專利名稱：克服ofdm截取位置漂移的空頻分組碼相位補(bǔ)償方法
技術(shù)領(lǐng)域：
一種MIMO-OFDM系統(tǒng)的空頻分組碼相位補(bǔ)償方法，屬于MIMO-OFDM接收技術(shù)領(lǐng)域。
背景技術(shù)：
MIMO-OFDM系統(tǒng)是一種在正交頻分復(fù)用(Orthogonal Frequency-Division Multiplexing，OFDM)系統(tǒng)的接收端和發(fā)射端同時布置多個天線構(gòu)成的多輸入多輸出(Multiple-InputMultiple-Output，MIMO)系統(tǒng)。由于結(jié)合了MIMO系統(tǒng)分集增益高、系統(tǒng)容量大以及OFDM系統(tǒng)抗頻率選擇性衰落、頻譜利用率高的諸多特點(diǎn)，MIMO-OFDM系統(tǒng)在新一代移動通信(Beyond 3G/4G)對高容量、低成本的要求驅(qū)使下，正受到越來越多的關(guān)注。發(fā)送端的信源信息通過MIMO發(fā)送模塊，分往各根發(fā)送天線的OFDM調(diào)制模塊，調(diào)制后經(jīng)天線發(fā)送；接收端對各接收天線收到的信息分別進(jìn)行OFDM解調(diào)，然后通過MIMO接收模塊的處理，送往信宿。
關(guān)于多輸入多輸出(MIMO)技術(shù)，最早是在上世紀(jì)80年代通過計算機(jī)仿真來研究的。到了90年代，由于Telatar以及Foschini等人各自對MIMO系統(tǒng)所進(jìn)行的較為深入的分析，在理論上預(yù)言了極高傳輸速率，從而導(dǎo)致時至今日在通信領(lǐng)域內(nèi)掀起的一股研究MIMO的熱潮。從概念上來看，MIMO系統(tǒng)的定義十分簡單對于任意一個通信系統(tǒng)，如果其信號發(fā)送端和接收端配備了多根天線，就可以稱其為一個MIMO系統(tǒng)。MIMO技術(shù)的基本思想就是通過在發(fā)送端和接收端對不同天線上的信號進(jìn)行某種聯(lián)合處理，使得整個系統(tǒng)的傳輸質(zhì)量或傳輸速率得以提高。其中發(fā)端有N根發(fā)送天線，接收端有M根接收天線，信道通過一個N×M信道矩陣H來描述，其中Hij表示從第i根發(fā)送天線到第j根接收天線信號所經(jīng)歷的衰落。本質(zhì)上可以從兩個角度來應(yīng)用MIMO技術(shù)一、利用多天線分集提高系統(tǒng)傳輸?shù)目煽啃?；二、通過多天線來傳輸多個并行數(shù)據(jù)流以提高系統(tǒng)容量。本發(fā)明所應(yīng)用的領(lǐng)域即是針對前一種應(yīng)用中的空時分組碼(STBC-Space Time Block Coding)技術(shù)。
對于一個無線通信MIMO系統(tǒng)，假定發(fā)射端的發(fā)射天線數(shù)為N，接收端的接收天線數(shù)為M，那么一般的空時分組碼模型如下■編碼——在編碼初始，Kb比特的數(shù)據(jù)到達(dá)編碼器輸入端；將此Kb比特的數(shù)據(jù)映射到大小為2b的星座圖中，得到K個相應(yīng)的星座點(diǎn)s1，s2，...，sK；將這K個星座點(diǎn)數(shù)據(jù)填充到一個T×N的編碼矩陣中，得到數(shù)據(jù)矩陣{C}T×N；在時刻t(1≤t≤T)由第i(1≤i≤N)個發(fā)射天線發(fā)送的數(shù)據(jù)信號即為cit。
■傳輸——每個接收天線上的信號都是N個發(fā)射天線發(fā)送的數(shù)據(jù)信號經(jīng)過信道的衰落作用后與噪聲疊加的結(jié)果。假設(shè)ηjt為獨(dú)立的零均值復(fù)高斯隨機(jī)變量，每維的方差為N0/2；αij是從發(fā)射天線i到接收天線j的信道增益，假定信道滿足“準(zhǔn)靜態(tài)”條件；cit具有單位平均能量。因此在時刻t接收天線j(1≤j≤M)接收到的信號為rtj=Σi=1NαijctiEs+ηtj]]>如果等式兩面都除以Es1/2，則有rtj=Σi=1Nαijcti+ηtj]]>此時ηjt為每維方差等于N/(2SNR)的零均值復(fù)高斯隨機(jī)變量。
■譯碼——假定接收端具有準(zhǔn)確的信道信息(CSI)，那么最大似然譯碼算法可以這樣實(shí)現(xiàn)遍歷所有可能的由s1，s2，...，sK組成的{C}T×N，找出使Σj=1MΣt=1T|rtj-Σi=1Nαijcti|2]]>達(dá)到最小的一組{s1，s2，...，sK}作為譯碼輸出。
