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用于分組數(shù)據(jù)的高速率無線通信方法

文檔序號:7956593閱讀:252來源:國知局
專利名稱:用于分組數(shù)據(jù)的高速率無線通信方法
技術(shù)領(lǐng)域
本發(fā)明涉及為在無線網(wǎng)絡(luò)中進行傳輸而格式化分組數(shù)據(jù)的方法。
背景技術(shù)
對于在無線網(wǎng)絡(luò)中進行分組數(shù)據(jù)的高速率傳輸?shù)呐d趣越來越大。已知的方法包括基于CDMA信號的諸如HRPD之類的某些方法。雖然在這一方面是有用的,但是,當(dāng)前所應(yīng)用的CDMA卻存在某些局限性。例如,在嚴(yán)峻的多路徑環(huán)境中,自干擾的情況限制了在CDMA正向線路上所達到的吞吐量。為了實現(xiàn)新出現(xiàn)的無線系統(tǒng)所需要的非常高的數(shù)據(jù)速率,必須減輕此局限性。

發(fā)明內(nèi)容
我們開發(fā)了對信號進行格式化以便傳輸?shù)幕旌戏椒āN覀儽A袅薍RPD幀的格式和定時,但是,幀內(nèi)的所選擇的時隙的數(shù)據(jù)部分則交給OFDMA傳輸,而不是CDMA傳輸。由于OFDMA抵御自干擾的能力較強,因此,可以在更多的時隙內(nèi)實現(xiàn)較高的吞吐量,至少包括某些其中低信號-干擾-噪聲比(SINR)可能會限制純粹的CDMA數(shù)據(jù)速率的時隙。
在特定的實現(xiàn)方式中,CDMA時隙的時間-多路復(fù)用通用導(dǎo)頻信道用來計算接收器中的SINR值。導(dǎo)頻自干擾抵消(PSIC)常常將計算出的SINR驅(qū)動到更高的值。這些更高的SINR值將在某些情況下導(dǎo)致接收器向發(fā)射器返回一個擴展動態(tài)速率控制(E-DRC)信號,該信號表明超過CDMA干擾上限的數(shù)據(jù)速率是可以接受的。發(fā)射器可以通過在OFDMA時隙而不是在CDMA時隙發(fā)射作出響應(yīng)。
在特定的實現(xiàn)方式中,我們的混合格式用于在無線系統(tǒng)的正向線路上從基站傳輸?shù)絾蝹€用戶。


圖1是示意性無線通信系統(tǒng)中的正向線路通信的略圖。
圖2是典型的CDMA時隙的略圖。
圖3是根據(jù)本發(fā)明的說明性實施例中的OFDMA時隙的略圖。
圖4是顯示了根據(jù)本發(fā)明的說明性實施例中的CDMA和OFDMA時隙在傳輸幀中如何利用帶寬的資源矩陣。
圖5是圖4的幀的詳細(xì)信息。
圖6是在假設(shè)的方案下DRC對時間的圖形。該圖形包括反映DRC中的短期變化的曲線130,以及具有比較長的時間常數(shù)并因此只反映了DRC中的時間平均變化的曲線140。
具體實施例方式
下面,我們將描述示范性實施例,在該實施例中,在從基站到用戶終端的正向線路中使用了CDMA和OFDMA格式的組合。雖然本發(fā)明很可能在正向線路中找到其最直接的應(yīng)用,但是,其可能的應(yīng)用不僅限于正向線路,對反向線路的應(yīng)用也被視為在其范圍內(nèi)。
我們將使用術(shù)語“接入網(wǎng)絡(luò)(AN)”來籠統(tǒng)地表示基站和RNC,使用術(shù)語“訪問終端(AT)”來表示單個用戶終端等等。
圖1以簡要方式顯示了從AN 10到AT 20.1的正向線路通信,AT 20.1是多個訪問終端20.1、20.2等等中的一個。在該圖中可以看出,單元30被分成內(nèi)部部分30.1和外部部分30.2??梢岳斫?,一般而言,而且根據(jù)特定信道條件、通信條件、對象的存在,及其他環(huán)境特點、到那些位于內(nèi)部部分30.1的訪問終端的正向傳輸比較容易受到自干擾的影響,而那些發(fā)往位于外部部分30.2的訪問終端的傳輸比較容易受到其他單元的干擾的影響。區(qū)域30.1和30.2之間的邊界沒有嚴(yán)格地定義,只作說明用途。
