專利名稱：在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中插入恒定導(dǎo)頻的精頻偏估計方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及單發(fā)單收或多發(fā)多收正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中，一種用于估計收發(fā)間分?jǐn)?shù)倍子載波頻率偏差的方法。
背景技術(shù)：
隨著無線通信中日益增長的帶寬要求，近年來正交頻分復(fù)用多載波傳輸OFDM系統(tǒng)正得到十分廣泛的關(guān)注。
由于正交頻分復(fù)用OFDM系統(tǒng)在發(fā)射端采用了逆傅里葉變換和循環(huán)前綴等技術(shù)和在接收端丟棄循環(huán)前綴后用傅里葉變換解調(diào)，從而消除碼間干擾，并將頻率選擇性信道轉(zhuǎn)換成平坦衰落的子信道，因此在實際應(yīng)用中，僅需要簡單的頻域均衡技術(shù)就允許進(jìn)行高速率的數(shù)據(jù)傳輸。
OFDM符號可以看成是由多個子載波信號疊加構(gòu)成的，各個子載波之間利用正交性來區(qū)分，因此確保這種正交性對于OFDM系統(tǒng)來說是至關(guān)重要的，它對同步的要求比單載波更嚴(yán)格。發(fā)射機(jī)與接收機(jī)之間的頻率偏差導(dǎo)致接收信號在頻域內(nèi)發(fā)生偏移，如果頻率偏差是子載波間隔的n倍，則子載波之間雖然正交，但是頻率采樣值已經(jīng)偏移了n個子載波位置。如果載波偏差不是子載波的整數(shù)倍，則在子載波之間就會存在能量的“泄漏”，導(dǎo)致子載波之間的正交性遭到破壞，從而在子載波之間引入了干擾，使得系統(tǒng)的誤碼率性能惡化，無線通信系統(tǒng)中收發(fā)天線不可避免的存在頻率偏差，因此準(zhǔn)確的頻率偏差估計對于OFDM系統(tǒng)來說就是至關(guān)重要的。頻率偏差估計通常分為粗頻偏估計和精頻偏估計兩步來完成，粗頻偏估計用于估計整數(shù)倍子載波偏差，而精頻偏估計用于估計1個子載波偏差內(nèi)的剩余頻率偏差。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明提出的OFDM系統(tǒng)中的精頻偏估計方法，在已做完粗頻偏估計的前提下，進(jìn)一步估計收發(fā)間存在的剩余頻率偏差，可以使系統(tǒng)性能進(jìn)一步提高。
本發(fā)明的特征在于，針對單發(fā)單收OFDM系統(tǒng)，或多發(fā)多收OFDM系統(tǒng)，該方法是在接收端用一塊數(shù)字集成電路芯片依次按以下步驟實現(xiàn)精確頻率估計步驟(1)設(shè)定該系統(tǒng)有Nt跟發(fā)送天線，Nr根接收天線，每根發(fā)送天線都采用OFDM調(diào)制方式，所述OFDM符號包括子載波的數(shù)目NFFT，用0至NFFT-1序列編號，在每個OFDM符號某個固定子載波位置a插入頻域?qū)ьlca，OFDM符號循環(huán)前綴長度CP，相鄰兩個OFDM符號的頻域?qū)ьlca相距Δl個采樣點(diǎn)，每個子載波帶寬f，頻域?qū)ьlca的功率為P；步驟(2)計算時域?qū)ьl波形c*(n)， 其中k＝0，1...NFFT-1，c*(n)=1NFFTΣk=0NFFT-1C*(k)e-j2πknNFFT,]]>(n＝0，1，...NFFT-1)把c*(n)預(yù)存入一個RAM中；步驟(3)做完時間同步和粗頻率估計后，根據(jù)設(shè)定的最佳循環(huán)前綴截取位置，截取第i根接收天線上第j個OFDM符號的NFFT點(diǎn)時域值r(i，j，n)，其中n＝0，1...NFFT-1，i＝0，1，..Nr-1，j＝0，1....
