專利名稱：級(jí)聯(lián)h橋型多電平變流器觸發(fā)脈沖的快速生成方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明涉及一種變流器開關(guān)觸發(fā)脈沖的形成方法，尤其是一種針對(duì)級(jí)聯(lián)H橋型多 電平變流器開關(guān)器件所采取的觸發(fā)脈沖的快速生成方法。
背景技術(shù)：
在應(yīng)用于級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器的眾多開關(guān)調(diào)制策略中，載波相移正弦脈寬調(diào) 制(carrier phase-shifted sine pulse width modulation, CPS-SPWM)技術(shù)由于具有等 效開關(guān)頻率高、輸出電壓諧波含量小、信號(hào)傳輸帶寬寬以及控制方法簡(jiǎn)單等優(yōu)良特性而被 廣泛使用，但對(duì)該項(xiàng)技術(shù)來(lái)說(shuō)，采用不同的脈沖實(shí)現(xiàn)方法，不但對(duì)變流器輸出電壓的精度、 實(shí)時(shí)性等性能有著重要的影響，而且決定了 CPS-SPWM技術(shù)實(shí)現(xiàn)時(shí)的采樣頻率以及算法的 復(fù)雜程度。本發(fā)明所述技術(shù)主要針對(duì)級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器開關(guān)器件，基于CPS-SPWM的 脈沖調(diào)制技術(shù)，按照本發(fā)明特定的采樣方法、采樣時(shí)序以及占空比的算法，快速的形成變流 器各開關(guān)器件的觸發(fā)脈沖。在現(xiàn)有的CPS-SPWM脈沖實(shí)現(xiàn)方法中，存在最為常見的兩種方法一種是基于對(duì)稱 規(guī)則采樣法的脈沖生成方法，如圖1所示，該方法在一個(gè)三角載波周期中只采集一次調(diào)制 波，同時(shí)只計(jì)算一次占空比值，當(dāng)該占空比數(shù)據(jù)和載波計(jì)數(shù)器增、減計(jì)數(shù)值相匹配時(shí)，形成 觸發(fā)脈沖的上升沿和下降沿；另一種是基于不對(duì)稱規(guī)則采樣法的脈沖生成方法，如圖2所 示，該方法在一個(gè)三角載波周期中的峰和谷各采集一次調(diào)制波，并且分別計(jì)算相應(yīng)的占空 比值，當(dāng)占空比數(shù)據(jù)分別和載波計(jì)數(shù)器增、減計(jì)數(shù)值相配比時(shí)，形成觸發(fā)脈沖的上升沿和下 降沿。第一種方法中，由于采樣點(diǎn)少，因此生成的SPWM觸發(fā)脈沖精度低，變流器輸出 SPWM電壓諧波含量大；第二種方法中，相對(duì)于第一種方法，雖然生成的SPWM觸發(fā)脈沖精度 高，但采樣點(diǎn)和計(jì)算量也增加了一倍，當(dāng)采樣頻率較高時(shí)，對(duì)于處理器的數(shù)據(jù)處理能力要求 比較高。

發(fā)明內(nèi)容
本發(fā)明的目的是解決現(xiàn)有變流器開關(guān)SPWM觸發(fā)脈沖形成技術(shù)中觸發(fā)脈沖生成精 度與采樣點(diǎn)數(shù)、計(jì)算工作量的矛盾，提供一種級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器的CPS-SPWM觸發(fā)脈 沖生成方法，按照本發(fā)明特定的采樣方法、采樣時(shí)序以及占空比的算法，快速形成變流器開 關(guān)器件的觸發(fā)脈沖。按照本發(fā)明提供的技術(shù)方案，所述級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器觸發(fā)脈沖的快速生成 方法包含如下具體步驟1)將相關(guān)參數(shù)設(shè)定如下變流器H橋級(jí)聯(lián)單元數(shù)為N ；采樣周期為Ts，采樣時(shí)刻為 tn, η = 1,2, ...,2Ν ;0!￡1、0!￡2、0!￡3、0!￡4分別為各!1橋左橋臂上、下和右橋臂上、下開關(guān)器件， Ρχ 、Ρχ2、Ρχ3、 Px4 分另1J 為 Dxl、Dx2、Dx3、Dx4 的角蟲發(fā)脈沖，dxl、dx2、dx3、dx4 分另ll 為 Dxl、Dx2、Dx3、Dx4 的 觸發(fā)脈沖占空比值，Txl、Tx2、Tx3、Tx4分別為Dx1、Dx2、Dx3、Dx4的載波計(jì)數(shù)器，T