本發(fā)明所要涉及的空時分組碼方案是由Alamouti在1998年提出的一種方案，描述如下在發(fā)送端，有兩根發(fā)送天線；每一個編碼塊占用兩個發(fā)送時隙，將兩個調(diào)制后的復(fù)數(shù)信息符號按照表格中的形式發(fā)送出去。表中T表示時隙間隔，s1和s2即為待發(fā)送的復(fù)數(shù)信息符號。該表格的含義為發(fā)送天線1在時刻t(當(dāng)前時隙)和t+T(下一個時隙)上依次發(fā)送信息符號s1和-s2*；發(fā)送天線2在這兩個時刻上依次承載信息符號s2和s1*。

表1Alamouti的空時分組碼編碼方案在接收端譯碼時，最大似然譯碼表達(dá)式為(式中符號含義同上文)(s^1,s^2)=argmins1,s2Σj=1M(|r1j-α1,js1-α2,js2|2+|r2j+α1,js2*-α2,js21*|2)]]>如果對譯碼結(jié)果進(jìn)行軟判，那么判決統(tǒng)計量為
s~1=Σj=1M(r1jα1,j*+(r2j)*α2,j)=Σi=12Σj=1M|αi,j|2s1+Σj=1M[α1,j*n1j+α2,j(n2j)*]s~1=Σj=1M(r1jα2,j*-(r2j)*α1,j)=Σi=12Σj=1M|αi,j|2s2+Σj=1M[α2,j*n1j+α1,j(n2j)*]]]>對于這種Alamouti空時分組碼，算法本身假定了信道相對編碼塊是慢變的，也就是說，只有當(dāng)信道在同一個編碼塊內(nèi)的變化可以忽略(時刻t和時刻t+T的信道幾乎相同)時，該算法才是最優(yōu)的；如果信道不滿足這樣的前提假設(shè)，此算法的性能將下降。
如果將這種空時分組碼與OFDM系統(tǒng)相結(jié)合，那么由于OFDM系統(tǒng)的操作都是在頻域進(jìn)行的，因此相應(yīng)的空時分組碼STBC便成為了“空頻分組碼”SFBC(Space Frequency BlockCoding)。由此，原來空時分組碼對于信道時域特性的要求便被轉(zhuǎn)化成了對于信道頻域特性的要求。具體到Alamouti的空時碼方案，則其相應(yīng)的空頻分組碼要求信道頻域響應(yīng)在同一個編碼塊內(nèi)幾乎保持不變。
關(guān)于正交頻分復(fù)用(OFDM)技術(shù)，這是一種利用多載波調(diào)制的特殊頻率復(fù)用技術(shù)，它具有抗多徑衰落、頻譜利用率高、采用自適應(yīng)調(diào)制等優(yōu)點(diǎn)，被普遍認(rèn)為是寬帶無線接入和第四代移動通信系統(tǒng)中的關(guān)鍵技術(shù)之一。OFDM技術(shù)的主要思想是將信道分成若干正交子信道，將高速數(shù)據(jù)信號轉(zhuǎn)換成并行的低速子數(shù)據(jù)流，調(diào)制到在每個子信道上進(jìn)行傳輸。盡管總的信道是非平坦的，具有頻率選擇性衰落，但是每個子信道是相對平坦的，在每個子信道上進(jìn)行的是窄帶傳輸，從而可以消除符號間干擾。經(jīng)過調(diào)制映射后的輸入數(shù)據(jù)經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換，進(jìn)行IFFT變換，將頻域信號轉(zhuǎn)換到時域，IFFT模塊的輸出是N個時域的樣點(diǎn)，再將循環(huán)前綴CP加到N個樣點(diǎn)前或者直接加入保護(hù)間隔，形成循環(huán)擴(kuò)展的OFDM信號，并經(jīng)過并/串轉(zhuǎn)換，通過濾波器后發(fā)射。接收端接收到的信號是時域信號，此信號經(jīng)過串/并轉(zhuǎn)換后移去CP，如果CP長度大于信道的記憶長度，那么由多徑引起的符號間串?dāng)_ISI僅僅影響CP，而不影響有用數(shù)據(jù)。經(jīng)過FFT變換后，再對信號進(jìn)行頻域的處理。
在信道變化或者收發(fā)間晶振存在偏差等情況下，需要在線調(diào)整OFDM符號截取位置使OFDM系統(tǒng)沒有符號間串?dāng)_，但當(dāng)OFDM截取位置發(fā)生跳變時，相鄰OFDM符號相同子載波存在相位偏差，，我們采用帶有旋轉(zhuǎn)的信道估計方法可以完成信道估計的任務(wù)，但是這種信道估計方法會使同一個OFDM符號內(nèi)部的不同子載波又產(chǎn)生了不同的相移，破壞了Alamouti對編碼塊內(nèi)信道恒定的要求，因此需要利用本發(fā)明提出的相位補(bǔ)償技術(shù)。
