專利名稱：利用旋轉(zhuǎn)技術(shù)解決ofdm截取位置跳變的信道估計(jì)方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明屬于MIMO-OFDM系統(tǒng)接收領(lǐng)域，本發(fā)明涉及采用頻域?qū)ьl的OFDM系統(tǒng)中，因OFDM符號(hào)截取位置跳變時(shí)而采取的改進(jìn)信道估計(jì)方法背景技術(shù)正交頻分復(fù)用OFDM(Orthogonal Frequency Division Multiplexing)是一種利用多載波調(diào)制的特殊頻率復(fù)用技術(shù)，它具有抗多徑衰落、頻譜利用率高、采用自適應(yīng)調(diào)制等優(yōu)點(diǎn)，被普遍認(rèn)為是寬帶無(wú)線接入和第四代移動(dòng)通信系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)之一。OFDM技術(shù)的主要思想是將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號(hào)轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到在每個(gè)子信道上進(jìn)行傳輸。盡管總的信道是非平坦的，具有頻率選擇性衰落，但是每個(gè)子信道是相對(duì)平坦的，在每個(gè)子信道上進(jìn)行的是窄帶傳輸，從而可以消除符號(hào)間干擾。經(jīng)過(guò)調(diào)制映射后的輸入數(shù)據(jù)經(jīng)過(guò)串/并轉(zhuǎn)換，進(jìn)行IFFT變換，將頻域信號(hào)轉(zhuǎn)換到時(shí)域，IFFT模塊的輸出是N個(gè)時(shí)域的樣點(diǎn)，再將循環(huán)前綴CP加到N個(gè)樣點(diǎn)前或者直接加入保護(hù)間隔，形成循環(huán)擴(kuò)展的OFDM信號(hào)，并經(jīng)過(guò)并/串轉(zhuǎn)換，通過(guò)濾波器后發(fā)射。接收端接收到的信號(hào)是時(shí)域信號(hào)，此信號(hào)經(jīng)過(guò)串/并轉(zhuǎn)換后移去CP，如果CP長(zhǎng)度大于信道的記憶長(zhǎng)度，那么由多徑引起的符號(hào)間串?dāng)_ISI僅僅影響CP，而不影響有用數(shù)據(jù)。經(jīng)過(guò)FFT變換后，再對(duì)信號(hào)進(jìn)行頻域的處理。
在OFDM系統(tǒng)中，由于無(wú)線信道的時(shí)變多徑特性，接收端為了能夠進(jìn)行相干檢測(cè)，必須對(duì)信道特性進(jìn)行估計(jì)。準(zhǔn)確的信道估計(jì)可以提高系統(tǒng)的性能。在無(wú)線通信領(lǐng)域，信道估計(jì)通常采用基于頻域?qū)ьl的方法，這種方法占用了一定的帶寬，但可跟蹤快速變化的場(chǎng)景，具有實(shí)際意義。
在信道變化或者收發(fā)間晶振存在偏差等情況下，需要在線調(diào)整OFDM符號(hào)截取位置使OFDM系統(tǒng)沒(méi)有符號(hào)間串?dāng)_，但當(dāng)OFDM截取位置發(fā)生跳變時(shí)，按照現(xiàn)有信道估計(jì)算法估計(jì)出的跳變前后OFDM符號(hào)對(duì)應(yīng)子載波的信道傳輸函數(shù)存在一定相移，破壞了相同子載波處濾波插值的條件，而且會(huì)使現(xiàn)有頻域DFT插值算法失效。雖然可以采用逐子載波調(diào)整相位的方法對(duì)此問(wèn)題加以克服，但是不同子載波糾正不同相位時(shí)龐大的乘法將會(huì)嚴(yán)重增加系統(tǒng)的復(fù)雜性。
本發(fā)明通過(guò)預(yù)旋轉(zhuǎn)和后旋轉(zhuǎn)技術(shù)克服了OFDM信道估計(jì)中，由于符號(hào)截取位置跳變所帶來(lái)的跳變前后OFDM符號(hào)對(duì)應(yīng)子載波的信道傳輸函數(shù)存在一定相移的問(wèn)題，改進(jìn)的方法使系統(tǒng)仍然保證了較高的信道估計(jì)精度，且不會(huì)增加系統(tǒng)復(fù)雜性。因此，具有很高的實(shí)用價(jià)值。

