專利名稱：直接轉(zhuǎn)換接收機的制作方法
技術(shù)領(lǐng)域：
本發(fā)明總地涉及直接轉(zhuǎn)換接收機(或零差接收機)，它將所接收的信號分成同相(I)和正交(Q)分量，同時也減少由于混頻器的非線性而產(chǎn)生的二次互調(diào)和調(diào)諧的本振上的反饋。
背景技術(shù)：
超外差接收機是現(xiàn)代通訊裝置中應(yīng)用最廣的接收機。這種接收機可在家庭、辦公室或汽車的電視機、電話或收音機上找到。超外差接收機將(載波頻率為f1的)輸入射頻(RF)信號與本機振蕩器所產(chǎn)生的(在頻率f2)正弦信號混頻(或相乘)。所生成的輸出信號包括兩個對輸入信號頻移的中心在組合頻率的和以及差上的頻率(f1+f2和f1-f2)。最為典型的是，最高頻率分量(在以f1+f2為中心)被用帶通濾波器濾波且輸出信號僅含中頻(IF)分量(以f1-f2為中心)。在高性能的超外差接收機中，這種處理要重復(fù)幾次。
盡管超外差接收機用得很廣，但它們卻用了諸如帶通濾波器之類昂貴和不能集成的RF和IF元件。結(jié)果，超外差接收機不能理想地用在諸如移動電話、尋呼機、無繩電話等體積小成本低的移動通信系統(tǒng)中。
諸如直接轉(zhuǎn)換接收機(或零差接收機)的另類接收機是已知的技術(shù)并相對于超外差接收機具有明顯的優(yōu)點。圖1傳統(tǒng)的直接轉(zhuǎn)換接收機將輸入信號直接轉(zhuǎn)換成同相基帶分量和正交分量而不必在途中轉(zhuǎn)成中頻信號。此傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)換接收機的工作很簡單。(可被數(shù)學(xué)地表示為g(t)＝gi(t)cos(2πf1t)-gqsin(2πf1t)的)輸入帶通信號g(t)可在RF輸入上接收并通過預(yù)選濾波器1和低噪聲放大器(LNA)2。預(yù)選濾波器1就是一個帶通濾波器，使所要的信號g(t)通過并將帶外假信號阻掉。在大多數(shù)的應(yīng)用中，預(yù)選濾波器的帶寬遠大于所要信號的帶寬。此外，除所要的信號外，該預(yù)選濾波器可讓不需要的信號通過。
在通過了預(yù)選濾波器1之后，信號g(t)被分離，并通過兩個混頻器3，3′發(fā)送出去。在上混頻器3′中，信號g(t)與正弦波混頻，調(diào)諧到與諸如cos(2πf1t)的載頻相同的頻率上。在下混頻器3中，信號g(t)與在上混頻器3′中的同樣正弦波混頻，但其相位差π/2(例如sin(2πf1t))?；祛l器3，3′以基帶為中心產(chǎn)生所要信號g(t)的同相分量gi(t)和正交分量gq(t)以及兩倍的載頻(2fc)。由低通濾波器6，6′消除高頻分量，并由放大器7，7′最終放大同相和正交信號。
直接轉(zhuǎn)換接收機相比于最普通的超外差接收機有幾個優(yōu)點。第一，直接轉(zhuǎn)換接收機直接將輸入信號轉(zhuǎn)換成其基帶信號并省去了最初將RF信號轉(zhuǎn)成IF信號的步驟。因此，可省去所有的中頻濾波器、混頻器和放大器，并使電路得以簡化。第二，除預(yù)選濾波器外，直接轉(zhuǎn)換接收機僅采用低通濾波器而不是帶通濾波器。一般來講，與帶通濾波器相比低通濾波器易于集成在一單個芯片上。因此，可在單個集成電路上大量地構(gòu)造直接轉(zhuǎn)換接收機，這使得它比超外差接收機體積小價格低。
