專利名稱：用于全雙工多電平脈波振幅調(diào)變系統(tǒng)及盲激活接收器的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明是關(guān)于全雙工多電平脈波振幅調(diào)變(PAM)系統(tǒng)用的設(shè)備以及方法，特別是關(guān)于解變適用于全雙工千兆位以太網(wǎng)絡(luò)(Gigabit Ethernet)收發(fā)器中的全雙工多電平PAM系統(tǒng)的設(shè)備以及方法。
背景技術(shù)：
已提出應(yīng)用在千兆位(后將稱為超高速)以太網(wǎng)絡(luò)收發(fā)器實施中的全雙工多電平脈波振幅調(diào)變(full-duplex multi-level Pulse AmplitudeModulation)用的各種接收器結(jié)構(gòu)在例如美國專利案號6,771,752以及6,731,692以及由Agere Systems在2003公開名稱為「IntelliRate結(jié)構(gòu)」的刊物中。這些結(jié)構(gòu)均利用正好等于傳輸速率(fb)或兩倍傳輸速率(2fb)的取樣率。使用傳輸速率取樣需要在模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)輸出的最佳時序相位位置取樣接收的信號，故在模擬域中需要復(fù)雜的相位選擇。在上述「IntelliRate結(jié)構(gòu)」的刊物中，借由加倍ADC速度并使用數(shù)字均衡器來補償時序相位不對準(zhǔn)與信道失真，可移除掉模擬相位選擇電路。雖然移除相位選擇電路減低了模擬電路的復(fù)雜度，使用加倍的ADC速度卻無可避免地增加ADC的復(fù)雜度。例如，超高速以太網(wǎng)絡(luò)的傳輸速率為125MHz，實現(xiàn)具有高位分辨率的250MHz ADC是非常困難的。因此，需要一種具有彈性取樣率的接收器結(jié)構(gòu)，能夠排除復(fù)雜模擬相位選擇電路的使用，同時不加倍ADC的速度。
再者，對于全雙工PAM系統(tǒng)而言，一部分發(fā)送信號會自混合(hybrid)電路回波(echo)至接收器的前端。必須在接收信號解調(diào)變前消除此回波，此問題已于1984年由Werner，J.-J.在IEEE通信特定領(lǐng)域的期刊中發(fā)表名稱為「消除回波的4800bit/s全雙工DDD調(diào)制解調(diào)器」文章中提出了解決方式。針對此文中現(xiàn)有傳輸速率接收器的結(jié)構(gòu)，使用了傳輸速率的數(shù)字回波消除器消除ADC之后的回波。此將在本發(fā)明隨后將詳細(xì)說明的接收器結(jié)構(gòu)中由一分?jǐn)?shù)傳輸速率的數(shù)字回波消除器取代。分?jǐn)?shù)傳輸速率回波消除器具有移除與回波耦合的頻帶外噪聲的能力，因此比傳輸速率回波消除器更能提供較佳噪聲性能。
通常在回波消除后，在信道等化能夠?qū)嵤┲?，必須在正確的時序相位取樣接收信號，以在均衡器的輸出獲得最佳信號對噪聲的性能。在接收器激活階段時，接收器是全“盲”的，意指其無法在正確時序取樣信號且無正確的均衡器系數(shù)來等化信道失真?，F(xiàn)有作法使用具有柔級別切劃器(soft-level slicer)的判決反饋均衡器(Decision FeedbackEqualizer；DFE)來有效地達(dá)成“盲”激活，但這種結(jié)構(gòu)在接收器操作于較嚴(yán)重噪聲的環(huán)境下時，具有因為判決誤差而產(chǎn)生誤差傳播問題。已有提出借由結(jié)合DFE以及維特比(Viterbi)譯碼器減少這種誤差效果，如2001年由Erich F.Haratsch發(fā)表在固態(tài)電路IEEE期刊中名稱為「用于1000BASE-T超高速以太網(wǎng)絡(luò)的1Gb/s接合均衡器與交織譯碼器」的文章以及上述兩篇美國專利案號6,771,752以及6,731,692。但這種結(jié)合DFE以及維特比譯碼器的實施仍然很復(fù)雜。因此，在接收器中進(jìn)一步需要一種能快速盲激活的等化方法，同時能解決傳統(tǒng)DFE具有的誤差傳播問題。