圖2以簡要方式顯示了被分成數(shù)據(jù)字段50.1、50.2、55.1和55.2、導(dǎo)頻字段50.3和55.3,以及MAC字段50.4、50.5、55.4和55.5的典型的CDMA時隙40。當(dāng)根據(jù)已知的CDMA調(diào)制技術(shù)用適當(dāng)?shù)膫鞑ゴa時,每一個字段都進一步細(xì)分成碼片(未顯示)。CDMA傳輸可以是時間-多路復(fù)用的,以便在一個時隙內(nèi)為多個AT提供服務(wù)。
圖3以簡要方式顯示了根據(jù)本發(fā)明的說明性實施例中的OFDMA時隙70??梢钥闯觯琌FDMA時隙基本上與CDMA時隙格式相同。在圖2和3的時隙那些功能基本上相同的對應(yīng)的字段具有類似的附圖標(biāo)記。從時隙40到時隙70的主要的修改位于時隙70的數(shù)據(jù)字段80.1、80.2、85.1和85.2中。可以看出,每一個數(shù)據(jù)字段都包括周期前導(dǎo)符90.1、90.2、95.1、95.2中的某一個。正如那些精通OFDMA方法的人所知道的,周期前導(dǎo)符對該過程十分重要,在OFDMA接收器中恢復(fù)傳輸?shù)臄?shù)據(jù)符號。還已知,優(yōu)選情況下,周期前導(dǎo)符的長度隨著與信號傳播關(guān)聯(lián)的延遲擴展而變化。通過允許周期前導(dǎo)符的長度變化,OFDMA傳輸可以在至少某些情況下在嚴(yán)峻的多路徑環(huán)境中抵御自干擾的能力非常強。
在圖3中可以看出,CDMA時隙的導(dǎo)頻字段50.3和55.3作為OFDMA時隙的導(dǎo)頻字段80.3和85.3攜帶。具體來說,每一個信道中的通用導(dǎo)頻的使用可以消除在OFDMA時隙的數(shù)據(jù)字段中交替導(dǎo)頻副載波的必要性。相反,OFDMA接收器可以從使用通用導(dǎo)頻信道的信道估計器接收信道估計,并使用這些估計來進行頻率均衡。
從圖3中可以看出,時隙70保留了CDMA時隙40的MAC字段50.4、50.5、55.4和55.5。或者,MAC字段可以從時隙70中省略,對應(yīng)于相應(yīng)的相鄰MAC字段的那些位部分可以包括在數(shù)據(jù)字段80.1、80.2、85.1和85.2。
圖4是方便地顯示了根據(jù)我們的混合模式的CDMA和OFDMA時隙如何利用帶寬的資源矩陣。該圖顯示了一個幀。水平軸表示時間。沿著時間軸,該幀被分成十六個時隙,總時間為26.67毫秒,如在常規(guī)的HRPD實現(xiàn)方式中那樣。垂直軸表示頻率。為了說明,但不作為限制,頻率軸被分成,例如,七個RF信道,標(biāo)記為F1、F2,...,F(xiàn)7。每一個信道的寬度可以是1.25MHz,如在常規(guī)HRPD實現(xiàn)方式中那樣。
在每一個RF信道F1、F2等等內(nèi),CDMA傳輸被時間多路復(fù)用。然而,可以在不同的信道向相同用戶或不同的用戶作出并行的CDMA傳輸。
OFDMA時隙與CDMA時隙進行了時間多路復(fù)用,并與CDMA時隙具有相同的定時。如此,例如,OFDMA時隙100,如圖所示,在時間方面,與在其他RF信道中傳輸?shù)腃DMA時隙一致。OFDMA時隙最少可以占用一個RF信道,但是,跨多個這樣的信道是比較常見的。OFDMA傳輸不必使用通常在HRPD規(guī)范中使用的脈沖波形過濾器。
下面將參考圖5比較詳細(xì)地描述OFDMA時隙。在該圖中顯示了圖4的幀的部分110。所顯示的該部分沿著時間軸具有全幀長度,但沿著頻率軸有M信道深。M是OFDMA時隙120所跨的RF信道的數(shù)量。