總的來說，采用了帶有旋轉(zhuǎn)的改進(jìn)信道估計方法可以在OFDM符號截取位置存在跳變的情況下準(zhǔn)確的估計出信道傳輸函數(shù)，但是此估計方法會導(dǎo)致OFDM符號內(nèi)部各子載波又產(chǎn)生不同的相移，如果只是簡單地將具有上述特性的OFDM系統(tǒng)和基于Alamouti空時分組碼的MIMO系統(tǒng)直接相結(jié)合，構(gòu)成MIMO-OFDM系統(tǒng)，那么在大部分情況下會導(dǎo)致譯碼檢測失敗。其原因在于當(dāng)接收端對時域截取到的OFDM符號進(jìn)行循環(huán)移位操作時，根據(jù)離散付利葉變換的性質(zhì)可知，得到的頻域接收數(shù)據(jù)在不同頻點(diǎn)上將產(chǎn)生不同的附加相移。這一附加相移等效于讓相鄰頻點(diǎn)的信道產(chǎn)生一個附加相位差，而這一相位差使得頻域上相鄰頻點(diǎn)的信道響應(yīng)變化較大，從而無法滿足Alamouti編碼對于信道慢變的要求，導(dǎo)致譯碼失敗。基于此現(xiàn)象，本發(fā)明提出了一種頻域相位補(bǔ)償技術(shù)，即接收端根據(jù)時域符號進(jìn)行循環(huán)移位操作的參數(shù)，對此后獲得的頻域數(shù)據(jù)進(jìn)行“相位補(bǔ)償”，使得補(bǔ)償后的數(shù)據(jù)得以滿足Alamouti的信道要求，進(jìn)而保證譯碼的可靠性。由此，上述MIMO系統(tǒng)和OFDM系統(tǒng)便可以結(jié)合構(gòu)成一個基于空時分組碼的MIMO-OFDM系統(tǒng)。

發(fā)明內(nèi)容
在信道變化或者收發(fā)間晶振存在偏差等情況下，需要在線調(diào)整OFDM符號截取位置使OFDM系統(tǒng)沒有符號間串?dāng)_，但當(dāng)OFDM截取位置發(fā)生跳變時，采用帶有旋轉(zhuǎn)步驟的改進(jìn)信道估計方法破壞了同一Alamouti編碼塊內(nèi)對于信道慢變的要求，導(dǎo)致現(xiàn)有空頻分組碼譯碼算法工作失效。本發(fā)明通過相位補(bǔ)償技術(shù)克服了OFDM符號截取位置跳變所帶來的問題，使空頻分組碼仍然可以正常譯碼，且不會增加復(fù)雜性。因此，具有很高的實(shí)用價值。
本發(fā)明的特征在于，針對2發(fā)1收空頻分組碼的正交頻分復(fù)用SFBC-OFDM系統(tǒng)，或2發(fā)多收SFBC-OFDM系統(tǒng)，或化簡為2發(fā)多收的SFBC-OFDM系統(tǒng)，該方法在接收端依次按以下步驟用一塊數(shù)字集成電路芯片做多天線分組碼譯碼實(shí)現(xiàn)步驟(1)設(shè)定該系統(tǒng)有Nt跟發(fā)送天線，Nr根接收天線，系統(tǒng)采用SFBC-OFDM方式，每根發(fā)送天線每個時隙有a個采樣點(diǎn)，包括c個OFDM符號，OFDM符號編號為0至c-1，每個OFDM符號采樣點(diǎn)數(shù)目b，采樣點(diǎn)數(shù)目編號0至b-1，每個OFDM符號循環(huán)前綴有CP個采樣點(diǎn)，相鄰兩個OFDM符號對應(yīng)點(diǎn)相距e個采樣點(diǎn)，且有e＝CP+b；其中，在含有導(dǎo)頻OFDM符號內(nèi)FFT或IFFT的長度b除以導(dǎo)頻間隔Finterval，等于非負(fù)導(dǎo)頻子載波的個數(shù)NonnegaPilot、虛擬子載波中的導(dǎo)頻位置個數(shù)VSCPilot及負(fù)導(dǎo)頻子載波個數(shù)NegaPilot之和；步驟(2)設(shè)定截取位置J(s)代表第S個時隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的變化而采取的預(yù)旋轉(zhuǎn)位數(shù)，根據(jù)OFDM符號最佳截取位置J(s)，計算旋轉(zhuǎn)位數(shù)P(s)， P(s)=(Σt=0sK(t))modb]]>其中mod()為求模操作；