步驟(4)從所述RAM中讀取時域波形c*(n)，并與步驟(3)得到的序列r(i，j，n)做相關(guān)，得到標(biāo)量Z(i，j)Z(i,j)=Σn=0NFFT-1r(i,j,n)·c*(n);]]>步驟(5)求出步驟(4)所得標(biāo)量Z(i，j)的相角A(i，j)，A(i，j)＝Angle(Z(i，j))，其中Angle()代表求相角的操作，步驟(6)在各接收天線接收信號幅度設(shè)定近似相等的情況下，用下述等增益合并算法計算Nr個接收天線的平均相角B(j)B(j)=Σi=0Nr-1A(i,j),]]>B(j)稱為主相角；步驟(7)計算相鄰兩個OFDM符號的主相角差D(j)D(j)＝B(j)-B(j-1)；步驟(8)求出第j個OFDM符號的瞬時頻偏估計值k1(j)，單位Hz，k1(j)=NFFT×D(j)2πΔl×f]]>步驟(9)對步驟(8)得到的瞬時頻偏估計值k1(j)做平滑濾波，得到精頻偏估計值kk，單位Hz，濾波公式為
kk(j)＝αkk(j-1)+(1-α)k1(j)其中α為待定的平滑濾波參數(shù)。
本發(fā)明在已知整數(shù)倍頻率偏差的基礎(chǔ)上，通過插入少量恒定導(dǎo)頻估計出1個子載波偏差內(nèi)的剩余頻偏，具有很強(qiáng)的使用價值。


圖1是實施例中OFDM符號頻域結(jié)構(gòu)示意圖。其中 代表數(shù)據(jù)或信道估計所用導(dǎo)頻占用的子載波， 代表全0的虛擬子載波， 代表本發(fā)明中用于精頻率估計的導(dǎo)頻所占用的子載波。
圖2是本發(fā)明精頻率估計的硬件實現(xiàn)框圖。
圖3是實施例中，在高斯白噪聲信道下，頻偏為0.1個子載波時的估計性能，橫坐標(biāo)代表738號子載波上的載波信噪比，縱坐標(biāo)代表精頻率估計的相對誤差。
具體實施例方式
下面結(jié)合附圖和實例，對本發(fā)明效果作具體介紹在本實施例中，收發(fā)采用MIMO-OFDM系統(tǒng)，每個OFDM符號有2048個子載波，發(fā)送天線數(shù)目Nt＝4，接收天線數(shù)目Nr＝4，在每個OFDM符號第768號子載波位置插入用于精頻率估計的頻域?qū)ьl，其功率P與其它數(shù)據(jù)子載波相同，OFDM符號循環(huán)前綴長度330點(diǎn)，相鄰兩個OFDM符號的用于精頻率估計的頻域?qū)ьl相距2048+330＝2378個采樣點(diǎn)，每個子載波帶寬11.2KHz。
OFDM符號頻域結(jié)構(gòu)如圖1所示，第0-767和1280-2047號子載波用于傳輸數(shù)據(jù)或是插入用于信道估計的普通導(dǎo)頻，第768號子載波插入用于精頻偏估計所用導(dǎo)頻，其他位置作為虛擬子載波傳輸固定值0。
在接收端按照說明書所述步驟，在已得到定時同步和整數(shù)倍子載波頻率偏差的情況下，進(jìn)行精確頻率估計，在步驟(9)中的選取α＝0.05，估計結(jié)果如圖3所示。
可見，本發(fā)明提出的在少量子載波位置插入用于精頻率估計的方法，可以在已知整數(shù)倍子載波偏差的情況下，精確的估計出剩余頻率偏差，而且由于插入的導(dǎo)頻數(shù)量較少，因此可以適當(dāng)增大此導(dǎo)頻功率，在保證發(fā)射功率基本不變的情況下，得到更好的估計性能。
以上所述實例只是本發(fā)明的1個實施例，且不局限于此，在不超過本發(fā)明的精神范圍的情況下，所做的種種變化實施，都屬于本發(fā)明的范圍。
權(quán)利要求