如圖所示,時隙120被分成K個副信道。N OFDMAA符號被編碼在K個副信道內(nèi)。N和K是接入網(wǎng)絡(luò)的變量。
可選地,可以向單用戶傳輸分配一個或多個副信道。在這樣的情況下,如果具有顯著不同的頻譜效率的用戶被放置在不同的RF信道中或RF信道的組中,則他們可以共享時隙。
可選地,所有K個副信道的帶寬可以被用來時間-多路復(fù)用一個以上的用戶。在這樣的情況下,類似的譜效率的用戶可以根據(jù)已知的HRPD技術(shù)并使用多用戶分組來共享時隙。
那些熟悉OFDMA的方法的人所知道的,接入網(wǎng)絡(luò)可以配置OFDMA符號格式的某些特征,如FFT大小和周期前導(dǎo)符的持續(xù)時間。FFT大小確定副載波的數(shù)量,并通常按2的連續(xù)的冪(從128到1024)而變化。周期前導(dǎo)符通常在持續(xù)時間方面按2的連續(xù)的冪而變化,從FFT大小的十六分之一到四分之一。優(yōu)選情況下,考慮到由操作環(huán)境所提供的多譜勒范圍和延遲擴展,為達到最佳性能選擇了這些特征。應(yīng)該注意,DFT可以作為FFT的替代方式,不一定限于2的連續(xù)的冪涉及的長度。
正如那些熟悉CDMA方法的人所知道的,接入網(wǎng)絡(luò)根據(jù)從訪問終端接收到的每一個信道的DRC報告,通常還根據(jù)如在正向線路調(diào)度器中所實現(xiàn)的預(yù)定要求,為每一個CDMA傳輸設(shè)置數(shù)據(jù)速率。
DRC取決于根據(jù)接收到的導(dǎo)頻信號由訪問終端測量的SINR。SINR又取決于各種波動因素,包括信道的質(zhì)量、接收到的信號的功率,以及干擾量。為了說明,圖6顯示了在假設(shè)的方案下DRC對時間的圖形。曲線130反映了DRC中的短期變化,而曲線140有比較長的時間常數(shù)并因此只反映了DRC中的時間平均變化。
正如那些熟悉CDMA方法的人所知道的,諸如MMSE CDMA接收器之類的典型的CDMA接收器將在每一個輸出中表現(xiàn)出了對SINR的上限,當(dāng)嚴(yán)重的多路干擾限制SINR時限制報告給接入網(wǎng)絡(luò)的DRC。上限通?;贒RC的長期估計,如該圖的曲線140所表示的。結(jié)果,可以有其中更高的數(shù)據(jù)速率是可行的時間段,但是,由于上限而被禁止。這樣的時間段由該圖中的間隔160表示。此外,由于OFDMA傳輸?shù)钟愿蓴_的能力比CDMA傳輸更強,并在高自干擾的條件下,可以通過用OFDMA時隙替代CDMA時隙來實現(xiàn)吞吐量的進一步的增大。
在使用CDMA的典型的高數(shù)據(jù)速率系統(tǒng)中,時間-多路復(fù)用的導(dǎo)頻信道將從基站以全功率進行傳輸。因此,與單元站點相對地比較近的訪問終端將會遇到比較高的自干擾,結(jié)果,對它們的CDMA數(shù)據(jù)速率施加相對比較嚴(yán)重的限制。
在這樣的條件下,如上所述,在OFDMA時隙中進行傳輸是有利的。這種OFDMA傳輸?shù)臄?shù)據(jù)速率是由DRC的替代速率指標(biāo)確定的,該速率指標(biāo)可能高于DRC,特別是在高自干擾條件下。我們將這樣的指標(biāo)稱為“擴展的DRC(E-DRC)”。
粗略地說,每一個信道的E-DRC基于對接收到的導(dǎo)頻信號的SINR測量,根據(jù)該信號,通過在訪問終端內(nèi)的處理,取消了自干擾效果。這樣的過程被稱為“導(dǎo)頻自干擾抵消(PSIC)”。PSIC的算法是已知的,在K.Higuchi等人所著的“Multipath interferencecanceller for high-speed packet transmission with adaptivemodulation and coding scheme in W-CDMA forward link”IEEEJournal on Selected Areas in Communications 20(Feb.2002),419-432中所描述的。