發(fā)明內(nèi)容
在信道變化或者收發(fā)間晶振存在偏差等情況下，需要在線調(diào)整OFDM符號(hào)截取位置使OFDM系統(tǒng)沒(méi)有符號(hào)間串?dāng)_，但當(dāng)OFDM截取位置發(fā)生跳變時(shí)，按照現(xiàn)有信道估計(jì)算法估計(jì)出的跳變前后OFDM符號(hào)對(duì)應(yīng)子載波的信道傳輸函數(shù)存在一定相移，破壞了相同子載波處濾波插值的條件，而且會(huì)使現(xiàn)有頻域DFT插值算法失效。本發(fā)明通過(guò)預(yù)旋轉(zhuǎn)和后旋轉(zhuǎn)技術(shù)克服了OFDM符號(hào)截取位置跳變所帶來(lái)的信道估計(jì)問(wèn)題，使系統(tǒng)仍然保證了較高的信道估計(jì)精度，且不會(huì)增加系統(tǒng)復(fù)雜性。因此，具有很高的實(shí)用價(jià)值。
本發(fā)明的特征在于，針對(duì)單發(fā)單收OFDM系統(tǒng)，或多發(fā)多收OFDM系統(tǒng)，在接收端依次按以下步驟用一塊數(shù)字集成電路芯片做信道估計(jì)步驟(1)設(shè)定每個(gè)時(shí)隙有a個(gè)采樣點(diǎn)，包括c個(gè)OFDM符號(hào)，OFDM符號(hào)編號(hào)為0至c-1，每個(gè)OFDM符號(hào)采樣點(diǎn)數(shù)目b，采樣點(diǎn)數(shù)目編號(hào)0至b-1，每個(gè)OFDM符號(hào)循環(huán)前綴有CP個(gè)采樣點(diǎn)，相鄰兩個(gè)OFDM符號(hào)對(duì)應(yīng)點(diǎn)相距e個(gè)采樣點(diǎn)，且有e＝CP+b；其中，在含有導(dǎo)頻OFDM符號(hào)內(nèi)FFT或IFFT的長(zhǎng)度b除以導(dǎo)頻間隔Finterval，等于非負(fù)導(dǎo)頻子載波的個(gè)數(shù)NonnegaPilot、虛擬子載波中的導(dǎo)頻位置個(gè)數(shù)VSCPilot及負(fù)導(dǎo)頻子載波個(gè)數(shù)NegaPilot之和；步驟(2)設(shè)定截取位置J(s)代表第S個(gè)時(shí)隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的變化而采取的預(yù)旋轉(zhuǎn)位數(shù)，根據(jù)OFDM符號(hào)最佳截取位置J(s)，計(jì)算旋轉(zhuǎn)位數(shù)P(s)， P(s)=(Σt=0sK(t))mod,b]]>其中mod()為求模操作；步驟(3)在接收端，以本地晶振構(gòu)造一個(gè)以a為周期的循環(huán)計(jì)數(shù)器W，計(jì)數(shù)器取值從0至a-1，計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)間隔為收端本地晶振產(chǎn)生的采樣率，對(duì)于第s個(gè)時(shí)隙，當(dāng)循環(huán)計(jì)數(shù)器W計(jì)數(shù)計(jì)到J(s)時(shí)，截取時(shí)隙s第一個(gè)OFDM符號(hào)的b點(diǎn)時(shí)域序列Z1(cs，n)，隨后當(dāng)循環(huán)計(jì)數(shù)器W計(jì)數(shù)計(jì)到(J(s)+i*e)mod a時(shí)，截取時(shí)隙s第i個(gè)OFDM符號(hào)的b點(diǎn)時(shí)域序列Z1(cs+i，n)，i為一個(gè)時(shí)隙內(nèi)OFDM符號(hào)的順序編號(hào)，i＝0，1…c-1，n為一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)部的時(shí)域采樣點(diǎn)順序編號(hào)，n＝0，1…b-1，s為時(shí)隙編號(hào)；