步驟(3)在接收端，以本地晶振構(gòu)造一個以a為周期的循環(huán)計數(shù)器W，計數(shù)器取值從0至a-1，計數(shù)器計數(shù)間隔為收端本地晶振產(chǎn)生的采樣率，對于第s個時隙，當(dāng)循環(huán)計數(shù)器W計數(shù)計到J(s)時，截取時隙s第一個OFDM符號的b點(diǎn)時域序列Z1ij(cs，n)，隨后當(dāng)循環(huán)計數(shù)器W計數(shù)計到(J(s)+i*e)mod a時，截取時隙s第ii個OFDM符號的b點(diǎn)時域序列Z1ij(cs+ii，n)，ii為一個時隙內(nèi)OFDM符號的順序編號，ii＝0，1...c-1，n為一個OFDM符號內(nèi)部的時域采樣點(diǎn)順序編號，n＝0，1...b-1，s為時隙編號，i為接收天線編號，j為發(fā)送天線編號；步驟(4)對步驟(3)得到的序列Z1ij(cs+ii，n)進(jìn)行預(yù)旋轉(zhuǎn)操作把序列Z1ij(cs+ii，n)向右循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Z2ij(cs+ii，n)， 其中n＝0，1，2...b-1步驟(5)對步驟(4)得到的序列Z2ij(cs+ii，n)做FFT，變換到頻域，得到序列Yij(cs+ii，q1)Yij(cs+ii,q1)=Σn=0b-1Z2ij(cs+ii,n)×e-2-1πnq1b,]]>s＝0，1，2...，q1＝0，1...b-1；步驟(6)用帶有旋轉(zhuǎn)的信道估計方法，計算所有OFDM符號的信道估計傳輸值，計算按以下步驟依次進(jìn)行步驟(6.1)針對帶導(dǎo)頻符號的Yij(cs+ii，q1)，利用最小二乘算法計算導(dǎo)頻子載波上的信道估計序列ZHp1ij(cs+r，q1)，該序列包括非負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計值和負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計值，設(shè)定r代表每個時隙中帶有導(dǎo)頻的OFDM符號在時隙中的OFDM符號編號；設(shè)定帶導(dǎo)頻OFDM符號中，導(dǎo)頻位置子載波編號為u(0)至u(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，設(shè)定發(fā)送端這些導(dǎo)頻子載波上發(fā)送的導(dǎo)頻符號相應(yīng)的分別為c(0)至c(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，ZHp1ij(cs+r,q)=Yij(cs+r,u(q))c(q),]]>q＝0，1...NegaPilot+NonnegaPilot-1步驟(6.2)在步驟(6.1)得到的序列ZHp1ij(cs+r，q1)中非負(fù)導(dǎo)頻子載波和負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計值之間插入VSCPilot個0，得到序列ZHp2ij(cs+r，q′)，
步驟(6.3)對序列ZHp2ij(cs+r，q′)進(jìn)行長度為 的IFFT變換，轉(zhuǎn)換到時域得到序列Zh1ij(cs+r，n′)Zh1ij(cs+r,n′)=Σq=0bFinterval-1ZHp2ij(cs+r,q′)×e2-1πq′n′×Fintervalb]]>其中n’＝0，1，...，bFinterval-1]]>步驟(6.4)將步驟(6.3)得到的序列Zh1ij(cs+r，n′)向左循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Zh2ij(cs+r，n′)，令(s)=P(s)modbFinterval]]> 步驟(6.5)將步驟(6.4)得到的序列Zh2ij(cs+r，n′)，末尾補(bǔ)零得到長度為b的序列Zh3ij(cs+r，n′)， 步驟(6.6)將序列Zh3ij(cs+r，n′)向右循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Zh4ij(cs+r，n′)， 