發(fā)明內(nèi)容
為克服上述現(xiàn)有技術(shù)的缺點，本發(fā)明提供一種適用于全雙工多電平脈幅調(diào)變收發(fā)器的接收器包括模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，轉(zhuǎn)換接收到的該模擬信號到具有分?jǐn)?shù)傳輸速率的數(shù)字取樣；數(shù)字重取樣器，將具有任意時序相位的分?jǐn)?shù)傳輸速率的取樣轉(zhuǎn)換成傳輸速率的資料取樣以及傳輸速率的導(dǎo)數(shù)取樣，該兩個取樣均位于最佳時序相位；等化單元，接收該傳輸速率資料取樣以適應(yīng)性地以傳輸速率執(zhí)行信道等化；以及時序恢復(fù)回饋單元，接收該傳輸速率的資料取樣，借由接收該傳輸速率導(dǎo)數(shù)取樣以及來自該等化單元的輸出，適應(yīng)性定位該最佳時序相位并輸出該時序相位的估計回該數(shù)字重取樣器。
另外，本發(fā)明的等化單元包括具有固定在一主線閥的判決反饋均衡器，以及由適應(yīng)性級別控制的柔級別切劃器，根據(jù)將該切劃器輸出點分布與在該遠(yuǎn)程發(fā)送端關(guān)于此分布的演繹信息來更新該適應(yīng)性級別。
本發(fā)明提出一種接收器結(jié)構(gòu)，利用具有(Ns+1)/Ns·fb速率的ADC來取樣模擬加上了在混合電路接收端的回波的模擬接收信號。(Ns+1)/Ns分?jǐn)?shù)間隔的數(shù)字回波消除器用于消除在ADC輸出的回波?；夭ㄏ魇菑囊詡鬏斔俾嗜訒r脈操作的發(fā)送器來本地發(fā)送符號所驅(qū)動。使用最小均數(shù)平方(LMS)適應(yīng)性算法適應(yīng)性地調(diào)整回波消除器的系數(shù)，以最小化回波殘余。
在從接收信號移除掉回波后，使用一數(shù)字重取樣器調(diào)整時序相位，以最大化在均衡器輸出的信號對噪聲比，其中最佳時序相位是從一時序恢復(fù)鎖相(PLL)回饋回路反還地計算而得。借由適當(dāng)調(diào)整在時序恢復(fù)PLL回饋回路中的相位，數(shù)字重取樣器也能有效地將取樣率從(Ns+1)/Ns·fb轉(zhuǎn)換到fb，使得信道等化能在傳輸速率下操作。傳輸速率均衡器的使用較為簡單，且只要能從時序恢復(fù)PLL回饋回路恢復(fù)最佳時序相位其性能接近較復(fù)雜的分?jǐn)?shù)間隔均衡器。由于時序恢復(fù)PLL回路以及重取樣器兩者皆系數(shù)位地實施，可正確地重新產(chǎn)生具有最佳時序相位的傳輸速率的取樣，因此能確保傳輸速率均衡器的性能。
該數(shù)字重取樣器包括一有限脈沖響應(yīng)(FIR)多項式結(jié)構(gòu)，能夠同時以相同時序計算對應(yīng)的導(dǎo)數(shù)(derivative)取樣。導(dǎo)數(shù)取樣序列包括能夠被提取的時序信息，借由線性結(jié)合一切劃器的導(dǎo)數(shù)信道估計器，以最小均數(shù)平方的方式估計該序列。接著由導(dǎo)數(shù)信道估計器的系數(shù)導(dǎo)出時序相位誤差，其中在統(tǒng)計上而言，當(dāng)在主線(main cursor)位置的信道響應(yīng)的第一階導(dǎo)數(shù)驅(qū)使成為零時，則定義了零時序誤差。將時序相位誤差提供給時序恢復(fù)PLL電路以產(chǎn)生最佳時序相位位置的估計。該時序恢復(fù)PLL電路的回路借由將新的時序相位估計反饋回數(shù)字重取樣器而完成，因而產(chǎn)生與此新時序相位的傳輸速率取樣以及導(dǎo)數(shù)取樣，在下次重復(fù)中分別用于等化以及導(dǎo)數(shù)信道估計器。