在直接轉(zhuǎn)換接收機相對于超外差接收機具有多個優(yōu)點的同時，也應(yīng)看到傳統(tǒng)的直接轉(zhuǎn)換接收機也有些缺點。傳統(tǒng)直接轉(zhuǎn)換接收機的一個問題是混頻器中出現(xiàn)的二次失真。二次失真的引起是由于混頻器是固有的非線性器件的緣故。當(dāng)測出在所要信號上的頻道外RF信號時，混頻器的非線性在基帶加直流偏置上產(chǎn)生所要信號的二次諧波。由于直接轉(zhuǎn)換接收機也將所要的信號移到基帶上，由混頻器產(chǎn)生的此二次失真就可大大降低接收機的特性。此外，混頻器可象“平方律”檢波器那樣工作，并將強干擾的包絡(luò)轉(zhuǎn)換成基帶。如果干擾的包絡(luò)在時間上恒定，則在基帶上出現(xiàn)直流偏置。在此情況下，有幾種已知的方法來抑制此不希望的直流偏置。例如，對混頻器輸出的基帶高通濾波而衰減該直流偏置。盡管此方法有效地消除了直流分量，但由于干擾的非恒定的包絡(luò)而對失真不起作用。因此，需要一種零差接收機，能衰減由干擾的恒定或非恒定包絡(luò)引起的失真。
直接轉(zhuǎn)換接收機的另一問題是假發(fā)射問題。在直接轉(zhuǎn)換接收機中的假發(fā)射的主源是本振泄漏。在普通的超外差接收機中，到天線上的本振泄漏是由第一接收機帶通濾波器衰減的。但在直接轉(zhuǎn)換接收機中，本振頻率是在預(yù)選濾波器的通帶之內(nèi)的。因此，本振泄漏在傳統(tǒng)的直接轉(zhuǎn)換接收機中不被抑制。

發(fā)明內(nèi)容
根據(jù)本發(fā)明的零差接收機包括信號輸入端和與此信號輸入端相連的第一和第二混頻器。本振在輸入信號的調(diào)制頻率上提供一個基準(zhǔn)信號。本振輸出的基準(zhǔn)信號通過可切換相變元件，其輸出直接耦合到第一混頻器并間接地通過第二相變元件耦合到第二混頻器?？汕袚Q相變元件根據(jù)控制輸入的狀態(tài)以預(yù)定相位改變輸入信號的相位。在一種狀態(tài)下相變元件的輸出與在另一狀態(tài)下相變元件的輸出差π弧度。第二相變元件將一輸入信號的相位改變π/2弧度?；祛l器的輸出與一對可切換反相器和低通濾波器相耦合?？汕袚Q相變元件和可切換反相器的切換是由開關(guān)振蕩器控制的。
本發(fā)明的目的在于構(gòu)造一個無線接收機，它因具有增加了的失真抑制而具有改進的接收質(zhì)量。
本發(fā)明的再一目的在于構(gòu)造一個無線接收機，它減少了從本振上的假發(fā)射。


圖1為傳統(tǒng)的直接轉(zhuǎn)換接收機；圖2是本發(fā)明的優(yōu)選的實施例；圖3是用于實現(xiàn)本發(fā)明的反相器元件的電路；圖4和5是本發(fā)明的另一個實施例。
具體實施例方式
圖2示出本發(fā)明優(yōu)選實施例的方框圖。在RF輸入端上接收一個射頻信號并送到預(yù)選濾波器1然后至低噪聲(LN)放大器2。輸入信號隨后被分解并饋送到上混頻器3′和下混頻器3。本機振蕩器4產(chǎn)生一個調(diào)諧在與輸入RF信號的載波同頻的頻率上的正弦波。本振4所產(chǎn)生的正弦波饋到可切換相變元件5的一個輸入上，根據(jù)控制輸入20的狀態(tài)將輸入正弦波的相位改變-π/2或π/2弧度(-90°或90°)。盡管相變并非必須是-π/2和π/2，但第一相變量和第二相變量之差必須等于π弧度(或180°)。
開關(guān)振蕩器7產(chǎn)生一個開關(guān)信號，它具有對應(yīng)于“開”態(tài)和“關(guān)”態(tài)的兩個狀態(tài)(例如方波脈沖串)。此開關(guān)信號饋入相變元件5的控制輸入端20并進入可開關(guān)反相器元件9，9′的控制輸入端22，22′。當(dāng)開關(guān)信號處于“開”態(tài)時，相變元件5和反相器元件9，9′被分別設(shè)為-π/2和-1。當(dāng)開關(guān)信號為“關(guān)”態(tài)時，相變元件5和反相器元件9，9′分別被設(shè)為π/2和1。