步驟(6.7)對步驟(6.6)得到的序列Zh4ij(cs+r，n′)進(jìn)行長度為b的FFT變換，轉(zhuǎn)換到頻域得到帶導(dǎo)頻OFDM符號的信道傳輸函數(shù)序列Hij(cs+r，k)，Hij(cs+r,k)=Σn′=0b-1Zh4ij(cs+r,n′)×e-2-1πn′kb;]]>步驟(6.8)獲得了含導(dǎo)頻OFDM符號所有子載波的信道頻域傳輸函數(shù)值Hij(cs+r，k)之后，利用線性插值、高斯插值任一種現(xiàn)有插值技術(shù)，插值得到所有OFDM符號的信道傳輸函數(shù)值LHij(cs+ii，k)；ii為一個時隙內(nèi)OFDM符號的順序編號，ii＝0，1...c-1，i為接收天線編號，j為發(fā)送天線編號，步驟(7)設(shè)定一個2維空頻分組碼在OFDM符號內(nèi)子載波編號為分別為2v和2v+1，從步驟(5)得到的頻域接收值序列Yij(cs+ii，q1)中提出數(shù)據(jù)子載波處的接收頻域值LYij(cs+ii，2v)和LYij(cs+ii，2v+1)并對其進(jìn)行相位補(bǔ)償，ii為一個時隙內(nèi)OFDM符號的順序編號，ii＝0，1...c-1，i為接收天線編號，j為發(fā)送天線編號，LYij(cs+ii,2v)=Yij(cs+ii,2)LYij(cs+ii,2v+1)=Yij(cs+ii,2v+1)×e-2-1πP(s)b]]>步驟(8)設(shè)定在步驟(6)中得到的所有符號信道估計值Hij(cs+r，k)中，與空頻分組碼接收值LYij(cs+ii，2v))和LYij(cs+ii，2v+1)對應(yīng)的信道估計值為LHij(cs+ii，2v)和LHij(cs+ii，2v+1)，則將LHij(cs+ii，2v)、LHij(cs+ii，2v+1)、LYij(cs+ii，2v)和LYij(cs+ii，2v+1)輸入至后續(xù)SFBC分組碼譯碼模塊。
本發(fā)明解決了采用帶有旋轉(zhuǎn)步驟的信道估計算法所帶來的在一個OFDM符號內(nèi)不同子載波存在不同相移的問題，使OFDM系統(tǒng)和基于Alamouti空時分組碼的MIMO系統(tǒng)直接相結(jié)合，具有實(shí)際意義。


圖1是OFDM幀結(jié)構(gòu)示意圖。
圖2是實(shí)施例中OFDM符號0的導(dǎo)頻插入示意圖，中間部分每隔4個子載波插入一個導(dǎo)頻子載波，所謂的密集導(dǎo)頻插入?yún)^(qū)。
圖3是實(shí)施例中含有正常導(dǎo)頻的OFDM符號示意圖，除去保護(hù)間隔區(qū)域外每隔8個子載波插入1個導(dǎo)頻子載波。
圖4是實(shí)施例中數(shù)據(jù)OFDM符號示意圖。
圖5是發(fā)射機(jī)框圖。
圖6是接收機(jī)框圖。
圖7是圖6中帶有旋轉(zhuǎn)的信道估計的具體硬件實(shí)現(xiàn)框圖。
具體實(shí)施例方式
下面結(jié)合附圖和實(shí)例，對本發(fā)明作具體介紹在本實(shí)施例中，系統(tǒng)有2跟發(fā)送天線，1根接收天線，系統(tǒng)采用SFBC-OFDM方式技術(shù)進(jìn)行通信。幀結(jié)構(gòu)如圖1所示每幀分為10個時隙，編號0-9，每時隙占時0.875ms；每時隙內(nèi)包括1個時域引導(dǎo)序列和8個OFDM符號；每個時域引導(dǎo)序列包括16點(diǎn)無功率和256點(diǎn)PN序列，可用于初始時間同步和頻率同步；每個OFDM符號包括330點(diǎn)循環(huán)前綴(CP)和2408點(diǎn)數(shù)據(jù)，這樣每個時隙有19296個采樣點(diǎn)。OFDM符號0作為低速物理信道可以用做傳輸?shù)退贅I(yè)務(wù)和信令，OFDM符號1-7作為高速物理信道，其中符號1和5符號內(nèi)部插有導(dǎo)頻。
發(fā)送端和接收端晶振都近似為23.04M，但由于工藝問題，會有少量偏差，正是由于這個偏差導(dǎo)致收端OFDM符號截取位置需要在線調(diào)整，在接收端為了得到更準(zhǔn)確的信道估計，信道估計采用了時域?yàn)V波插值的方法，因此需要對收發(fā)晶振偏差引起的同步位置漂移進(jìn)行跟蹤，OFDM符號0的中間密集區(qū)域每隔4個子載波插入一個導(dǎo)頻符號，可以用來對收發(fā)晶振偏差進(jìn)行跟蹤估計。為了克服截取位置跳變前后相鄰OFDM符號相同子載波存在相位偏差的問題，我們采用帶有旋轉(zhuǎn)的信道估計方法，但是這種方法使同一個OFDM符號內(nèi)部的不同子載波又產(chǎn)生了不同的相移，破壞了Alamouti對編碼塊內(nèi)信道恒定的要求，因此需要利用本發(fā)明提出的相位補(bǔ)償技術(shù)。
OFDM符號0結(jié)構(gòu)如圖3所示，帶有導(dǎo)頻的OFDM符號1、5結(jié)構(gòu)如圖4所示，純數(shù)據(jù)OFDM符號結(jié)構(gòu)如圖5所示，發(fā)射機(jī)實(shí)現(xiàn)如圖6所示，接收機(jī)實(shí)現(xiàn)如圖7所示。