本發(fā)明的接收器的信道均衡器有兩種操作模式。第一模式，將稱為激活盲等化(Blind Equalization；BEQ)，使用具有柔級別切劃器的判決反饋均衡器以確保快速的盲激活。判決反饋均衡器以及導(dǎo)數(shù)信道估計器的收斂絕大部分取決于切劃器輸出的正確判決的機率。可借由使用主線閥用的單一權(quán)重系數(shù)以及利用關(guān)于在遠(yuǎn)程發(fā)送端發(fā)送的PAM各級機率的演繹的(a priori)信息的柔級別切劃器來實現(xiàn)快速盲激活。此機率信息用于適應(yīng)性調(diào)整柔級別切劃器的決定范圍，以確保正確決定的機率維持在可接受程度。針對超高速以太網(wǎng)絡(luò)的訓(xùn)練模式中所用的三級PAM，短與長纜線長度皆觀察出一致的快速盲動。為減輕DFE的誤差傳播問題，信道等化于是切換至第二模式，稱為在開眼后的線性等化(Linear EQualization After Eye Open；LEQ)，利用線性均衡器串聯(lián)一誤差回饋均衡器(EFE)。一旦觀察到DFE以及時序回路的收斂，LEQ分支變成激活的，且LEQ以及EFE系數(shù)已經(jīng)訓(xùn)練。在訓(xùn)練一開始時，在LEQ分支中的硬級別將不會產(chǎn)生在可接受機率內(nèi)的正確決定。因此，BEQ維持動作的且柔級切化器輸出用來計算LEQ分支的切劃器誤差，進(jìn)行均衡器系數(shù)更新。一旦檢測到硬級別切劃器輸出產(chǎn)生在可接受機率的正確決定時，可停止BEQ分支且令LEQ分支進(jìn)入決定導(dǎo)向支操作，使用硬級別切劃器輸出來計算切劃器誤差。EFE的角色為補償由線性均衡器產(chǎn)生的噪聲增強。雖然不正確的切劃器決定也會影響EFE的性能，相對于DFE方式，已大幅降低誤差傳播問題，其中EFE長度通常很短，且在提供給EFE時可利用一硬限制器限制切劃器誤差。


圖1顯示根據(jù)本發(fā)明實施例的超高速以太網(wǎng)絡(luò)收發(fā)器中接收架構(gòu)的方塊圖；圖2顯示根據(jù)本發(fā)明實施例的(Ns+1)/Ns傳輸速率分?jǐn)?shù)間隔回波消除器的方塊圖；圖3顯示根據(jù)本發(fā)明的數(shù)字重取樣器的實施例；圖4顯示根據(jù)本發(fā)明實施例的盲等化(BEQ)分支；圖5顯示根據(jù)本發(fā)明實施例的線性等化(BEQ)分支；圖6顯示2至1多任務(wù)器，選擇柔切劃器輸出或硬切劃器輸出之一作為接收器符號決定；圖7顯示根據(jù)本發(fā)明實施例的導(dǎo)數(shù)通道估計器；圖8顯示根據(jù)本發(fā)明實施例的時序恢復(fù)PLL電路；圖9顯示產(chǎn)生傳輸速率以及(Ns+1)/Ns傳輸速率兩者以分別驅(qū)動DAC以及ADC的頻率合成器方塊圖；圖10顯示主控與從屬模式的典型訓(xùn)練順序；圖11說明主控以及從屬模式的時序相位以及均衡器系數(shù)的細(xì)節(jié)訓(xùn)練序列的流程圖；以及圖12顯示已知噪聲預(yù)估方式以及本發(fā)明的誤差回饋均衡器方式的誤差訊號定義之間的不同。
具體實施例方式
實施例如圖1所示，本發(fā)明的接收器結(jié)構(gòu)1包括混合器10、模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)11、分?jǐn)?shù)間隔回波消除器12、數(shù)字重取樣器13、本地/遠(yuǎn)程時脈產(chǎn)生器14、時序恢復(fù)PLL電路15、盲等化(BEQ)分支16、線性等化(LEQ)分支17以及2至1多任務(wù)器(Mux)18以及導(dǎo)數(shù)通倒估計器19。
BEQ分支16包括判決反饋均衡器161以及柔級別切劃器162，其中LEQ分支17包括線性均衡器171、誤差回饋均衡器172、硬級切劃器173以及誤差級別硬限制器174。這兩分支的說明見后。