xlCMP、TX2CMP、Tx3CMP、Tx4cmp分別為Txl、Tx2、Tx3、Tx4的存放占空比數(shù)據(jù)的計(jì)數(shù)器比較寄存器，χ = 1，2，. . .，N ；、時(shí)刻，采樣調(diào)制波Us，計(jì)算占空比dn或d14，d14= dn ；2)將dn、d14分別加載到計(jì)數(shù)器比較寄存器T1icmp和T14cmp ；3)t2時(shí)刻，清零T11開始增計(jì)數(shù)，生成P11的下降沿；同時(shí)，重載T14并開始減計(jì)數(shù)， 生成P14的上升沿；4)重復(fù)步驟1) 3)，依次在t2，t3，. . .，tN時(shí)刻采樣調(diào)制波Us，計(jì)算占空比d21或 d24，d31 或 d34，. . .，dm 或 dN4，并在 t3，t4，. . .，tN+1 時(shí)刻清零 T21，T31，...，Tni 開始增計(jì)數(shù)，生 成P21，P31，...，Pni的下降沿；同時(shí)，重載T24，T34，...，Tn4并開始減計(jì)數(shù)，生成P24，P34，..., Pn4的上升沿；5) tN+1時(shí)刻，采樣調(diào)制波Us，計(jì)算占空比d14或dn，dn = d14 ；6)將d14、dn分別加載到計(jì)數(shù)器比較寄存器T14cmp和T1icmp ；7) tN+2時(shí)刻，清零T14開始增計(jì)數(shù)，生成P14的下降沿；同時(shí)，重載T11并開始減計(jì)數(shù)， 生成P11的上升沿；8)重復(fù)步驟5) 7)，依次在tN+2，tN+3，. . .，t2N時(shí)刻采樣調(diào)制波us，計(jì)算占空比d24 或 d21, d34 或 d31, · · · , dN4 或 dN1,并在 tN+3, tN+4, . . . , t2N+1 時(shí)亥丨J清零 T24, T34, · · · , TN4 開始增 計(jì)數(shù)，生成P24，P34，...，Pn4的下降沿；同時(shí)，重載T21，T31，...，Tni并開始減計(jì)數(shù)，生成P21， P31，...，PN1的上升沿；9)步驟8)中的t2N+1時(shí)刻同時(shí)也是下一個(gè)載波周期的、時(shí)刻，至此進(jìn)入下一個(gè)脈 沖生成周期。本發(fā)明的優(yōu)點(diǎn)是本發(fā)明所述的級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器觸發(fā)脈沖的快速生成方 法，與現(xiàn)有第一種技術(shù)相比，生成的SPWM觸發(fā)脈沖精度高；與現(xiàn)有第二種技術(shù)相比，采樣點(diǎn) 和計(jì)算工作量減小一半；且基于本發(fā)明技術(shù)的變流器輸出電壓的基波分量與調(diào)制波之間的 延時(shí)小，即觸發(fā)脈沖生成速度快。


圖1是基于對(duì)稱規(guī)則采樣法的SPWM脈沖生成方法示意圖。圖2是基于不對(duì)稱規(guī)則采樣法的SPWM脈沖生成方法示意圖。圖3是5級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器的單相主電路結(jié)構(gòu)圖。圖4是5級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器的CPS-SPWM脈沖生成時(shí)序圖。圖5是占空比dn和d14算法的局部放大圖。圖6是本發(fā)明H橋功率單元左橋臂和右橋臂觸發(fā)脈沖Pxl和Px4的形成過(guò)程示意 圖。圖7是正序調(diào)制波、基于本發(fā)明技術(shù)以及現(xiàn)有技術(shù)裝置交流側(cè)輸出電壓的基波分 量仿真波形圖。