a)調(diào)制映射得到符號Mk(p)，調(diào)制可以采用QPSK、16QAM、64QAM等調(diào)制方式。其中 。
b)·對于發(fā)送天線i的OFDM符號0，在頻域上從位置i開始插入第一個導(dǎo)頻，每隔8點(diǎn)插入一個導(dǎo)頻符號，直至第639點(diǎn)；從640點(diǎn)開始，每隔4點(diǎn)插入一個導(dǎo)頻符號，直至第767點(diǎn)，這就是密集導(dǎo)頻插入?yún)^(qū)；從768點(diǎn)至1279點(diǎn)為全0，作為保護(hù)間隔；接下來從1280+i點(diǎn)開始，每隔8點(diǎn)插入一個導(dǎo)頻符號，直至第2047點(diǎn)，得到發(fā)送天線i的OFDM符號0的所有2048點(diǎn)頻域值X0(q)，其中i＝0或1。
·對于發(fā)送天線i的OFDM符號1和5，含有正常導(dǎo)頻的OFDM符號，在頻域上從位置i開始插入第一個導(dǎo)頻，每隔8點(diǎn)插入一個導(dǎo)頻符號，直至第767點(diǎn)；從768點(diǎn)至1279點(diǎn)為全0，作為保護(hù)間隔；接下來從1280+i點(diǎn)開始，每隔8點(diǎn)插入一個導(dǎo)頻符號，直至第2047點(diǎn)，得到OFDM符號的所有2048點(diǎn)頻域值X1(q)或X5(q)，其中i＝0或1。
此類OFDM符號需要插入192個導(dǎo)頻符號·根據(jù)空頻分組碼規(guī)則，如果第0根發(fā)送天線第2v個數(shù)據(jù)子載波處插入數(shù)據(jù)Mk(p)后，則第0根發(fā)送天線第2v+1個數(shù)據(jù)子載波處、第1根發(fā)送天線第2v個數(shù)據(jù)子載波處和第1根發(fā)送天線第2v+1個數(shù)據(jù)子載波處分別插入數(shù)據(jù)Mk(p+1)、-(Mk(p+1))H和(Mk(p+1))H，其中()H中代表求其共軛轉(zhuǎn)置。
總而言之，對于數(shù)據(jù)OFDM符號Xk(q)，可按照圖所示得到，k＝1...7。
c)對Xk(q)對做2048點(diǎn)IFFT變換，得到第k個OFDM符號的所有時域值xk(n)。
xk(n)=Σq=02.47Xk(q)×e2jπqn2048]]>d)對第k個OFDM符號時域值xk(n)加入330點(diǎn)循環(huán)前綴，得到待發(fā)送的時域序列 經(jīng)過數(shù)模變化、通過天線發(fā)送出去。
綜上所述，系統(tǒng)參數(shù)總結(jié)如下系統(tǒng)采用2根發(fā)送天線，1根接收天線，每個時隙有a＝19296個采樣點(diǎn)，包括c＝8個OFDM符號，OFDM符號編號為0至7，每個OFDM符號采樣點(diǎn)數(shù)目b＝2048，采樣點(diǎn)數(shù)目編號0至2047，每個OFDM符號循環(huán)前綴有CP＝330個采樣點(diǎn)，相鄰兩個OFDM符號對應(yīng)點(diǎn)相距e＝2378個采樣點(diǎn)；其中，在含有導(dǎo)頻OFDM符號內(nèi)導(dǎo)頻間隔Finterval＝8，非負(fù)導(dǎo)頻子載波的個數(shù)NonnegaPilot＝96、虛擬子載波中的導(dǎo)頻位置個數(shù)VSCPilot＝64及負(fù)導(dǎo)頻子載波個數(shù)NegaPilot＝96。
接收機(jī)中，如圖1所示，1個時隙有19296個采樣點(diǎn)，在1個時隙內(nèi)部如果獲得了某個OFDM符號的最佳截取位置后，向后數(shù)(2048+330)個采樣點(diǎn)即是下一個OFDM符號的最佳截取位置。為了描述方便，我們用OFDM符號0的截取位置J(s)代表第S個時隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的變化而采取的預(yù)旋轉(zhuǎn)位數(shù)。
按照說明書所述步驟進(jìn)行分組碼解碼后，系統(tǒng)性能與理想情況相同。
實(shí)驗(yàn)證明，本發(fā)明提出的相位補(bǔ)償技術(shù)可以克服旋轉(zhuǎn)信道估計方法所帶來的同一OFDM符號內(nèi)各子載波存在相移的問題，，使得補(bǔ)償后的數(shù)據(jù)得以滿足Alamouti的信道要求，進(jìn)而保證譯碼的可靠性。由此，上述MIMO系統(tǒng)和OFDM系統(tǒng)便可以結(jié)合構(gòu)成一個基于空時分組碼的MIMO-OFDM系統(tǒng)。