ADC 11的取樣率彈性地設(shè)定為(Ns+1)/Ns乘以傳輸速率，其中Ns為等于或大于1的整數(shù)。因此，當(dāng)選擇Ns為1時取樣率等于2倍傳輸速率，當(dāng)Ns變成正無限時取樣率等于傳輸速率。借由選擇Ns在(1，∞)的范圍內(nèi)，該結(jié)構(gòu)采用了介fb于2fb之間的分?jǐn)?shù)傳輸速率取樣。分?jǐn)?shù)傳輸速率的使用提供過取樣因素，允許時序相位選擇在數(shù)字域執(zhí)行，因此無需模擬相位選擇電路且不會加倍ADC速度。因為具有設(shè)定Ns為參數(shù)的彈性，可設(shè)定落在傳輸速率以及兩倍傳輸速率之間適當(dāng)?shù)腁DC速率，以達(dá)成最佳設(shè)計交換(trade-off)，減低模擬電路復(fù)雜度。例如，若Ns選擇為5，本發(fā)明的結(jié)構(gòu)針對超高速以太網(wǎng)絡(luò)的ADC速度要求為150MHz，其大幅低于具有2fb取樣率的接收器中所需的250MHz，同時具有無需復(fù)雜的模擬相位選擇電路的優(yōu)點。
在超高速以太網(wǎng)絡(luò)中，收發(fā)器本身可分成主控以及從屬模式。主控模式收發(fā)器的本地時脈是作為全雙工系統(tǒng)的時序參考。從屬模式收發(fā)器必須使用該時序參考來發(fā)送并接收符號。由于此不同點，主控以及從屬模式的訓(xùn)練序列不同處在于回波消除器、均衡器以及時序恢復(fù)PLL電路的訓(xùn)練順序不同，如圖10所示。首先全雙工系統(tǒng)以半多任務(wù)模式操作，其中僅主控者發(fā)送而從屬者維持安靜。主控者在其半多任務(wù)模式中訓(xùn)練其回波消除器，而同時從屬者訓(xùn)練其均衡器以及時序同步化。一旦主控者收斂其回波消除器以及從屬者收斂其均衡器以及時序同步化時，從屬者開始發(fā)送信號。主控者接著開始其均衡器以及時序訓(xùn)練，同時從屬者訓(xùn)練其回波消除器。如圖10所示，當(dāng)兩邊都完成訓(xùn)練后，主控者以及從屬者兩者都進(jìn)入到全雙工資料模式。
圖2細(xì)節(jié)顯示(Ns+1)/Ns傳輸速率分?jǐn)?shù)間隔回波消除器12結(jié)構(gòu)。在回波消除器訓(xùn)練模式期間，在回波消除器閥延遲線中移動發(fā)送符號移。由于是以傳輸速率發(fā)送符號，而同時回波消除器12在(Ns+1)/Ns傳輸速率下操作，此移動每(Ns+1)個時脈周期暫停以匹配兩種速率。(Ns+1)組的回波消除器權(quán)重系數(shù)用于線性地以循環(huán)方式與閥延遲線中的資料取樣結(jié)合。權(quán)重系數(shù)的每一組對應(yīng)針對(Ns+1)時序相位之一的回波路徑估計?，F(xiàn)有的LMS算法是用于調(diào)整權(quán)重系數(shù)，如圖2右下角所示。各線性結(jié)合器基本電路的系數(shù)更新可以下列表達(dá)hec(m+1)＝hec(m)+αecx(m)b(m)其中，αec為步階尺寸。信號x(m)由下給出x(m)＝r(m)-ec(m)其為ADC輸出，r(m)，減去來自回波消除器輸出的估計回波，ec(m)，并提供給數(shù)字重取樣器13作進(jìn)一步處理。該分?jǐn)?shù)傳輸速率回波消除器移除與回波耦合的頻帶外噪聲的能力，因此比傳輸速率回波消除器更能提供較佳噪聲性能。
圖11顯示主控以及從屬模式中均衡器以及時序相位/頻率偏移量的訓(xùn)練狀態(tài)圖。在此訓(xùn)練初期，CLK_SEL設(shè)定為本地的，而SLICER_SEL設(shè)定為SOFT(柔)無論收發(fā)器在主控或從屬模式。盲激活時序以及等化(BEQ)的程序接著開始?；夭ㄔ诖擞?xùn)練中具有微小或無影響，因為主控模式收發(fā)器在ADC輸出消除回波，以及從屬模式收發(fā)器的發(fā)送器為安靜(不發(fā)送)。