相變元件5的輸出直接連到下混頻器3的第二輸入上，還連到第二相變元件8上。第二相變元件8連續(xù)地將輸入的相位改變π/2。第二相變元件8的輸出包括對上混頻器3′的第二輸入。
上混頻器3′的輸出被饋至上反相器元件9′，且下混頻器3的輸出被饋至下反相器元件9上。每個反相器元件9，9′的輸出隨后通過通道濾波器10，10′，并最后通過一個放大器11，11′。
本發(fā)明用于抑制在兩個混頻器中所生成的任何互調(diào)，它在本振上未被經(jīng)歷180°的相位改變。由于混頻器所產(chǎn)生的所有二次互調(diào)未被本振的180°的相移所影響，本發(fā)明就可有效地減少由于通道外RF信號的二次諧波、直流偏置和強干擾的包絡(luò)幅度的影響，進而不會大大影響所要信號的接收質(zhì)量。
為了示意本發(fā)明的優(yōu)選實施例，假定以已知頻率f1傳播的所要信號g(t)以圖2所示的RF輸入上的形式表示出來。在g(t)通過預(yù)選濾波器1和LN放大器2之后，可被分解并送到上3′和下3混頻器上。本振4產(chǎn)生一正弦波，例如余弦型波形，其頻率與g(t)的載頻相同(即cos(2πf1t))。因此，本振4所產(chǎn)生的正弦曲線從cos(2πf1t)改變到cos(2πf1t-π/2)＝-sin(2πf1t)或cos(2πf1t+π/2)＝sin(2πf1t)，這要取決于相變元件5的狀態(tài)。此正弦波隨后被分解，一支直接饋入下混頻器3的輸入端，而另一支則經(jīng)第二相變元件8饋送。第二相變元件8在±sin(2πf1t)時改變輸入相位π/2。因此在此例中，對上混頻器3′的輸入變?yōu)椤纒in(2πf1t+π/2)＝±cos(2πf1t)。
混頻器3，3′將g(t)乘以由本振4所產(chǎn)生的正弦波，以在上變頻器3′中生成±g(t)*sin(2πf1t)且在下混頻器3中生成±g(t)*cos(2πf1t)?；祛l器3，3′的輸出隨后被饋到反相器9，9′，它與本振的相變同步地改變開關(guān)狀態(tài)。換言之，當(dāng)相變元件5相移-π/2時，反相器9，9′則設(shè)定為-1。與之相似，當(dāng)相變元件相移π/2時，反相器9，9′則設(shè)為1。反相器9，9′有效地“重構(gòu)”了所要信號的I和Q分量并產(chǎn)生g(t)*sin(2πf1t)和g(t)*cos(2πf1t)的輸出。因此，所要信號的第一次Q和I分量并不受與反相器相耦合的180°相移的影響。
盡管所要信號并未受相變元件5和反相器9，9′的影響，二次互調(diào)乘積可明顯被衰減。這是因為，所有二次互調(diào)乘積不被本振4上180°相移的影響，但卻受反相器9，9′中符號改變的影響。因此，反相器9，9′通過以開關(guān)振蕩器7的頻率改換信號的極性而有效地“截止了”二次乘積。這將基帶的任何二次失真轉(zhuǎn)到低通濾波器10，10′的止帶上。當(dāng)然，系統(tǒng)還可將開關(guān)振蕩器7頻率周圍出現(xiàn)的任何二次失真下轉(zhuǎn)換。為了減少任何二次失真的下轉(zhuǎn)換，開關(guān)振蕩器7的頻率應(yīng)大于預(yù)選濾波器1的帶寬。
在衰減基帶的二次失真的同時，本發(fā)明還得益于它可減少本振4所產(chǎn)生的RF輸入中的假發(fā)射。假發(fā)射在已有技術(shù)的零差接收機中是一個問題，因為由本振所產(chǎn)生的信號可通過混頻器3，3′傳播回來。
