，其中Tb為碼元持續(xù)時(shí)間；僅出于簡化問題的目的，下面的假設(shè)被引入·SS0、SS1、SS2和SS3具有單個(gè)全向天線；·SSi全向天線增益＝2dBi；.BS0配備具有90度孔徑的4個(gè)天線的ULA；·射入(impinge)BS0的陣列的波陣面被假設(shè)為平面(plane)；·BS0定向天線增益＝16dBi(垂射)；·接收信號(hào)為窄帶的；·NI個(gè)干擾終端位于NI個(gè)固定位置{Si}I＝1Ni，并且主DOA相對(duì)于垂射線對(duì)稱根據(jù)圖5僅有三個(gè)視線干擾源被考慮；·對(duì)于有用信號(hào)和干擾信號(hào)兩者的零角度擴(kuò)展和衰落；·不考慮陰影；·衰落在子載波上不相關(guān)。
這些簡化應(yīng)被看作是有用的初步對(duì)策，其目的僅在于引入一些理論依據(jù)，但這些簡化將會(huì)很快被去除，以實(shí)現(xiàn)波束形成與分集之間更好的折衷。接下來，將按照表達(dá)式(7)和(11)以及表2(附錄A)來對(duì)信道和干擾建模。
第i個(gè)干擾源的空間協(xié)方差表達(dá)式(11)包括NP個(gè)導(dǎo)向(steering)向量a(θi，r(si))(在上述限制性假設(shè)下NP＝1)，它們中的每個(gè)表示接收陣列對(duì)到達(dá)方向θi，r(si)的響應(yīng)。在圖6中示出的ULA對(duì)來自SS0的有用信號(hào)的響應(yīng)為a(θ0,r)=[1,ej2πΔλsin(θ0,r),ej2πΔλsin(θ0,r)2,...,ej2πΔλsin(θ0,r)(NR-1)]T---(15)]]>其中Δ為相鄰天線間的間距。
響應(yīng)(15)為空間正弦信號(hào)，它的波數(shù)為ωs=2πΔλsin(θs)---(16)]]>如果對(duì)于每一個(gè)角度θs都得到不同的波數(shù)ωs，則射入到陣列上的干擾源的DOA因此被辨別而沒有疑義度(混淆(alias))。最大可容許間距Δmax是在Nyquist波數(shù)與相對(duì)于天線陣列的法線(normal)的最大角度偏差θmax相關(guān)聯(lián)的值。對(duì)于每個(gè)間距Δ，如果滿足下列界限Δ≤Δmax=λ2sin(θmax).---(17)]]>則不會(huì)出現(xiàn)疑義度。當(dāng)DOA未知時(shí)，應(yīng)當(dāng)假設(shè)θmax=π2]]>以及相應(yīng)的間距為Δ=λ2,]]>該值對(duì)于每個(gè)DOA都不會(huì)引入混淆。對(duì)于已經(jīng)檢查過的覆蓋 扇區(qū)(sector)的規(guī)劃，相對(duì)于法線的最大偏差為Δθmax=π4.]]>由等式(17)得到Δmax=λ2=0.71λ.]]>角分辨率與陣列的長度L＝NRΔ的倒數(shù)成比例。當(dāng)Δ＝Δmax時(shí)，到來的干擾信號(hào)與最大分離的不同波數(shù)(distinct wave numbers maximally separated)相關(guān)聯(lián)，對(duì)于規(guī)劃Q4它們等于±2.46輻射源(radiant)。
設(shè)ωi為來自普通用戶站SSi的信號(hào)的波數(shù)則(19)為ωi=2πΔλsin(θi)---(18)]]>可以以來自{SSi}i＝1，2，3的干擾源方向的導(dǎo)向向量的波數(shù){ωi}i＝1，2，3彼此一致的方式來選擇Δ。這種情況發(fā)生在Δ=Δopt=nλsin(Δθ),]]>其中n＝1，2，......(簡化為僅n＝1)(19)其中Δθ為圖5中可見的LOS干擾源的角距(angular separation)。如果(19)為真，則結(jié)果為ω1=ω2=ω3=2πΔoptλsin(θi)---(20)]]>并且這三個(gè)干擾源被看作為由陣列疊加，從而發(fā)生干擾源從三個(gè)到一個(gè)的假想減少。角距以33.7°為界限，限制在n＝1，根據(jù)(19)Δopt＝1.8λ為最佳均勻間距。對(duì)于WiMAX中使用的3.5GHz載波來說，4元素陣列的長度為0.46m(λ＝8.6cm)。更適合于移動(dòng)應(yīng)用的更短的陣列可能具有最高的載波(WiMAX許可帶寬覆蓋達(dá)到11GHz)。已知通過在對(duì)應(yīng)于每個(gè)干擾源的方向放置至少一個(gè)方向性函數(shù)的零點(diǎn)，可以實(shí)現(xiàn)良好的干擾抑制。如果不存在混淆，則需要三個(gè)自由度(由天線數(shù)減去1給出)。如果存在混淆，僅需要一個(gè)自由度，剩余的兩個(gè)可被用來在與第一個(gè)相同的方向疊加兩個(gè)其它的零點(diǎn)，以獲得更大的衰減。