在此BEQ訓(xùn)練模式中，數(shù)字重取樣器13、判決反饋均衡器171、柔級別切劃器172、導(dǎo)數(shù)信道估計器19、時序恢復(fù)PLL電路15共同運作，以在BEQ訓(xùn)練階段收斂到“開眼”的狀態(tài)。如圖3所示，無回波接收信號x(m)是輸入到數(shù)字重取樣器13。數(shù)字重取樣器13包括速率調(diào)整器131、FIR濾波庫132以及多項式結(jié)合器133。該簡單的速率調(diào)整電路131是用于移動一個或兩個x(m)取樣至FIR濾波庫132的閥延遲線中。由時序恢復(fù)PLL電路15產(chǎn)生的1位索引I(n)是用于指示此移動，其中當(dāng)I(N)＝0時對應(yīng)移動一個取樣，而當(dāng)I(n)＝1時，對應(yīng)移動兩個取樣。注意到在速率調(diào)整電路131之前的所有電路是以(Ns+1)/Ns傳輸速率操作，在速率調(diào)整電路131之后以傳輸速率操作。該FIR濾波庫132具有多項式結(jié)構(gòu)形式，如由Farrow，C.W.1988年在IEEE國際座談會電路系統(tǒng)中名稱為「連續(xù)地可變量位延遲組件」的文章所述，其中可同時計算出具有相同時序相位的對應(yīng)導(dǎo)數(shù)取樣，而無需增加許多額外的電路，如圖3所示。若xb(n)為Lx1向量，其第i個元件對應(yīng)FIR濾波庫132的閥延遲線中的第i個元件，而FIR濾波庫132的L輸出由下表示xi(n)=hiTxb(n),i=0,1,KL-1]]>其中hi=hi0hi1Mhi,L-1]]>為Lx1向量，包括在FIR濾波庫132中第i個濾波器的固定的權(quán)重系數(shù)以及上標(biāo)的T代表向量/矩陣移項(transpose)操作。該多項式結(jié)合器133取得來自FIR濾波庫132的L輸出，以及時序恢復(fù)PLL電路15在各傳輸速率時脈產(chǎn)生的由(n)代表的相位位置，計算資料取樣以及導(dǎo)數(shù)取樣如下
y(n)=Σi=0M-1xi(n)μi(n),y′(n)=Σi=0M-1ixi(n)μ(i-1)(n)]]>將資料取樣y(n)接著提供給均衡器區(qū)，且將導(dǎo)數(shù)取樣y’(n)提供給導(dǎo)數(shù)信道估計器19。
如圖4所示，判決反饋均衡器16包括前饋與回饋閥兩者。主閥位置假設(shè)處于D延遲，以及動應(yīng)權(quán)重系數(shù)固定在一。輸入到柔級別切劃器接著由下給出s(n)=y(n-D)-Σi=0D-1y(n-i)hiffe(n)-Σi=1Na~(n-i)hidfe(n)]]>柔級別切劃器決定范圍設(shè)定成{0，±A(n)，±2A(n)，K}。借由假設(shè)三級PAM可輕易理解到的設(shè)定A(n)的設(shè)定，而更多級的歸納則不在此贅述。在初始情況下，A(n)設(shè)定成標(biāo)稱值(nominal value)，使得決定級別等于硬級別切劃器。計算切劃器輸出點落在[-A(n)A(n)]范圍的數(shù)量，也計算切劃器輸出點落在[-A(n)A(n)]范圍之外的數(shù)量。與遠(yuǎn)程發(fā)送符號落在此范圍內(nèi)與外的機率有關(guān)的演繹(a priori)信息是用來決定是否A(n)應(yīng)該增加或減少，以使切劃器輸出點落在此范圍內(nèi)與外的數(shù)量非常接近的匹配遠(yuǎn)程處的機率分布。A(n)的增加或減少是借由簡單的步階尺寸ΔA(n)來控制，其可設(shè)定為小值以確保穩(wěn)定性。注意到此決定級別的調(diào)整僅用于決定切劃器輸出到遠(yuǎn)程發(fā)送符號級別之一的映像(mapping)。切劃器輸出 針對各級別仍設(shè)定為標(biāo)稱值，以確定能計算恰當(dāng)?shù)那袆澠麇e誤。切劃器輸出 接著提供給2至1多任務(wù)器18，并且在此訓(xùn)練階段期間，SLICER_SEL＝SOFT，其意味著a(n)=a~(n).]]>此切劃器誤差，由s(n)-a(n)計算，是用于更新前饋以及回饋系數(shù)如下列所示hiffe(n+1)=hiffe(n)+αffey(n-i)[s(n)-a(n)],i=0,1,KD-1]]>hidfe(n+1)=hidfe(n)+αdfea(n-i)[s(n)-a(n)],i=1,2,KN]]>其中為αffe以及αdfe步階尺寸。