再見圖2，在本發(fā)明中，本振4所產(chǎn)生的信號在加到混頻器5，5′之前通過可切換相變元件5。這具有調(diào)制本振4輸出信號的頻譜的效果。如果選定了開關(guān)頻率f0，則它大于預(yù)選濾波器1的帶寬，預(yù)選濾波器的止帶可防止信號耦合回RF輸入端，從而減少從本振上泄漏假發(fā)射。因此，在優(yōu)選實施例中，選擇開關(guān)振蕩器的頻率使其大于預(yù)選濾波器1的帶寬。
盡管開關(guān)振蕩器其頻率應(yīng)大于預(yù)選濾波器的帶寬，但并不總是要求如此。在優(yōu)選實施例中，開關(guān)振蕩器的頻率由頻率控制器25依偽隨機格式改變。用于控制開關(guān)振蕩器7的開關(guān)頻率fs的頻率控制器25可以以鎖相環(huán)或其它頻率控制裝置的方式實現(xiàn)，其設(shè)計在已有技術(shù)中是已知的。這影響功率譜的擴展，并進而在擴展的信號的帶寬大過用于測漏的譜分析儀的分辨帶寬時進一步減少本振的泄漏。
在優(yōu)選實施例中，本振和開關(guān)振蕩器都鎖定在一單一源上，且圖2虛線內(nèi)的所有元件都以集成電路方式實現(xiàn)。
圖4和5示出本發(fā)明附加的實施例。在圖4中，在每個混頻器3，3′和反相器9，9′之間添加一低通濾波器12，12′。另外，饋到每個反相器的由開關(guān)振蕩器7產(chǎn)生的信號在延時元件13上延時τ。延時(τ)被設(shè)定為等于低通濾波器12，12′的群延時。這些低通濾波器12，12′被用于限制在反相器9，9′輸入上信號的帶寬?？偟刂v，低通濾波器12，12′的角頻率遠大于開關(guān)頻率f0。
圖5示出本發(fā)明的另一實施例。在此電路中，所接收的信號被分解成四路，且每路被分別饋入混頻器3，3′，3″，3。本振4將正弦波饋入每個混頻器3，3′，3″，3上。在最上混頻器3中，本振信號的相位改變π/2(即sin(2πf1t))。在中上的混頻器3′中，本振信號的相位改變-π/2(即-sin(2πf1t))。在中下的混頻器3″中，本振信號的相位改變π(即-cos(2πf1t))。在最下的混頻率3中，本振信號的相位不改變(即cos(2πf1t))?；祛l器3，3′，3″，3輸出的每個都經(jīng)低通濾波器8，8′，8″，8饋送，并被放大器9，9′，9″，9放大。最后，最上兩路被減法器10相減，以在產(chǎn)生所要信號正交分量的同時消除二次互調(diào)乘積。與之相似，下兩路由減法器10′相減，以在產(chǎn)生所要信號的同相分量的同時消除二次互調(diào)乘積。
本發(fā)明所有實施例中的每個元件都是已有技術(shù)中已知的，并可根據(jù)特定應(yīng)用以各種方式實現(xiàn)。例如，反相器元件可由圖3所示的各電壓開關(guān)來實現(xiàn)。當(dāng)反相器元件3，3′接收的開關(guān)信號處在第一狀態(tài)時，反相器切換到-1，并將信號的電壓反相。當(dāng)由反相器元件3，3′接收的開關(guān)信號處于第二狀態(tài)時，反相器則切換到+1狀態(tài)并不加改變地使信號通過。另外，反相器3，3′可通過切換電流而不是電壓來控制。
本發(fā)明消除了由混頻器的非線性而造成的互調(diào)乘積引起的偶次失真(二次失真最嚴(yán)重)。
本領(lǐng)域的技術(shù)人員將認(rèn)識到，在不脫離本發(fā)明的所附權(quán)利要求的精神實質(zhì)的情況下可做出各種修改和改變。
權(quán)利要求