E-DRC將DRC的動態(tài)范圍擴展到當(dāng)前HRPD實現(xiàn)方式中的DRC字段所支持的范圍。在實踐中,E-DRC數(shù)據(jù)可以與在反向線路上傳輸?shù)腄RC數(shù)據(jù)進行時間-多路復(fù)用。
在多路徑環(huán)境中,PSIC過程從相關(guān)的路徑中取消干擾路徑,結(jié)果,輸出的測量結(jié)果在某些環(huán)境下可能超過如MMSE CDMA接收器所測量的上限SINR差不多10dB甚至更高。如此,在圖6的間隔170所標(biāo)記的部分,由訪問終端傳輸?shù)腅-DRC將被基站識別為以O(shè)FDMA格式進行傳輸?shù)暮蜻x數(shù)據(jù)速率。OFDMA時隙的數(shù)據(jù)速率通常大于會提供給CDMA時隙的數(shù)據(jù)速率,雖然如上所述在考慮到競爭的通信需求時會被調(diào)度器限制。應(yīng)該注意,甚至在接收E-DRC的情況下,接入網(wǎng)絡(luò)可以選擇響應(yīng)DRC數(shù)據(jù),并傳輸CDMA時隙。假設(shè)周期前導(dǎo)符足夠長,以承擔(dān)多路效應(yīng),并在系統(tǒng)局限內(nèi),原則上,可以將OFDMA數(shù)據(jù)速率的SINR上限設(shè)置為比上限150高得多的值。
如上文所指出的,接入網(wǎng)絡(luò)可以通過以O(shè)FDMA格式進行傳輸來響應(yīng)E-DRC消息。作出這樣的響應(yīng)的判斷通常由正向線路調(diào)度器在基站中進行,這也將確定數(shù)據(jù)速率。最后的數(shù)據(jù)速率選擇可能受當(dāng)時通信條件和公平性標(biāo)準(zhǔn)的影響,如果需要顯著的資源共享,可能小于E-DRC所建議的值。如此,具體而言,正向線路調(diào)度器可以以屬于使用OFDMA格式的E-DRC區(qū)域的數(shù)據(jù)速率作出響應(yīng),或以屬于使用CDMA或OFDMA格式的DRC區(qū)域的數(shù)據(jù)速率作出響應(yīng)。
接入網(wǎng)絡(luò)使用CDMA的常規(guī)正向通信信道協(xié)議來向訪問終端指出所選擇的傳輸格式。為此,可能需要擴展相關(guān)的標(biāo)頭以保留額外的位。
請回頭參看圖1,現(xiàn)在可以理解,一般而言,那些位于內(nèi)部區(qū)域30.1的AT平均起來將從OFDMA傳輸獲益最多,因為它們與單元站點的距離最近。相比之下,一般,CDMA傳輸對于位于外部區(qū)域30.2的AT平均起來最有益,因為CDMA對于平均其他單元干擾以及對于執(zhí)行軟切換特別有效。
如上文所指出的,上文所描述的原理也適用于反向線路傳輸。在反向線路中,OFDMA傳輸可以占用垂直于那些用于CDMA幀的RF信道的RF信道,或者,它們也可以與CDMA幀共享RF信道。如果以O(shè)FDMA格式進行傳輸?shù)哪切┯脩襞c以CDMA格式進行傳輸?shù)哪切┯脩艚邮芟嗤墓β士刂七^程,則OFDMA和CDMA用戶之間的干擾一般而言將不是嚴(yán)重的障礙。反向線路上的OFDMA符號格式類似于正向線路上的符號格式,只是在每一個副信道中引入了導(dǎo)頻副載波,以供基站接收器在進行信道估計時使用。
權(quán)利要求