切劃器輸出a(n)也用于估計信道導(dǎo)數(shù)，如圖7所示，其中切劃器輸出的序列線性結(jié)合是在導(dǎo)數(shù)信道估計器9中適應(yīng)性地調(diào)整，以估計導(dǎo)數(shù)取樣y’(n)。該估計是通過最小均數(shù)平方的最小劃來達(dá)成，其中權(quán)重系數(shù)如下般更新dchi(n+1)＝dchi(n)+αdcha(n-i)edch(n)，i＝0，1，K J其中αdch為步階尺寸，以及edch(n)=y′(n)-Σi=0Jdchi(n)a(n-i)]]>為在時間n的實時估計誤差。所得的權(quán)重系數(shù)為導(dǎo)數(shù)信道反應(yīng)閥估計，以及在主線位置所估計的導(dǎo)數(shù)的負(fù)值，-dchΔ(n)，是作為時序誤差以驅(qū)動時序恢復(fù)PLL電路15，如圖8所示。注意到Δ為對應(yīng)到導(dǎo)數(shù)信道估計器中希望的先進(jìn)(pre-cursor)數(shù)量。當(dāng)令dchΔ(n)變?yōu)榱銜r，該狀態(tài)意味著主線是在對應(yīng)信道反應(yīng)的最高點作取樣，因此信號對噪聲比可最大化。
如圖8所示，時序恢復(fù)PLL電路15包括第二階回路過濾器151、相位積分器152以及相位盤繞器153，產(chǎn)生以I(n)以及μ(n)表示的相位估計。該第二階回路過濾器151作為在相位積分器152前過濾掉時序誤差抖動(jitter)，以將時序相位估計平坦化。從傳輸速率取樣相位到(Ns+1)/Ns傳輸速率相位的轉(zhuǎn)變是借由使用校正因子來執(zhí)行，該校正因子包括將相位誤差Δφ(n)乘以(Ns+1)/Ns再減去1/Ns，如圖8所示。簡單的相位盤繞器153用于在相位積分器152輸出執(zhí)行相位盤繞并具有下列函數(shù)I(n)＝1，μ(n)＝θ(n)+1，若θ(n)＜-0.5I(n)＝0，μ(n)＝θ(n)，除此之外注意到在相位盤繞器153之后θ(n)與μ(n)兩者皆限制在-0.5至0.5范圍內(nèi)。將所得的1位索引I(n)以及標(biāo)準(zhǔn)化的相位值μ(n)回饋到數(shù)字重取樣器13，以針對新估計的時序相位，其完成了“盲”等化以及時序恢復(fù)回路。未經(jīng)過調(diào)整的相位誤差，Δφ(n)，也提供給本地/遠(yuǎn)程時脈產(chǎn)生器14，如圖9所示。注意到在盲激活階段，CLK_SEL設(shè)定成LOC(本地)，因此用于驅(qū)動ADC的(Ns+1)/Ns傳輸速率時脈是與本地傳輸速率時脈fb_loc同步化，無論發(fā)送器是在主控或從屬模式。
在盲等化以及時序收斂到“開眼”狀態(tài)后，也就是切劃器主要地再生遠(yuǎn)程發(fā)送符號序列的延遲形式時，主控模式接收器可直接切換到訓(xùn)練線性均衡器以及誤差反饋系數(shù)。針對從屬模式接收器，需要繼續(xù)訓(xùn)練時序回路，以學(xué)習(xí)頻率位移(遠(yuǎn)程發(fā)送器以及本地接收器之間的傳輸速率差異，超高速以太網(wǎng)絡(luò)可高達(dá)±100PPM)到可接受的程度內(nèi)。實際地，此頻率位移可從如圖8所示的時序恢復(fù)PLL電路15中的第二階回路過濾器151的較低分支中的延遲單元觀察到。一旦取得此頻率位移，CLK_SEL可改變成REM，使ADC時脈頻率切換到與遠(yuǎn)程發(fā)送器時脈頻率同步。如圖9所示，未經(jīng)調(diào)整的相位誤差，Δφ(n)，是用于驅(qū)動于本地/遠(yuǎn)程時脈產(chǎn)生器電路14中的積分器141、相位限制器142以及頻率合成器143，以合成遠(yuǎn)程傳輸速率時脈fb_rem。簡單的頻率乘法器144易用于產(chǎn)生對應(yīng)的(Ns+1)/Ns·fb分?jǐn)?shù)傳輸速率時脈。一旦獲得頻率位移后，此時脈實際上收斂成與遠(yuǎn)程發(fā)送傳輸速率同步。因為可借由此本地/遠(yuǎn)程時脈產(chǎn)生器電路14快速地校正頻率位移，在時序恢復(fù)PLL電路15中第二階回路過濾器151的較低分支中的延遲單元應(yīng)設(shè)定為零以避免“重復(fù)補償”。在此從屬模式的時脈切換操作期間，凍結(jié)判決反饋均衡器的系數(shù)會較為穩(wěn)定，避免會造成均衡器偏離的任何瞬間(transient)效應(yīng)。也需要再重新收斂時序相位位置，因為合成的fb_rem僅追蹤遠(yuǎn)程時脈的頻率而非最佳相位未置。不在模擬域中追蹤相位的直接結(jié)果為無需任何復(fù)雜的模擬相未選擇電路，且借由數(shù)字重取樣器的使用，相位調(diào)整的工作是在數(shù)字域中執(zhí)行，即使在ADC時脈已與遠(yuǎn)程時脈頻率上同步。