步驟(4)對(duì)步驟(3)得到的序列Z1(cs+i，n)進(jìn)行預(yù)旋轉(zhuǎn)操作把序列Z1(cs+i，n)向右循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Z2(cs+i，n)， 其中n＝0，1，2…b-1步驟(5)對(duì)步驟(4)得到的序列Z2(cs+i，n)做FFT，變換到頻域，得到序列Y(cs+i，q1)Y(cs+i,q1)=Σn=0b-1Z2(cs+i,n)×e-2jπnq1b,s=0,1,2...,q1=0,1...b-1;]]>步驟(6)針對(duì)帶導(dǎo)頻符號(hào)的Y(cs+r，q1)，利用最小二乘算法計(jì)算導(dǎo)頻子載波上的信道估計(jì)序列ZHp1(cs+r，q)，該ZHp1(cs+r，q)序列包括非負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計(jì)值和負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計(jì)值，式中r代表每個(gè)時(shí)隙中帶有導(dǎo)頻的OFDM符號(hào)在時(shí)隙中的OFDM符號(hào)編號(hào)；設(shè)定帶導(dǎo)頻OFDM符號(hào)中，導(dǎo)頻位置子載波編號(hào)為u(0)至u(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，設(shè)定發(fā)送端這些導(dǎo)頻子載波上發(fā)送的導(dǎo)頻符號(hào)相應(yīng)的分別為c(0)至c(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，ZHp1(cs+r,q)=Y(cs+r,u(q))c(q)q=0,1...NegaPilot+NonnegaPilot-1]]>步驟(7)在步驟(6)得到的序列ZHp1(cs+r，q)中非負(fù)導(dǎo)頻子載波和負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計(jì)值之間插入VSCPilot個(gè)0，得到序列ZHp2(cs+r，q’)， 步驟(8)對(duì)序列ZHp2(cs+r，q’)進(jìn)行長(zhǎng)度為 的IFFT變換，轉(zhuǎn)換到時(shí)域得到序列Zh1(cs+r，n’)，Zh1(cs+r,n′)=Σq=0bFinterval-1ZHp2(cs+r,q′)×e2jπq′n′×Fintervalb]]>其中n’＝0，1，…， 步驟(9)將步驟(8)得到的序列Zh1(cs+r，n’)向左循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Zh2(cs+r，n’)，令L(s)=P(s)modbFinterval]]>
步驟(10)將步驟(9)得到的序列Zh2(cs+r，n’)，末尾補(bǔ)零得到長(zhǎng)度為b的序列Zh3(cs+r，n’)， 步驟(11)將序列Zh3(cs+r，n’)向右循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Zh4(cs+r，n’)， 步驟(12)對(duì)步驟(11)得到的序列Zh4(cs+r，n’)進(jìn)行長(zhǎng)度為b的FFT變換，轉(zhuǎn)換到頻域得到帶導(dǎo)頻OFDM符號(hào)的信道傳輸函數(shù)序列H(cs+r，k)，H(cs+r,k)=Σn′=0b-1Zh4(cs+r,n′)×e-2jπn′lkb;]]>步驟(13)獲得了含導(dǎo)頻OFDM符號(hào)所有子載波的信道頻域傳輸函數(shù)值H(cs+r，k)之后，利用線性插值、高斯插值任一種現(xiàn)有插值技術(shù)，插值得到所有OFDM符號(hào)的信道傳輸函數(shù)值。
本發(fā)明改進(jìn)了傳統(tǒng)的OFDM系統(tǒng)中頻域?qū)ьl的信道估計(jì)方法，在解決了由于截取位置跳變而引起的符號(hào)間信道濾波和DFT頻域插值問(wèn)題的同時(shí)，沒(méi)有增加其復(fù)雜性。