與規(guī)劃Q4相同的考慮可擴(kuò)展到以如下它們的參數(shù)為特征的其它類型的規(guī)劃AAP(天線陣列模式)、Δθmax、Δmax、Δθ和Δopt。例如考慮規(guī)劃Q1(具有單個(gè)再用因子的正方形小區(qū)，其中三個(gè)干擾小區(qū)與所考慮的小區(qū)相鄰)，結(jié)果為AAP=12π]]>、Δθmax=π4]]>、Δmax＝0.71λ、ωs＝±2.46π、Δθ＝26.6°、Δopt＝n·2.24λ?？紤]規(guī)劃E3(具有等于3的再用因子且AAP＝120°的六邊形小區(qū))，它導(dǎo)致AAP=23π]]>Δθmax=13π]]>、Δmax＝0.58λ、ωs＝±2.61π、Δθ＝46.10°、Δopt＝n·1.39λ。對(duì)于特定類型的規(guī)劃，例如E1，波數(shù){ωi}i＝1，2，3的疊加可以是不完全的；通常，這對(duì)使用有限長度的陣列是有效的，在這種情況下通過最小化陣列可區(qū)別的最大數(shù)量的干擾源來計(jì)算最佳均勻間距Δopt。
現(xiàn)在去除有關(guān)帶來理論值Δopt的信道和干擾的上述限制，以便將(19)擴(kuò)展為更現(xiàn)實(shí)的最佳間隔(separation)的值。為了這個(gè)目的，ULA被暫時(shí)保持，而信道和干擾的特征如之前參照等式(7)和(11)分別描述的那樣來描述，同時(shí)進(jìn)一步參考表2中列出的空時(shí)可變衰落參數(shù)。
當(dāng)忽略最初的限制性假設(shè)時(shí)，也就是說當(dāng)A)所有終端基于信道狀態(tài)、按照自適應(yīng)調(diào)制來調(diào)節(jié)發(fā)射功率，以滿足固定的誤碼率(BER＝10-6)；B)借助于以角度延遲色散(dispersion)為特征的空時(shí)多徑傳播，對(duì)集合來自NR個(gè)接收天線的復(fù)增益的信道進(jìn)行建模；C)考慮快速衰落和陰影功率波動(dòng)；D)考慮符合例如Hata-Okomura模型的路徑損耗衰減；E)終端在它們各自的小區(qū)內(nèi)隨機(jī)分布，最佳間距Δopt被計(jì)算為使得關(guān)聯(lián)到NI個(gè)干擾小區(qū)的重心DOA的NI個(gè)波數(shù)之間的擴(kuò)展最小化。第i個(gè)重心DOA指的是第i個(gè)干擾小區(qū)，其中i＝1，...，NI，并且當(dāng)干擾站的空間位置在其小區(qū)內(nèi)隨機(jī)分布時(shí)，由位于第i個(gè)蜂窩中的干擾站與位于感興趣的蜂窩內(nèi)的接收站之間的信道的功率角輪廓來計(jì)算所述第i個(gè)重心DOA。假設(shè)具有任意路徑數(shù)目NP的多徑信道，通過執(zhí)行加權(quán)平均來計(jì)算第i個(gè)重心DOA，該加權(quán)平均被擴(kuò)展到指示其小區(qū)內(nèi)第i個(gè)干擾站所跨越的位置的網(wǎng)格的S點(diǎn)乘以NP個(gè)路徑的NP×S個(gè)到達(dá)方向，并且通過在該路徑上接收到的功率對(duì)每個(gè)DOA進(jìn)行加權(quán)。
下文是對(duì)上述操作的自底向上的描述，從對(duì)重心DOA的計(jì)算開始。因此，由第i個(gè)干擾源站生成的多徑理想地折疊(collapse)到單個(gè)路徑上，該路徑以重心DOAθiB和重心接收功率PiB為特征，其中重心DOAθiB為θiB=Σs=1S10Pi,0(R)(s)10Σr=1NpΛi,r(S)θi,r(S)Σs=1S10Pi,0(R)(s)10---(21)]]>重心接收功率PiB為PiB=1SΣs=1S10Pi,,0(R)(s)10---(22)]]>事實(shí)上，術(shù)語“重心”是適當(dāng)?shù)模驗(yàn)?21)與用來計(jì)算像S迭代多徑那樣分布的質(zhì)點(diǎn)的整體的重心位置的數(shù)學(xué)公式之間具有嚴(yán)格的相似性。