再次參考圖11，在時序相位重新收斂到最佳設(shè)定后，可再度達(dá)到“開眼”狀態(tài)。從屬接收器現(xiàn)在可切換到訓(xùn)練線性均衡器以及誤差回饋均衡器，如同在主控模式中。在訓(xùn)練初期，SLICER_SEL設(shè)定到SOFT(柔)，使得從BEQ16的決定可用于計算切劃器誤差以更新線性以及誤差回饋均衡器171與172。僅在LEQ分支17收斂到“開眼”狀態(tài)時，才應(yīng)將SLICER_SEL設(shè)定成HARD(硬)，以激活決定導(dǎo)向模式。如圖5所示，線性均衡器171以及誤差回饋均衡器172的更新由下給出hileq(n+1)=hileq(n)+αleqy(n-i)[s‾(n)-a(n)],i=0,1,KK-1]]>hiefe(n+1)=hiefe(n)+αffeeefe(n-i)[s‾(n)-a(n)],i=1,2,K,I]]>其中αleq以及αffe為步階尺寸，以及eefe(n-i)＝s(n-i)-a(n-i)，i＝1，2，…，I為切劃器誤差的延遲形式。切劃器輸入是線性均衡器輸出以及誤差回饋均衡器輸出的結(jié)合如下s‾(n)=Σi=0K-1hileq(n)y(n-i)-Σi=1Ihiefe(n)eefe(n-i)]]>在LEQ收斂后，接收器將進(jìn)入資料模式。硬限制器174也可用于在提供給誤差回饋均衡器172之前限制切劃器的誤差。應(yīng)注意到誤差回饋均衡器(EFE)172與美國專利案號5,784,415以及由Eybuoglu，M.V.發(fā)表的文獻(xiàn)中現(xiàn)有估計噪聲方式不同。如圖12所示，傳統(tǒng)的噪聲估計方法中，產(chǎn)生的誤差信號是切劃器輸出以及線性均衡器輸出之差。接著使用線性估計過濾器來估計此誤差，并用來消除在線性均衡器輸出的“有顏色(colored)”的噪聲。本發(fā)明的EFE方法中，產(chǎn)生的誤差信號為切劃器輸出以及切劃器輸入之差。因為切劃器輸出包括線性均衡器171輸出以及EFE 172輸出兩者，誤差信號并非如同在線性估計方法中般為“有顏色”的噪聲。在收斂狀態(tài)下，在此定義出的誤差信號具有較少噪聲，且其代表在切劃器輸入的所有未被消除的噪聲結(jié)合。EFE172因此扮演適應(yīng)性地追蹤這些噪聲成分并用時變(time-varing)方式予以消除的角色。
權(quán)利要求
1.一種適用于全雙工多電平脈幅調(diào)變收發(fā)器的接收器，接收并調(diào)變由遠(yuǎn)程發(fā)送器以傳輸速率發(fā)送的模擬信號，其特征在于，該接收器包括模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，轉(zhuǎn)換接收到的該模擬信號到具有分?jǐn)?shù)傳輸速率的數(shù)字取樣；數(shù)字重取樣器，將具有任意時序相位的分?jǐn)?shù)傳輸速率的取樣轉(zhuǎn)換成傳輸速率的資料取樣以及傳輸速率的導(dǎo)數(shù)取樣，該兩個取樣均位于最佳時序相位；等化單元，接收該傳輸速率資料取樣以適應(yīng)性地以傳輸速率執(zhí)行信道等化；以及時序恢復(fù)回饋單元，接收該傳輸速率的資料取樣，借由接收該傳輸速率導(dǎo)數(shù)取樣以及來自該等化單元的輸出，適應(yīng)性定位該最佳時序相位并輸出該時序相位的估計回該數(shù)字重取樣器。
2.如權(quán)利要求1所述的接收器，其特征在于，該分?jǐn)?shù)傳輸速率是借由將(NS+1)除以NS并乘以該傳輸速率，其中NS是等于或大于1的整數(shù)。