圖1是實(shí)施例OFDM幀結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2是實(shí)施例中OFDM符號(hào)0的導(dǎo)頻插入示意圖，中間部分每隔4個(gè)子載波插入一個(gè)導(dǎo)頻子載波，所謂的密集導(dǎo)頻插入?yún)^(qū)。其中 代表導(dǎo)頻子載波， 代表數(shù)據(jù)子載波， 代表全0保護(hù)間隔，圖3是實(shí)施例中含有正常導(dǎo)頻的OFDM符號(hào)示意圖，除去保護(hù)間隔區(qū)域外每隔8個(gè)子載波插入1個(gè)導(dǎo)頻子載波。其中 代表導(dǎo)頻子載波， 代表數(shù)據(jù)子載波， 代表全0保護(hù)間隔，圖4是實(shí)施例中數(shù)據(jù)OFDM符號(hào)示意圖。其中 代表數(shù)據(jù)子載波， 代表全0保護(hù)間隔，圖5是發(fā)射機(jī)框圖。
圖6是接收機(jī)框圖。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖和實(shí)例，對(duì)本發(fā)明作具體介紹在本實(shí)施例中，收發(fā)采用正交頻分復(fù)用OFDM技術(shù)進(jìn)行通信。幀結(jié)構(gòu)如圖1所示每幀分為10個(gè)時(shí)隙，編號(hào)0-9，每時(shí)隙占時(shí)0.875ms；每時(shí)隙內(nèi)包括1個(gè)時(shí)域引導(dǎo)序列和8個(gè)OFDM符號(hào)；每個(gè)時(shí)域引導(dǎo)序列包括16點(diǎn)無(wú)功率和256點(diǎn)PN序列，可用于初始時(shí)間同步和頻率同步；每個(gè)OFDM符號(hào)包括330點(diǎn)循環(huán)前綴(CP)和2408點(diǎn)數(shù)據(jù)，這樣每個(gè)時(shí)隙有19296個(gè)采樣點(diǎn)。OFDM符號(hào)0作為低速物理信道可以用做傳輸?shù)退贅I(yè)務(wù)和信令，OFDM符號(hào)1-7作為高速物理信道，其中符號(hào)1和5符號(hào)內(nèi)部插有導(dǎo)頻。
發(fā)送端和接收端晶振都近似為23.04M，但由于工藝問(wèn)題，會(huì)有少量偏差，正是由于這個(gè)偏差導(dǎo)致收端OFDM符號(hào)截取位置需要在線調(diào)整，跳變處相鄰符號(hào)相同子載波處信道估計(jì)值存在了一定的相位偏移。
在接收端為了得到更準(zhǔn)確的信道估計(jì)，信道估計(jì)采用了時(shí)域?yàn)V波插值的方法，因此需要對(duì)收發(fā)晶振偏差引起的同步位置漂移進(jìn)行跟蹤，OFDM符號(hào)0的中間密集區(qū)域每隔4個(gè)子載波插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)，可以用來(lái)對(duì)收發(fā)晶振偏差進(jìn)行跟蹤估計(jì)。
OFDM符號(hào)0結(jié)構(gòu)如圖2所示，帶有導(dǎo)頻的OFDM符號(hào)1、5結(jié)構(gòu)如圖3所示，純數(shù)據(jù)OFDM符號(hào)結(jié)構(gòu)如圖4所示，發(fā)射機(jī)實(shí)現(xiàn)如圖5所示，接收機(jī)實(shí)現(xiàn)如圖6所示。
a)調(diào)制映射得到符號(hào)Mk(p)，調(diào)制可以采用QPSK、16QAM、64QAM等調(diào)制方式。其中 。
b)·對(duì)于OFDM符號(hào)0，在頻域上從位置0開始插入第一個(gè)導(dǎo)頻，每隔8點(diǎn)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)，直至第639點(diǎn)；從640點(diǎn)開始，每隔4點(diǎn)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)，直至第767點(diǎn)，這就是密集導(dǎo)頻插入?yún)^(qū)；從768點(diǎn)至1279點(diǎn)為全0，作為保護(hù)間隔；接下來(lái)從1280點(diǎn)開始，每隔8點(diǎn)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)，直至第2047點(diǎn)，得到OFDM符號(hào)0的所有2048點(diǎn)頻域值X0(q)。