權(quán)利要求
1.克服OFDM截取位置漂移的空頻分組碼相位補(bǔ)償方法，其特征在于，針對2發(fā)1收空頻分組碼的正交頻分復(fù)用SFBC-OFDM系統(tǒng)，或2發(fā)多收SFBC-OFDM系統(tǒng)，或化簡為2發(fā)多收的SFBC-OFDM系統(tǒng)，該方法在接收端依次按以下步驟用一塊數(shù)字集成電路芯片做多天線分組碼譯碼實(shí)現(xiàn)步驟(1)設(shè)定該系統(tǒng)有Nt跟發(fā)送天線，Nr根接收天線，系統(tǒng)采用SFBC-OFDM方式，每根發(fā)送天線每個時隙有a個采樣點(diǎn)，包括c個OFDM符號，OFDM符號編號為0至c-1，每個OFDM符號采樣點(diǎn)數(shù)目b，采樣點(diǎn)數(shù)目編號0至b-1，每個OFDM符號循環(huán)前綴有CP個采樣點(diǎn)，相鄰兩個OFDM符號對應(yīng)點(diǎn)相距e個采樣點(diǎn)，且有e＝CP+b；其中，在含有導(dǎo)頻OFDM符號內(nèi)FFT或IFFT的長度b除以導(dǎo)頻間隔Finterval，等于非負(fù)導(dǎo)頻子載波的個數(shù)NonnegaPilot、虛擬子載波中的導(dǎo)頻位置個數(shù)VSCPilot及負(fù)導(dǎo)頻子載波個數(shù)NegaPilot之和；步驟(2)設(shè)定截取位置J(s)代表第S個時隙的最佳截取位置，P(s)代表由于J(s)的變化而采取的預(yù)旋轉(zhuǎn)位數(shù)，根據(jù)OFDM符號最佳截取位置J(s)，計算旋轉(zhuǎn)位數(shù)P(s)， P(s)=(Σt=0sK(t))modb]]>其中mod()為求模操作；步驟(3)在接收端，以本地晶振構(gòu)造一個以a為周期的循環(huán)計數(shù)器W，計數(shù)器取值從0至a-1，計數(shù)器計數(shù)間隔為收端本地晶振產(chǎn)生的采樣率，對于第s個時隙，當(dāng)循環(huán)計數(shù)器W計數(shù)計到J(s)時，截取時隙s第一個OFDM符號的b點(diǎn)時域序列Z1ij(cs，n)，隨后當(dāng)循環(huán)計數(shù)器W計數(shù)計到(J(s)+i*e)mod a時，截取時隙s第ii個OFDM符號的b點(diǎn)時域序列Z1ij(cs+ii，n)，ii為一個時隙內(nèi)OFDM符號的順序編號，ii＝0，1...c-1，n為一個OFDM符號內(nèi)部的時域采樣點(diǎn)順序編號，n＝0，1...b-1，s為時隙編號，i為接收天線編號，j為發(fā)送天線編號；步驟(4)對步驟(3)得到的序列Z1ij(cs+ii，n)進(jìn)行預(yù)旋轉(zhuǎn)操作把序列Z1ij(cs+ii，n)向右循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Z2ij(cs+ii，n)， 其中n＝0，1，2...b-1步驟(5)對步驟(4)得到的序列Z2ij(cs+ii，n)做FFT，變換到頻域，得到序列Yij(cs+ii，q1)Yij(cs+ii,q1)=Σn=0b-1Z2ij(cs+ii,n)×e-2-1πnq1b,]]>s＝0，1，2...，q1＝0，1...b-1；步驟(6)用帶有旋轉(zhuǎn)的信道估計方法，計算所有OFDM符號的信道估計傳輸值，計算按以下步驟依次進(jìn)行步驟(6.1)針對帶導(dǎo)頻符號的Yij(cs+ii，q1)，利用最小二乘算法計算導(dǎo)頻子載波上的信道估計序列ZHp1ij(cs+r，q1)，該序列包括非負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計值和負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計值，設(shè)定r代表每個時隙中帶有導(dǎo)頻的OFDM符號在時隙中的OFDM符號編號；設(shè)定帶導(dǎo)頻OFDM符號中，導(dǎo)頻位置子載波編號為u(0)至u(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，設(shè)定發(fā)送端這些導(dǎo)頻子載波上發(fā)送的導(dǎo)頻符號相應(yīng)的分別為c(0)至c(NegaPilot+NonnegaPilot-1)，ZHp1ij(cs+r,q)=Yij(cs+r,u(q))c(q),]]>q＝0，1...NegaPilot+NonnegaPilot-1步驟(6.2)在步驟(6.1)得到的序列ZHp1ij(cs+r，q1)中非負(fù)導(dǎo)頻子載波和負(fù)導(dǎo)頻子載波的信道估計值之間插入VSCPilot個0，得到序列ZHp2ij(cs+r，q′)， 