將θiB(21)引入到(18)中，我們得到重心波數(shù)ωiBωiB=2πΔλsin(θiB)---(23)]]>對(duì)于一個(gè)普通的蜂窩規(guī)劃，ULA情況的最佳間距可以通過最小化相對(duì)于重心接收功率而加權(quán)的重心波數(shù)的擴(kuò)展來得到，因此它是下述問題的解Δopt=argminΔΣi=1NI(ωiB(Δ)-ω‾B(Δ))2PiB---(24)]]>其中ωiB(Δ)(目標(biāo)函數(shù))為關(guān)聯(lián)到作為間距Δ的函數(shù)的第i個(gè)重心DOA的波數(shù)，并且ω‾B(Δ)=Σi=1NIωiB(Δ)PiBΣi=1NIPiB---(25)]]>為加權(quán)的平均波數(shù)。
通過定義加權(quán)平均重心DOA間隔ΔθB，在考慮如下所述的規(guī)劃時(shí)可以處理閉式解(closed form solution)，所述規(guī)劃具有NI個(gè)干擾小區(qū)，該NI個(gè)干擾小區(qū)具有來自垂射的不可忽略的接收干擾功率。
ΔθB=Σi=2NIPiBθiBΣi=2NIPiB---(26)]]>對(duì)于NI＝3ΔθB=P2Bθ2B+P3Bθ3BP2B+P3B---(27)]]>其中i＝1的干擾小區(qū)位于垂射方向。由于主DOA相對(duì)于垂射θBS＝0度的對(duì)稱性以及相對(duì)于垂射對(duì)它們進(jìn)行估計(jì)的事實(shí)，(26)和(27)在所有的影響下都是正確的，從而得出ΔθiB=θiB-θBS=θiB.]]>最終的最佳間距為Δopt=λsin(ΔθB).---(28)]]>作為波束形成與分集之間的良好折衷，值Δopt＝1.8λ通過無限制的方法被基本確認(rèn)。在重心方向θiB的陣列的導(dǎo)向向量的下述波數(shù)ωiB=2πΔoptλsin(θiB)]]>彼此一致，從而使陣列可區(qū)分的重心干擾源的最大數(shù)量被最小化。
雖然本發(fā)明已經(jīng)參考特定的優(yōu)選實(shí)施例得到了描述，但是本發(fā)明并不局限于此，在不脫離本發(fā)明范圍的情況下可以進(jìn)行各種改變和修改，這對(duì)于所屬領(lǐng)域的技術(shù)人員來說將是顯而易見的。例如，在解決蜂窩場景的最適宜性的基礎(chǔ)上，對(duì)于根據(jù)其它幾何形狀，例如圓形，具有等間距天線排列的不同陣列，可容易地獲得與對(duì)ULA有效的(19)等效的表達(dá)式。
附錄A表1BER＝10-6且具有子載波上不相關(guān)的衰落時(shí)，傳輸模式和相應(yīng)的SNR操作閾值

表2用于估計(jì)平均SINR的其它Q4規(guī)劃參數(shù)

采用的縮略詞AAP-天線陣列孔徑
AWGN-加性高斯白噪聲DFT-離散傅立葉變換DOA-到達(dá)方向ETSI-歐洲電信標(biāo)準(zhǔn)協(xié)會(huì)IEEE-電氣及電子工程師協(xié)會(huì)LOS-視線LS-最小平方MAN-城域網(wǎng)MAP-最大后驗(yàn)(Maximum a Posteriori)MDL-最小描述長度MIMO-多輸入多輸出MRC-最大比合并MSE-均方誤差MVDR-最小差異無失真響應(yīng)NLOS-非視線OFDM-正交頻分復(fù)用OFDMA-正交頻分多址SDMA-空分多址SIMO-單輸入多輸出SINR-信號(hào)干擾噪聲比SNR-信噪比SUI-Stanford University InterimTDMA-時(shí)分多址ULA-均勻線性陣列WiMAX-用于微波接入的全球互用性(Worldwide Interoperability forMicrowave Access)
權(quán)利要求