·對(duì)于OFDM符號(hào)1和5，含有正常導(dǎo)頻的OFDM符號(hào)，在頻域上從位置0開始插入第一個(gè)導(dǎo)頻，每隔8點(diǎn)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)，直至第767點(diǎn)；從768點(diǎn)至1279點(diǎn)為全0，作為保護(hù)間隔；接下來(lái)從1280點(diǎn)開始，每隔8點(diǎn)插入一個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)，直至第2047點(diǎn)，得到OFDM符號(hào)的所有2048點(diǎn)頻域值X1(q)或X5(q)，此類OFDM符號(hào)需要插入192個(gè)導(dǎo)頻符號(hào)。
總而言之，對(duì)于數(shù)據(jù)OFDM符號(hào)Xk(q)，可按照?qǐng)D所示得到，k＝1…7。
c)對(duì)Xk(q)對(duì)做2048點(diǎn)IFFT變換，得到第k個(gè)OFDM符號(hào)的所有時(shí)域值xk(n)。
xk(n)=Σq=02047Xk(q)×e2jπqn2048]]>d)對(duì)第k個(gè)OFDM符號(hào)時(shí)域值xk(n)加入330點(diǎn)循環(huán)前綴，得到待發(fā)送的時(shí)域序列 經(jīng)過(guò)數(shù)模變化、通過(guò)天線發(fā)送出去。
綜上所述，系統(tǒng)參數(shù)總結(jié)如下每個(gè)時(shí)隙有a＝19296個(gè)采樣點(diǎn)，包括c＝8個(gè)OFDM符號(hào)，OFDM符號(hào)編號(hào)為0至7，每個(gè)OFDM符號(hào)采樣點(diǎn)數(shù)目b＝2048，采樣點(diǎn)數(shù)目編號(hào)0至2047，每個(gè)OFDM符號(hào)循環(huán)前綴有CP＝330個(gè)采樣點(diǎn)，相鄰兩個(gè)OFDM符號(hào)對(duì)應(yīng)點(diǎn)相距e＝2378個(gè)采樣點(diǎn)；其中，在含有導(dǎo)頻OFDM符號(hào)內(nèi)導(dǎo)頻間隔Finterval＝8，非負(fù)導(dǎo)頻子載波的個(gè)數(shù)NonnegaPilot＝96、虛擬子載波中的導(dǎo)頻位置個(gè)數(shù)VSCPilot＝64及負(fù)導(dǎo)頻子載波個(gè)數(shù)NegaPilot＝96。
接收機(jī)中，如圖1所示，1個(gè)時(shí)隙有19296個(gè)采樣點(diǎn)，在1個(gè)時(shí)隙內(nèi)部如果獲得了某個(gè)OFDM符號(hào)的最佳截取位置后，向后數(shù)(2048+330)個(gè)采樣點(diǎn)即是下一個(gè)OFDM符號(hào)的最佳截取位置。為了描述方便，我們用OFDM符號(hào)0的截取位置J(s)代表第S個(gè)時(shí)隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的變化而采取的預(yù)旋轉(zhuǎn)位數(shù)。
按照說(shuō)明書所述步驟進(jìn)行信道估計(jì)后，實(shí)驗(yàn)證明，本發(fā)明克服了由于截取位置跳變而引起的OFDM符號(hào)間相同子載波存在相位偏移的問(wèn)題，經(jīng)過(guò)改進(jìn)的時(shí)域信道濾波插值和頻域DFT變換插值算法可以達(dá)到最佳截取位置恒定時(shí)的信道估計(jì)性能。本發(fā)明通過(guò)旋轉(zhuǎn)技術(shù)解決的截取位置跳變這一問(wèn)題的同時(shí)，沒(méi)有增加系統(tǒng)復(fù)雜性，因此具有實(shí)用價(jià)值。
權(quán)利要求