3.如權(quán)利要求2所述的接收器，其特征在于，該接收器還包括分?jǐn)?shù)間隔回波消除器，由來自收發(fā)器中以傳輸速率取樣時脈操作的本地發(fā)送器的發(fā)送符號所驅(qū)動。
4.如權(quán)利要求3所述的接收器，其特征在于，該分?jǐn)?shù)間隔回波消除器包括用于移動該發(fā)送符號的閥延遲線，每(NS+1)時脈周期暫停一次該移動。
5.如權(quán)利要求1到3項中任一項所述的接收器，其特征在于，該數(shù)字重取樣器包括速率調(diào)整電路、濾波庫以及多項式結(jié)合器，該速率調(diào)整器用于耦合(NS+1)/NS傳輸速率以及傳輸速率之間的速率，該資料取樣以及導(dǎo)數(shù)取樣兩者均根據(jù)來自濾波庫的相同的輸出由多項式結(jié)合器產(chǎn)生。
6.如權(quán)利要求5所述的接收器，其特征在于，該速率調(diào)整電路將輸入的信號取樣根據(jù)來自該時序恢復(fù)回饋單元的1位的索引移動進(jìn)入濾波庫的閥延遲線中，以及其中該多項式結(jié)合器取得來自濾波庫的輸出以及該時序恢復(fù)回饋單元在每傳輸速率時脈產(chǎn)生的相位位置，并計算該傳輸速率的資料取樣以及該傳輸速率的導(dǎo)數(shù)取樣。
7.如權(quán)利要求1或3所述的接收器，其特征在于，該等化單元包括具有固定在一主線閥的判決反饋均衡器，以及由適應(yīng)性級別控制的柔級別切劃器，根據(jù)將該切劃器輸出點分布與在該遠(yuǎn)程發(fā)送端關(guān)于此分布的演繹信息來更新該適應(yīng)性級別。
8.如權(quán)利要求1或3所述的接收器，其特征在于，該等化單元包括盲激活等化電路，在接收器激活階段執(zhí)行信道等化；以及線性等化電路，在接收器恒穩(wěn)態(tài)時執(zhí)行信道等化。
9.如權(quán)利要求8所述的接收器，其特征在于，該BEQ電路包括判決反饋均衡器以及柔級別切劃器。
10.如權(quán)利要求8所述的接收器，其特征在于，該LEQ電路包括線性均衡器以及硬級別切劃器。
11.如權(quán)利要求10所述的接收器，其特征在于，該LEQ電路還包括誤差回饋均衡器，用于線性適應(yīng)性地補償由該線性均衡器產(chǎn)生的加強噪聲，其中由誤差回饋等化產(chǎn)生的該誤差為該硬級別切劃器的輸入與輸出之差。
12.如權(quán)利要求10所述的接收器，其特征在于，該LEQ電路還包括硬限制器，限制該硬級別切劃器的誤差級別來降低誤差傳播。
13.如權(quán)利要求1所述的接收器，其特征在于，該時序恢復(fù)回饋單元包括導(dǎo)數(shù)信道估計器，使用該化單元的輸出產(chǎn)生時序相位誤差，以估計接收自該數(shù)字重取樣器的該傳輸速率的導(dǎo)數(shù)取樣；以及時序恢復(fù)鎖相回路電路，接收該時序相位誤差并產(chǎn)生最佳時序相位未置的估計以提供給該數(shù)字重取樣器。
14.如權(quán)利要求13所述的接收器，其特征在于，當(dāng)在該導(dǎo)數(shù)信道估計器中主線閥位置的信道反應(yīng)的第一階導(dǎo)數(shù)驅(qū)使成為零時，統(tǒng)計上定義零時序相位誤差。
15.如權(quán)利要求13所述的接收器，其特征在于，該時序恢復(fù)PLL電路包括第二階回路過濾器以及積分器，將該時序相位誤差提供給該積分器之前，借由簡單大小調(diào)整以及減算來調(diào)整該時序相位誤差，產(chǎn)生在可提供給該數(shù)字重取樣器的分?jǐn)?shù)傳輸速率領(lǐng)域的相位，且有效地借由該1位索引代表相位的輸出。
全文摘要
本發(fā)明提供一種用于全雙工多準(zhǔn)位PAM系統(tǒng)的新穎接收器，該接收器利用模擬數(shù)字轉(zhuǎn)換器(ADC)，具有彈性設(shè)定成(N
文檔編號H04L27/06GK1878155SQ200510074959
公開日2006年12月13日 申請日期2005年6月6日 優(yōu)先權(quán)日2005年6月6日
發(fā)明者曾慶義, 嚴(yán)明洲, 柯瑞泰, 蔡昆穎 申請人:金麗科技股份有限公司