1.一種用于優(yōu)化可由蜂窩電信網(wǎng)絡(luò)的固定的或移動(dòng)的接收站使用的陣列的均勻間隔的天線之間的間距的方法，在所述蜂窩電信網(wǎng)絡(luò)中，在忽略沿著多徑的角功率擴(kuò)展的限制性假設(shè)下，最佳間距可通過下述理想表達(dá)式以閉式來計(jì)算Δopt=λsin(Δθ),]]>其導(dǎo)致如陣列所見到的干擾源的疊加，其中，λ為載波的波長，并且Δθ為固定干擾源的角距，所述方法的特征在于包括以下步驟用由位于各個(gè)小區(qū)內(nèi)部的NI個(gè)干擾源站(SS1，SS2，SS3)產(chǎn)生的NI個(gè)空間功率分布的相鄰重心到達(dá)方向θiB之間的角距ΔθiB的加權(quán)平均ΔθB來代替所述Δθ，所述方向θjB由假設(shè)的蜂窩規(guī)劃和假設(shè)的信道模型來計(jì)算。
2.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，通過執(zhí)行加權(quán)平均來計(jì)算每個(gè)第i個(gè)干擾源站的所述重心到達(dá)方向θiB，所述加權(quán)平均被擴(kuò)展到由描述多徑特征的NP個(gè)射線r乘以指示其小區(qū)內(nèi)第i個(gè)干擾站所跨越的位置的網(wǎng)格的S點(diǎn)s的、相對(duì)于所述陣列的法線估計(jì)的NP×S個(gè)到達(dá)方向θi，r(s)。
3.根據(jù)權(quán)利要求2的方法，其特征在于，用于平均到達(dá)方向θi，r(s)的權(quán)重為沿著所述方向θi，r(s)的在接收站的功率 其中Λi，r(s)為沿著r方向的歸一化功率密度。
4.根據(jù)權(quán)利要求3的方法，其特征在于，所述重心到達(dá)方向θiB根據(jù)下面的表達(dá)式計(jì)算得出θiB=Σs=1S10Pi,0(R)(s)10Σr=1NpΛi,r(s)θi,r(s)Σs=1S10Pi,0(R)(s)10]]>其中，分母表示乘以S的重心接收功率PiB。
5.根據(jù)權(quán)利要求4的方法，其特征在于，通過如下定義加權(quán)平均重心DOA間隔ΔθB，對(duì)于具有NI個(gè)干擾小區(qū)的特定蜂窩規(guī)劃，計(jì)算所述角距ΔθB，所述加權(quán)平均中心DOA間隔ΔθB被定義為ΔθB=Σi=2NIPiBθiBΣi=2NIPjB,]]>其中i＝1的干擾小區(qū)在θBS＝0度的垂射方向上，并且ΔθiB=θiB-θBS=θiB]]>被稱為垂射。
6.根據(jù)權(quán)利要求1至5中任何一項(xiàng)的方法，其特征在于，對(duì)應(yīng)于所述最佳間距Δopt，在所述重心方向θiB的陣列的方向性函數(shù)的重心波數(shù)ωiB=2πΔoptλsin(θiB),]]>其中i＝1，......NI彼此一致，從而所述陣列可區(qū)分的重心干擾源的最大數(shù)量被最小化。
7.根據(jù)權(quán)利要求1至6中任何一項(xiàng)的方法，其特征在于，在采用正方形小區(qū)規(guī)劃以及放置在第一干擾環(huán)內(nèi)的干擾站的場景中，所述最佳間距的值為Δopt＝1.8λ，作為波束形成與空間分集之間的最佳折衷。
8.根據(jù)權(quán)利要求1的方法，其特征在于，所述的最佳間距等價(jià)于最小化相對(duì)于重心接收功率加權(quán)的重心波數(shù)的擴(kuò)展。
9.根據(jù)權(quán)利要求8的方法，其特征在于，所述最小化問題可被設(shè)置為Δopt=argminΔΣi=1NI(ωiB(Δ)-ω‾B(Δ))2PiB,]]>其中ωiB(Δ)為關(guān)聯(lián)到作為間距Δ的函數(shù)的第i個(gè)重心DOA的波數(shù)，并且ω‾B(Δ)=Σi=1NIωiB(Δ)PiBΣi=1NIPiB]]>為加權(quán)平均波數(shù)。
全文摘要
位于蜂窩通信系統(tǒng)的基站中的ULA的相鄰接收天線間的間距關(guān)于信道和干擾空時(shí)多徑兩者被優(yōu)化。在具有零角功率擴(kuò)展的固定干擾源的理想情況下，給定蜂窩規(guī)劃且已知陣列孔徑，相鄰天線間的最佳間距Δ
文檔編號(hào)H04Q7/36GK101083498SQ20071013799
公開日2007年12月5日 申請(qǐng)日期2007年2月16日 優(yōu)先權(quán)日2006年2月16日
發(fā)明者莫妮卡·尼科利, 路易吉·桑皮特羅, 克勞迪奧·桑塔斯薩里亞, 奧斯瓦爾多·西米恩, 昂伯托·斯帕諾利尼 申請(qǐng)人:西門子公司