具體實(shí)施例方式下面結(jié)合附圖和實(shí)施例對(duì)本發(fā)明作進(jìn)一步說(shuō)明。本發(fā)明是針對(duì)級(jí)聯(lián)H橋型多電 平變流器開關(guān)器件所采取的一種基于載波相移正弦脈寬調(diào)制(carrier phase-shifted SPWM, CPS-SPWM)技術(shù)的觸發(fā)脈沖快速生成方法。
如圖3所示，級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器的級(jí)聯(lián)數(shù)N取5。Dxl, Dx2, Dx3、Dx4分別為各 H橋左橋臂上、下和右橋臂上、下開關(guān)器件；ux為各單元交流側(cè)輸出SPWM電壓；u為裝置輸出 總電壓；Ud。為各單元直流側(cè)電壓，χ = 1，2，. . .，5。裝置采用基于CPS-SPWM的單極性開關(guān) 調(diào)制方法，各單元載波Urx相互錯(cuò)開采樣時(shí)間Ts。裝置的CPS-SPWM脈沖生成時(shí)序如圖4所 示，載波Urx的相位與Ur;相差180°，Us為SPWM調(diào)制波。此時(shí)，CPS-SPWM脈沖生成時(shí)序描 述為在tn時(shí)刻(η = 1，2，. . .，10，tk+1-tk = Ts為一個(gè)采樣周期)采樣調(diào)制波us，根據(jù)本發(fā) 明的采樣方法，依次生成SPWM觸發(fā)脈沖Pxl和Px4，分別對(duì)應(yīng)觸發(fā)Dxl和Dx4 ；Dx2,Dx3的觸發(fā)脈 沖Px2、Px3分別與Pxl、Px4相反，實(shí)際應(yīng)用中加死區(qū)延時(shí)。此外，在實(shí)際應(yīng)用中，載波并不以具 體波形存在，而代之以雙向計(jì)數(shù)器，這里定義計(jì)數(shù)器Txl和Tx4，分別對(duì)應(yīng)載波Urx和Ur;；另設(shè) Tx1cmp和Tx4qip分別為Txl和Tx4的比較寄存器。具體步驟如下。1)根據(jù)圖2，對(duì)于同一個(gè)觸發(fā)脈沖的生成，如P11,分別在、和t6時(shí)刻都進(jìn)行了采 樣，脈沖生成的采樣頻率比對(duì)稱規(guī)則采樣法高出了 1倍。但實(shí)際上，參照?qǐng)D4本發(fā)明所述脈 沖生成時(shí)序，t6時(shí)刻也對(duì)應(yīng)觸發(fā)脈沖P14生成的采樣時(shí)刻，因此，總體上來(lái)說(shuō)，采樣頻率沒(méi)有 提高，只是同一采樣時(shí)刻要進(jìn)行兩個(gè)占空比值的計(jì)算，如t6時(shí)刻，分別要計(jì)算P14和P11的占 空比d14和dn。此時(shí)，只要證明d14等于dn，即可說(shuō)明該方法不需增加計(jì)算工作量，證明過(guò) 程如下參照?qǐng)D5，設(shè)載波周期為T。，則Twll = dnT。、Twl4 = d14T。，顯然存在等式(Tc-Twll)/2 = (Tc-Twl4)/2解得Twll = Twl4，也即dn = d14，由此可知，任何采樣時(shí)刻只需進(jìn)行一次占空比計(jì)算， 而不需增加額外的計(jì)算工作量。Twll為占空比dn對(duì)應(yīng)在T。中所占有的時(shí)間寬度，Twl4同理， 都是中間變量。tl時(shí)刻，采樣調(diào)制波Us，計(jì)算占空比dn或d14，且有d14 = dn，即只需執(zhí)行一次占空 比運(yùn)算。2)將dn、d14分別加載到指定載波計(jì)數(shù)器比較寄存器T1icmp和Τ14α(Ρ。3) t2時(shí)刻，清零T11開始增計(jì)數(shù)，當(dāng)T11的計(jì)數(shù)值和T1icmp的數(shù)值相匹配時(shí)，生成P11 的下降沿；同時(shí)，重載T14并開始減計(jì)數(shù)，當(dāng)T14的計(jì)數(shù)值和T14qip的數(shù)值相匹配時(shí)，生成P14的 上升沿，參照?qǐng)D6。4)重復(fù)步驟1) 3)，依次在t2.....t5時(shí)刻采樣us，計(jì)算占空比d21 (d24).....