1.一種用于接收以已知頻率傳播的射頻信號的裝置，包括用于接收RF信號的輸入裝置；第一混頻器，具有第一輸入、第二輸入和輸出，這樣，第一輸入與所述輸入裝置電耦合；調(diào)諧的本機振蕩器，產(chǎn)生其頻率與所要的接收信號的頻率相同的輸出信號，并與所述第四混頻器耦合；具有輸入和輸出的第一相變元件，這樣，該輸入端與所述本機振蕩器電耦合，且輸出與所述第一混頻器電耦合，這樣，所述第一相位就是將輸入信號的相位改變90°；具有輸入和輸出的第二相變元件，這樣，該輸入端與所述本機振蕩器電耦合，且輸出與所述第二混頻器電耦合，這樣，所述第二相位就是將輸入信號改變-90°；與所述第一混頻器的輸出電耦合的第一低通濾波器；與所述第二混頻器的輸出電耦合的第二低通濾波器；具有第一輸入端和第二輸入端以及一個輸出端的減法器元件，這樣，第一輸入端與所述第一低通濾波器的輸出電耦合，第二輸入端與所述第二低通濾波器的輸出電耦合，從而使所述減法器元件從在其第一輸入上接收的信號中減去在其第二輸入中接收的信號。
2.如權(quán)利要求1的裝置，還包括第一放大器，耦合在第一低通濾波器和所述減法器元件第一輸入端之間；以及第二放大器，耦合在第二低通濾波器和所述減法器元件第二輸入端之間。
3.如權(quán)利要求1的裝置，還包括具有第一輸入端、第二輸入端和一輸出端的第三混頻器，這樣，第一輸入端與所述輸入裝置電耦合且所述第二輸入端直接與所述本機振蕩器的輸出相連；具有輸入和輸出的第三相變元件，這樣，其輸入端即與所述本機振蕩器電耦合，其輸出端與所述混頻器的第二輸入端電耦合，這樣，所述相位就是將輸入信號改變180°；與所述第三混頻器的輸出電耦合的第三低通濾波器；與所述第四混頻器的輸出電耦合的第四低通濾波器；具有第一輸入端和第二輸入端以及一個輸出端的第二減法器元件，這樣，第一輸入端與所述第三低通濾波器的輸出端電耦合，第二輸入端與所述第四低通濾波器的輸出端電耦合，這樣，所述第二減法器就從其第一輸入上接收的信號中減去從其第二輸入端上接收的信號。
4.如權(quán)利要求3的裝置，還包括第一放大器，耦合在第一低通濾波器和所述減法器元件第一輸入端之間；第二放大器，耦合在第二低通濾波器和所述減法器元件第二輸入端之間；第三放大器，耦合在第三低通濾波器和第二減法器元件第一輸入端之間；以及第四放大器，耦合在第四低通濾波器和第二減法器元件第二輸入端之間。
5.如權(quán)利要求1-4中任何一個的裝置，還包括一個預(yù)選濾波器，耦合在所述混頻器和射頻輸入之間，并且具有一個下截止頻率和上截止頻率。
6.如權(quán)利要求5的裝置，其中所述低通濾波器中的每一個都有一個至少等于所述預(yù)選濾波器的上下截止頻率之間的差的角頻率。
7.如權(quán)利要求5的裝置，還包括一個電串聯(lián)在所述預(yù)選濾波器和所述混頻器之間的放大器。
全文摘要
根據(jù)本發(fā)明的零差拍接收機包括一個信號輸入端和與該信號輸入端相耦合的第一和第二混頻器。本機振蕩器提供一個在由輸入信號調(diào)制的頻率上的基準(zhǔn)信號。由本機振蕩器輸出的基準(zhǔn)信號通過可開關(guān)相變元件，其輸出直接與第一混頻器耦合并通過第二相變元件與第二混頻器間接耦合?？砷_關(guān)相變元件根據(jù)控制輸入的狀態(tài)將輸入信號的相位改變一預(yù)定的相位，這樣，在一種狀態(tài)相變元件的輸出與在另一狀態(tài)時相變元件的輸出相差π弧度。第二相變元件將輸入信號的相位改變π/2弧度?；祛l器的輸出耦合到一對可開關(guān)反相器和低通濾波器上?？砷_關(guān)相變元件和可開關(guān)反相器的開關(guān)是由開關(guān)振蕩器控制的。
文檔編號H04L27/38GK1691527SQ20051007394
公開日2005年11月2日 申請日期1999年4月20日 優(yōu)先權(quán)日1998年4月22日
發(fā)明者D·阿派爾, C·戈雷 小 申請人:艾利森公司