1.在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中插入恒定導(dǎo)頻的精頻偏估計方法，其特征在于，針對單發(fā)單收OFDM系統(tǒng)，或多發(fā)多收OFDM系統(tǒng)，該方法是在接收端用一塊數(shù)字集成電路芯片依次按以下步驟實現(xiàn)精確頻率估計步驟(1)設(shè)定該系統(tǒng)有Nt跟發(fā)送天線，Nr根接收天線，每根發(fā)送天線都采用OFDM調(diào)制方式，所述OFDM符號包括子載波的數(shù)目NFFT，用0至NFFT-1序列編號，在每個OFDM符號某個固定子載波位置a插入頻域?qū)ьlca，OFDM符號循環(huán)前綴長度CP，相鄰兩個OFDM符號的頻域?qū)ьlca相距Δl個采樣點(diǎn)，每個子載波帶寬f，頻域?qū)ьlca的功率為P；步驟(2)計算時域?qū)ьl波形c*(n)，令 其中k＝0，1...NFFT-1，c*(n)=1NFFTΣk=0NFFT-1C*(k)e-j2πknNFFT,]]>(n＝0，1，...NFFT-1)把c*(n)預(yù)存入一個RAM中；步驟(3)做完時間同步和粗頻率估計后，根據(jù)設(shè)定的最佳循環(huán)前綴截取位置，截取第i根接收天線上第j個OFDM符號的NFFT點(diǎn)時域值r(i，j，n)，其中n＝0，1...NFFT-1，i＝0，1，..Nr-1，j＝0，1....步驟(4)從所述RAM中讀取時域波形c*(n)，并與步驟(3)得到的序列r(i，j，n)做相關(guān)，得到標(biāo)量Z(i，j)Z(i,j)=Σn=0NFFT-1r(i,j,n)·c*(n);]]>步驟(5)求出步驟(4)所得標(biāo)量Z(i，j)的相角A(i，j)，A(i，j)＝Angle(Z(i，j))，其中Angle()代表求相角的操作，步驟(6)在各接收天線接收信號幅度設(shè)定近似相等的情況下，用下述等增益合并算法計算Nr個接收天線的平均相角B(j)B(j)=Σi=0Nr-1A(i,j),]]>B(j)稱為主相角；步驟(7)計算相鄰兩個OFDM符號的主相角差D(j)D(j)＝B(j)-B(j-1)；步驟(8)求出第j個OFDM符號的瞬時頻偏估計值k1(j)，單位Hz，k1(j)=NFFT×D(j)2πΔl×f]]>步驟(9)對步驟(8)得到的瞬時頻偏估計值k1(j)做平滑濾波，得到精頻偏估計值kk，單位Hz，濾波公式為kk(j)＝αkk(j-1)+(1-α)k1(j)其中α為待定的平滑濾波參數(shù)。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中插入恒定導(dǎo)頻的精頻偏估計方法，其特征在于，在所述步驟(1)中，所述的每個OFDM符號的某個固定子載波位置插入用于精頻率估計的導(dǎo)頻與用于信道估計的導(dǎo)頻在位置上允許不相同。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的在正交頻分復(fù)用系統(tǒng)中插入恒定導(dǎo)頻的精頻偏估計方法，其特征在于，在所述步驟(1)中，所述的用于精頻率估計的導(dǎo)頻功率P高于其他數(shù)據(jù)子載波和用于信道估計的導(dǎo)頻子載波。
全文摘要
本發(fā)明屬于OFDM系統(tǒng)的精頻偏估計技術(shù)領(lǐng)域，其特征在于，針對單發(fā)單收OFDM系統(tǒng)，或多發(fā)多收OFDM系統(tǒng)，在已完成粗頻偏估計并選擇好最佳循環(huán)前綴截取位置的前提下，在每個OFDM符號的某個子載波位置插入頻域?qū)ьl，并根據(jù)此計算出該導(dǎo)頻的時域波形c
文檔編號H04L27/26GK1917496SQ20061011303
公開日2007年2月21日 申請日期2006年9月8日 優(yōu)先權(quán)日2006年9月8日
發(fā)明者周世東, 高群毅, 許希斌, 趙明, 張秀軍, 王京 申請人:清華大學(xué)