1.利用旋轉(zhuǎn)技術(shù)解決OFDM截取位置跳變的信道估計(jì)方法，其特征在于，針對(duì)單發(fā)單收OFDM系統(tǒng)，或多發(fā)多收OFDM系統(tǒng)，在接收端依次按以下步驟用一塊數(shù)字集成電路芯片做信道估計(jì)步驟(1)設(shè)定每個(gè)時(shí)隙有a個(gè)采樣點(diǎn)，包括c個(gè)OFDM符號(hào)，OFDM符號(hào)編號(hào)為0至c-1，每個(gè)OFDM符號(hào)采樣點(diǎn)數(shù)目b，采樣點(diǎn)數(shù)目編號(hào)0至b-1，每個(gè)OFDM符號(hào)循環(huán)前綴有CP個(gè)采樣點(diǎn)，相鄰兩個(gè)OFDM符號(hào)對(duì)應(yīng)點(diǎn)相距e個(gè)采樣點(diǎn)，且有e＝CP+b；其中，在含有導(dǎo)頻OFDM符號(hào)內(nèi)FFT或IFFT的長(zhǎng)度b除以導(dǎo)頻間隔Finterval，等于非負(fù)導(dǎo)頻子載波的個(gè)數(shù)NonnegaPilot、虛擬子載波中的導(dǎo)頻位置個(gè)數(shù)VSCPilot及負(fù)導(dǎo)頻子載波個(gè)數(shù)NegaPilot之和；步驟(2)設(shè)定截取位置J(s)代表第S個(gè)時(shí)隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的變化而采取的預(yù)旋轉(zhuǎn)位數(shù)，根據(jù)OFDM符號(hào)最佳截取位置J(s)，計(jì)算旋轉(zhuǎn)位數(shù)P(s)， P(s)=(Σt=0sK(t))modb]]>其中mod()為求模操作；步驟(3)在接收端，以本地晶振構(gòu)造一個(gè)以a為周期的循環(huán)計(jì)數(shù)器W，計(jì)數(shù)器取值從0至a-1，計(jì)數(shù)器計(jì)數(shù)間隔為收端本地晶振產(chǎn)生的采樣率，對(duì)于第s個(gè)時(shí)隙，當(dāng)循環(huán)計(jì)數(shù)器W計(jì)數(shù)計(jì)到J(s)時(shí)，截取時(shí)隙s第一個(gè)OFDM符號(hào)的b點(diǎn)時(shí)域序列Z1(cs，n)，隨后當(dāng)循環(huán)計(jì)數(shù)器W計(jì)數(shù)計(jì)到(J(s)+i*e)mod a時(shí)，截取時(shí)隙s第i個(gè)OFDM符號(hào)的b點(diǎn)時(shí)域序列Z1(cs+i，n)，i為一個(gè)時(shí)隙內(nèi)OFDM符號(hào)的順序編號(hào)，i＝0，1...c-1，n為一個(gè)OFDM符號(hào)內(nèi)部的時(shí)域采樣點(diǎn)順序編號(hào)，n＝0，1...b-1，s為時(shí)隙編號(hào)；步驟(4)對(duì)步驟(3)得到的序列Z1(cs+i，n)進(jìn)行預(yù)旋轉(zhuǎn)操作把序列Z1(cs+i，n)向右循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Z2(cs+i，n)， 步驟(5)對(duì)步驟(4)得到的序列Z2(cs+i，n)做FFT，變換到頻域，得到序列Y(cs+i，q1)Y(cs+i,q1)=Σn=0b-1Z2(cs+i,n)×e-2jπnq1b,s=0,1,2...,q1=0,1...b-1;]]>步驟(6)針對(duì)帶導(dǎo)頻符號(hào)的Y(cs+r，q1)，利用最小二乘算法計(jì)算導(dǎo)頻子載波上的信道估計(jì)序列ZHp1(cs+r，q)，該ZHp1(cs+r，q)序列包括非負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計(jì)值和負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計(jì)值，式中r代表每個(gè)時(shí)隙中帶有導(dǎo)頻的OFDM符號(hào)在時(shí)隙中的OFDM符號(hào)