1.一種通過空中接口將數(shù)據(jù)傳輸?shù)浇邮掌鞯姆椒?,其中,每一個傳輸都采用細(xì)分成時隙的一個或多個幀的形式,該方法包括在至少一個幀中,將其每一個時隙指定為CDMA或OFDMA;將CDMA格式的數(shù)據(jù)映射到每一個CDMA指定的時隙(40);將OFDMA格式的數(shù)據(jù)映射到每一個OFDMA指定的時隙(70);以及傳輸包含CDMA格式的和OFDMA格式的數(shù)據(jù)的至少一個所述幀。
2.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法,其中,接收器是無線通信網(wǎng)絡(luò)的用戶終端。
3.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法,其中,接收器是無線通信網(wǎng)絡(luò)的基站。
4.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法,進一步包括獲取關(guān)于可以接受的數(shù)據(jù)速率的至少一個指示,其中,響應(yīng)所述指示,將時隙指定為CDMA或OFDMA。
5.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法,其中,響應(yīng)E-DRC信號的接收,至少一次地將一個時隙指定為OFDMA。
6.根據(jù)權(quán)利要求5所述的方法,其中,映射OFDMA格式的數(shù)據(jù)包括響應(yīng)E-DRC信號指定傳輸數(shù)據(jù)速率。
7.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法,進一步包括在每一個時隙中,獲取關(guān)于在多個頻道的每一個頻道中進行傳輸?shù)目梢越邮艿臄?shù)據(jù)速率的指示;以及在至少一個OFDMA時隙中,指定兩個或更多頻道以便將數(shù)據(jù)并行傳輸?shù)浇邮掌鳎渲?,響?yīng)所述指示,將相應(yīng)的數(shù)據(jù)速率分配到每一個指定的頻道。
8.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法,CDMA時隙使用至少一個共同的頻道而與OFDMA時隙進行時間多路復(fù)用。
9.根據(jù)權(quán)利要求1所述的方法,其中,CDMA時隙與并行的OFDMA時隙進行頻率多路復(fù)用。
10.一種通過空中接口將數(shù)據(jù)傳輸?shù)浇邮掌鞯姆椒?,包括在多個頻道的每一個頻道中,獲取關(guān)于在給定時隙內(nèi)進行的傳輸?shù)目梢越邮艿臄?shù)據(jù)速率的指示;響應(yīng)所述指示,選擇兩個或更多所述信道,并為每一個所選擇的信道選擇相應(yīng)的數(shù)據(jù)速率;將數(shù)據(jù)映射到OFDM格式以便以所選擇的數(shù)據(jù)速率在所選擇的信道中進行并行傳輸;以及在給定時隙內(nèi)傳輸OFDM格式的數(shù)據(jù)。
全文摘要
提供了格式化信號的混合方法以便在高數(shù)據(jù)速率無線系統(tǒng)中傳輸。我們保留了HRPD幀的格式和定時,但是,幀內(nèi)的所選擇的時隙的數(shù)據(jù)部分則交給OFDMA傳輸,而不是CDMA傳輸。由于OFDMA抵御自干擾的能力較強,因此,可以在更多的時隙內(nèi)實現(xiàn)較高的吞吐量,至少包括某些其中低信號-干擾-噪聲比(SINR)可能會限制純粹的CDMA數(shù)據(jù)速率的時隙。
文檔編號H04L12/56GK1832375SQ20061005889
公開日2006年9月13日 申請日期2006年3月8日 優(yōu)先權(quán)日2005年3月9日
發(fā)明者潘特利斯·莫諾吉爾迪斯 申請人:朗迅科技公司
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