步驟(6.3)對序列ZHp2ij(cs+r，q′)進(jìn)行長度為 的IFFT變換，轉(zhuǎn)換到時域得到序列Zh1ij(cs+r，n′)Zh1ij(cs+r,n′)=Σq=0hFinterval-1ZHp2ij(cs+r,q′)×e2-1πq′n′×Fintervalb]]>其中n’＝0，1，…，bFinterval-1]]>步驟(6.4)將步驟(6.3)得到的序列Zh1ij(cs+r，n′)向左循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Zh2ij(cs+r，n′)，令L(s)=P(s)modbFinterval]]> 步驟(6.5)將步驟(6.4)得到的序列Zh2ij(cs+r，n′)，末尾補(bǔ)零得到長度為b的序列Zh3ij(cs+r，n′)， 步驟(6.6)將序列Zh3ij(cs+r，n′)向右循環(huán)旋轉(zhuǎn)P(s)位，得到序列Zh4ij(cs+r，n′)， 步驟(6.7)對步驟(6.6)得到的序列Zh4ij(cs+r，n′)進(jìn)行長度為b的FFT變換，轉(zhuǎn)換到頻域得到帶導(dǎo)頻OFDM符號的信道傳輸函數(shù)序列Hij(cs+r，k)，Hij(cs+r,k)=Σn′=0b-1Zh4ij(cs+r,n′)×e-2-1πn′kb;]]>步驟(6.8)獲得了含導(dǎo)頻OFDM符號所有子載波的信道頻域傳輸函數(shù)值Hij(cs+r，k)之后，利用線性插值、高斯插值任一種現(xiàn)有插值技術(shù)，插值得到所有OFDM符號的信道傳輸函數(shù)值LHij(cs+ii，k)；ii為一個時隙內(nèi)OFDM符號的順序編號，ii＝0，1...c-1，i為接收天線編號，j為發(fā)送天線編號，步驟(7)設(shè)定一個2維空頻分組碼在OFDM符號內(nèi)子載波編號為分別為2v和2v+1，從步驟(5)得到的頻域接收值序列Yij(cs+ii，q1)中提出數(shù)據(jù)子載波處的接收頻域值LYij(cs+ii，2v)和LYij(cs+ii，2v+1)并對其進(jìn)行相位補(bǔ)償，ii為一個時隙內(nèi)OFDM符號的順序編號，ii＝0，1...c-1，i為接收天線編號，j為發(fā)送天線編號，LYij(cs+ii,2v)=Yij(cs+ii,2v)LYij(cs+ii,2v+1)=Yij(cs+ii,2v+1)×e-2-1πP(s)b;]]>步驟(8)設(shè)定在步驟(6)中得到的所有符號信道估計值Hij(cs+r，k)中，與空頻分組碼接收值LYij(cs+ii，2v))和LYij(cs+ii，2v+1)對應(yīng)的信道估計值為LHij(cs+ii，2v)和LHij(cs+ii，2v+1)，則將LHij(cs+ii，2v)、LHij(cs+ii，2v+1)、LYij(cs+ii，2v)和LYij(cs+ii，2v+1)輸入至后續(xù)SFBC分組碼譯碼模塊。
全文摘要
本發(fā)明屬于MIMO－OFDM系統(tǒng)接收技術(shù)領(lǐng)域，其特征在于通過截取位置變化情況計算旋轉(zhuǎn)位數(shù)；然后采用帶有旋轉(zhuǎn)的信道估計技術(shù)進(jìn)行信道估計；對接收下來的頻域數(shù)據(jù)根據(jù)其在空頻分組碼中的位置進(jìn)行相位補(bǔ)償；最后將相位補(bǔ)償后的頻域數(shù)據(jù)和其對應(yīng)的信道估計值輸入至空頻分組碼譯碼模塊。當(dāng)截取位置發(fā)生跳變時，需要采用帶有旋轉(zhuǎn)的信道估計方法對系統(tǒng)進(jìn)行信道估計，但會導(dǎo)致同一OFDM符號內(nèi)部不同子載波產(chǎn)生不同的相移，本發(fā)明通過相位補(bǔ)償技術(shù)解決了不同子載波產(chǎn)生不同的相移情況下的空頻分組碼和MIMO－OFDM系統(tǒng)結(jié)合的問題。
文檔編號H04L25/02GK1917498SQ20061011303
公開日2007年2月21日 申請日期2006年9月8日 優(yōu)先權(quán)日2006年9月8日
發(fā)明者周世東, 高群毅, 周春暉, 張秀軍, 王京, 李云洲 申請人:清華大學(xué)