編號(hào)；設(shè)定帶導(dǎo)頻OFDM符號(hào)中，導(dǎo)頻位置子載波編號(hào)為u(0)至u(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，設(shè)定發(fā)送端這些導(dǎo)頻子載波上發(fā)送的導(dǎo)頻符號(hào)相應(yīng)的分別為c(0)至c(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，ZHp1(cs+r,q)=Y(cs+r,u(q))c(q),q=0,1...NegaPilot+NonnegaPilot-1]]>步驟(7)在步驟(6)得到的序列ZHp1(cs+r，q)中非負(fù)導(dǎo)頻子載波和負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計(jì)值之間插入VSCPilot個(gè)0，得到序列ZHp2(cs+r，q’)， 步驟(8)對(duì)序列ZHp2(cs+r，q’)進(jìn)行長(zhǎng)度為 的IFFT變換，轉(zhuǎn)換到時(shí)域得到序列Zh1(cs+r，n’)，Zh1(cs+r,n′)=Σq=0bFint erval-1ZHp2(cs+r,q′)×e2jπq′n′×Fint ervalb]]>其中n,=0,1,···,bFint erval-1]]>步驟(9)將步驟(8)得到的序列Zh1(cs+r，n’)向左循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Zh2(cs+r，n’)，令L(s)=P(s)modbF int erval]]> 步驟(10)將步驟(9)得到的序列Zh2(cs+r，n’)，末尾補(bǔ)零得到長(zhǎng)度為b的序列Zh3(cs+r，n’)， 步驟(11)將序列Zh3(cs+r，n’)向右循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Zh4(cs+r，n’)， 步驟(12)對(duì)步驟(11)得到的序列Zh4(cs+r，n’)進(jìn)行長(zhǎng)度為b的FFT變換，轉(zhuǎn)換到頻域得到帶導(dǎo)頻OFDM符號(hào)的信道傳輸函數(shù)序列H(cs+r，k)，H(cs+r,k)=Σn′=0b-1Zh4(cs+r,n′)×e-2jπn′kb;]]>步驟(13)獲得了含導(dǎo)頻OFDM符號(hào)所有子載波的信道頻域傳輸函數(shù)值H(cs+r，k)之后，利用線性插值、高斯插值任一種現(xiàn)有插值技術(shù)，插值得到所有OFDM符號(hào)的信道傳輸函數(shù)值。
全文摘要
本發(fā)明屬于MIMO－OFDM系統(tǒng)接收領(lǐng)域，其特征在于，在接收端根據(jù)OFDM最佳截取位置的變化計(jì)算出用于補(bǔ)償此變化的旋轉(zhuǎn)位數(shù)；對(duì)截取后的時(shí)域序列預(yù)旋轉(zhuǎn)后，輸入至FFT得到OFDM系統(tǒng)頻域接收值；由此得到導(dǎo)頻子載波上的信道估計(jì)值序列；再對(duì)信道估計(jì)值序列做IFFT，得到信道估計(jì)值時(shí)域序列；對(duì)時(shí)域序列旋轉(zhuǎn)、補(bǔ)零、再旋轉(zhuǎn)后輸入至FFT模塊反變換到頻域，得到帶導(dǎo)頻OFDM符號(hào)所有子載波的信道估計(jì)值序列；最后用插值濾波算法得到所有OFDM符號(hào)的信道估計(jì)值。本發(fā)明解決了OFDM信道估計(jì)中，由于OFDM符號(hào)截取位置跳變所帶來(lái)的信道估計(jì)問(wèn)題，保證信道估計(jì)精度的同時(shí)沒(méi)有額外增加系統(tǒng)復(fù)雜性。因此，具有很高的實(shí)用價(jià)值。
文檔編號(hào)H04L27/26GK1921466SQ200610113038
公開日2007年2月28日 申請(qǐng)日期2006年9月8日 優(yōu)先權(quán)日2006年9月8日
發(fā)明者周世東, 高群毅, 張秀軍, 趙明, 李云洲, 王京 申請(qǐng)人:清華大學(xué)