d51 (d54)，并在t3.....t6時(shí)刻清零T21.....T51開始增計(jì)數(shù)，生成P21.....P51的下降沿；同
時(shí)，重載T24.....T54并開始減計(jì)數(shù)，生成P24.....P54的上升沿，具體過(guò)程參照?qǐng)D4。5)t6時(shí)刻，采樣調(diào)制波Us，計(jì)算占空比d14和dn，且有dn = d14，即只需執(zhí)行一次占 空比運(yùn)算。6)將d14、dn分別加載到指定載波計(jì)數(shù)器比較寄存器T14qip和Τηα(Ρ。7) t7時(shí)刻，清零T14開始增計(jì)數(shù)，當(dāng)T14的計(jì)數(shù)值和T14qip的數(shù)值相匹配時(shí)，生成P14 的下降沿；同時(shí)，重載T11并開始減計(jì)數(shù)，當(dāng)T11的計(jì)數(shù)值和T1icmp的數(shù)值相匹配時(shí)，生成P11的 上升沿，參照?qǐng)D6。8)重復(fù)步驟5) 7)，依次在t7.....t10時(shí)刻采樣us，計(jì)算占空比d24 (d21).....
d54 (d51)，并在t8.....tn時(shí)刻清零T24.....T54開始增計(jì)數(shù)，生成P24.....P54的下降沿；同
時(shí)，重載T21.....T51并開始減計(jì)數(shù)，生成P21.....P51的上升沿，具體過(guò)程參照?qǐng)D4。
9)步驟8)中的tn時(shí)刻，實(shí)際上是下一個(gè)載波周期的、時(shí)刻。至此，進(jìn)入下一個(gè) 脈沖生成周期，過(guò)程同步驟1) 8)。仿真模型參照?qǐng)D3，直流側(cè)電壓Ude = 100V，載波頻率1/T。= 400Hz。圖7為正弦 調(diào)制波、基于本發(fā)明技術(shù)以及現(xiàn)有技術(shù)變流裝置交流側(cè)輸出電壓的基波分量仿真波形，依 次設(shè)為UfQ、Ufl及Uf2。由圖可見，在相位上，Ufl相對(duì)Uftl產(chǎn)生的延時(shí)比Uf2相對(duì)Uftl產(chǎn)生的延 時(shí)小，即本發(fā)明所述級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器觸發(fā)脈沖的生成方法具有較快的生成速度。
權(quán)利要求
1.級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器觸發(fā)脈沖的快速生成方法，其特征是包括以下步驟1)變流器H橋級(jí)聯(lián)單元數(shù)為N;采樣周期為Ts，采樣時(shí)刻為tn，η= 1，2，...，2N;Dxl、 Dx2> Dx3、Dx4分別為各H橋左橋臂上、下和右橋臂上、下開關(guān)器件，Pxl> Px2> Px3、Px4分別為Dxl、 Dx2>Dx3>Dx4的觸發(fā)脈沖，dxl、dx2、dx3、dx4分別為Dxl、Dx2、Dx3、Dx4的觸發(fā)脈沖占空比值，Txl、Tx2、 Τχ3> Tx4 分另1J 為 Dxl > Dx2 > Dx3> Dx4 白勺載波計(jì)數(shù)i，Tx1cmp> Tx2cmp> Tx3cmp> Tx4cmp 分另1J 為 Txl > Tx2 > Tx3> Tx4 的存放占空比數(shù)據(jù)的計(jì)數(shù)器比較寄存器，χ = 1,2,...,N；、時(shí)刻，采樣調(diào)制波Us，計(jì)算占空比dn或d14，d14 = dn ；2)將dn、d14分別加載到計(jì)數(shù)器比較寄存器Tnw和T14w；3)t2時(shí)刻，清零T11開始增計(jì)數(shù)，生成P11的下降沿；同時(shí)，重載T14并開始減計(jì)數(shù)，生成 P14的上升沿；4)重復(fù)步驟1) 3)，依次在t2，t3，.. .，tN時(shí)刻采樣調(diào)制波Us，計(jì)算占空比d21或d24， d31 或 d34，. . .，dN1 或 dN4，并在 t3，t4，. . .，tN+1 時(shí)刻清零 T21，T31，...，Tni 開始增計(jì)數(shù)，生成 P21，P31，...，Pni的下降沿；同時(shí)，重載T24，T34，...，Tn4并開始減計(jì)數(shù)，生成 P34，· · ·， N4 的上升沿；5)tN+1時(shí)刻，采樣調(diào)制波us，計(jì)算占空比d14或dn，dn = d14；6)將d14、dn分別加載到計(jì)數(shù)器比較寄存器T14w和Tnw；7)tN+2時(shí)刻，清零T14開始增計(jì)數(shù)，生成P14的下降沿；同時(shí)，重載T11并開始減計(jì)數(shù)，生成 P11的上升沿；8)重復(fù)步驟5) 7)，依次在tN+2，tN+3，.. .，t2N時(shí)刻采樣調(diào)制波us，計(jì)算占空比d24或 d21，d34 $ d31，· · ·，dN4 $ d Ni，并在 ν+3' tN+4，· · ·， 2Ν+1 時(shí)刻fe 零 T24，T34，· · ·，Tn4 開始增計(jì)數(shù)， 生成P24，P34，...，Pn4的下降沿；同時(shí)，重載T21，T31，...，TN1并開始減計(jì)數(shù)，生成P21，P31，...， Pni的上升沿；9)步驟8)中的t2N+1時(shí)刻同時(shí)也是下一個(gè)載波周期的、時(shí)刻，至此進(jìn)入下一個(gè)脈沖生 成周期。
全文摘要
本發(fā)明涉及一種級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器開關(guān)觸發(fā)脈沖的形成方法，屬于電力電子變流器開關(guān)調(diào)制技術(shù)領(lǐng)域。本發(fā)明主要針對(duì)現(xiàn)有變流器開關(guān)SPWM觸發(fā)脈沖形成技術(shù)中觸發(fā)脈沖生成精度與采樣點(diǎn)數(shù)、計(jì)算工作量的矛盾，提出一種基于載波相移正弦脈寬調(diào)制(CPS-SPWM)技術(shù)的級(jí)聯(lián)H橋型多電平變流器開關(guān)觸發(fā)脈沖生成方法，按照本發(fā)明特定的采樣方法、采樣時(shí)序以及占空比的算法，快速形成變流器開關(guān)的SPWM觸發(fā)脈沖。采用該方法，與現(xiàn)有基于對(duì)稱規(guī)則采樣法的CPS-SPWM脈沖生成技術(shù)相比，生成的SPWM觸發(fā)脈沖精度高；與現(xiàn)有基于不對(duì)稱規(guī)則采樣法的CPS-SPWM脈沖生成技術(shù)相比，采樣點(diǎn)和計(jì)算工作量減小一半。此外，該方法下變流器輸出電壓的基波分量與調(diào)制波之間的延時(shí)小，即觸發(fā)脈沖生成速度快。
文檔編號(hào)H02M7/483GK102005959SQ20101057233
公開日2011年4月6日 申請(qǐng)日期2010年12月3日 優(yōu)先權(quán)日2010年12月3日
發(fā)明者許勝 申請(qǐng)人:江南大學(xué)