專利名稱：基于時頻二維降采樣的信道估計方法
技術領域：
本發(fā)明涉及一種信道估計方法，特別是涉及一種可降低計算復雜度的信道估計方法。
背景技術：
圖1是一個MIMO-OFDM系統(tǒng)模型。圖1中，其結構為一個空時編碼器，其連接若干個OFDM調制器，每個編碼器對應有相應的發(fā)射天線、若干個發(fā)射天線與接收天線對應，接收天線與OFDM解調器相對應。OFDM解調器的輸出分為兩路，一路進入空時解碼器；另一路進入信道估計器?？諘r解碼器的輸出經(jīng)空是編碼器編碼后回饋信道估計器。信道估計器根據(jù)這兩路輸出得出估計輸出，并將其輸入空時解碼器。
如圖1所示在第n個OFDM符號周期，數(shù)據(jù)比特流b[n，k]，(k＝0，1，L)進入空時編碼器，分成N路并行的數(shù)據(jù)流ti[n，k]，(i＝1，2，L，N；k＝0，1，L，K-1)，在這里K，k和i分別是系統(tǒng)的子載波數(shù)目、子載波序號和天線序號。然后分別進行逆快速傅立葉變換(IFFT)調制，再分別由N個天線同時發(fā)送出去。假定系統(tǒng)加了適當長度的循環(huán)前綴作為保護間隔，且保持理想同步，則在第n個符號周期，第j個接收天線上經(jīng)解調后的OFDM等效基帶信號可以表達為rj[n,k]=Σi=1NHij[n,k]ti[n,k]+wi[n,k]---(1)]]>其中，Hij[n，k]是發(fā)射天線i與接收天線j之間，在第n個OFDM符號傳輸時第k個子載波信道的頻率響應；wj[n，k]為接收天線j上第k個載波信道上的加性高斯白噪聲，其均值為0，方差為σn2。
由(1)式可知，MIMO-OFDM系統(tǒng)的接收信號是不同發(fā)射天線發(fā)送信號的衰落和加性噪聲的迭加，若令信號功率為1，那么對于N個發(fā)射天線的MIMO-OFDM系統(tǒng)，其信號噪聲功率比SNR可以定義為SNR=E{|H1j[n,k]|2+|H2j[n,k]|2+L+|HNj[n,k]|2}sn2]]>式中，E{*}代表期望運算。
在準靜態(tài)多徑信道模型中采用多抽頭延遲線模型來建立多徑信道，當只考慮非零抽頭時，第i個發(fā)射天線與第j個接收天線間信道的時域沖激響應可以表達為h(t,τ)=Σkγk(t)δ(τ-τk)---(2)]]>d(·)是克羅納克求導(Kronecker deta)函數(shù)，τk和γk分別表示第k個非零抽頭的延遲和復幅度，并且γk是一窄帶復高斯過程，不同的γk之間是相互獨立的。對于準靜態(tài)多徑信道而言，γk在一個OFDM符號周期內恒定，且不同的符號周期的γk相互獨立。在加了適當?shù)谋Ｗo間隔，且保持嚴格同步的OFDM系統(tǒng)中，天線i，j間第k個子載波信道的頻率響應就可以表達為H[n,k]=H(nTf,kΔf)=Σl=0L-1h[n,l]WKkl---(3)]]>式中，h[n，l]＝h(nTf，kts)，WK＝exp(-j(2π/K))，K為子載波數(shù)目，L是信道徑數(shù)，Tf和Δf分別為OFDM符號周期及子載波頻率間隔，它們之間滿足關系式ts＝1/Δf。
式(3)中的h[n，l]對于不同的l是相互獨立的窄帶復高斯過程，其平均功率以及L的大小是由無線信道的功率時延譜決定的。
假定在第n個OFDM符號周期，發(fā)射天線i與接收天線j間第k個子載波信道的頻率響應表示為H[n,k]=H(nTf,kΔf)=Σl=0L-1h[n,l]WKkl---(4)]]>則基于最小二乘(LS)準則的代價函數(shù)為J({h^i[n,l];i=1,2,L,N})=Σk=0K-1|r[n,k]-Σi=0N-1Σl=0L-1h^i[n,l]WKklti[n,k]|2---(5)]]>求解上式，可得 經(jīng)化簡整理后，得到Σk=0K-1(r[n,k]-Σi=0N-1Σl=0L-1h^i[n,l]WKklti[n,k])WK-kl0tj*[n,k]=0---(7)]]>
式中， 和 分別表示求實部和虛部運算。
定義互相關系數(shù)pj[n,l]=Σk=0K-1r[n,k]tj*[n,k]WK-kl---(8)]]>自相關系數(shù)qij[n,l]=Σk=0K-1ti[n,k]tj*[n,k]WK-kl---(9)]]>則式(7)可以進一步表達為Σi=0N-1Σl=0L-1h^i[n,l]qij[n,l0-l]=pj[n,l0]---(10)]]>寫成矩陣形式為h^[n]=Q-1p[n]---(11)]]>式中h)[n]=h)0[n]h)1[n]Lh)N-1[n]T]]>h)i[n]=h)i[n,0]h)i[n,1]Lh)i[n,L-1]T]]>pi[n]＝[pi[n，0] pi[n，1]L pi[n，L-1]] Qij[n]=qij[n,0]qij[n,-1]Mqij[n,-L+1]qij[n,1]qij[n,0]Mqij[n,-L+2]MOOMqij[n,L-1]qij[n,L-2]Lqij[n,0]]]>對于采用突發(fā)傳輸方式的MIMO-OFDM系統(tǒng)，在訓練模式，ti[n，k]在接收端是已知的，可以直接由估計式(11)得到信道沖激響應的初始估計值；在數(shù)據(jù)傳輸模式，把譯碼后的數(shù)據(jù)當作參考訓練序列，利用估計式(11)對信道重新估計，以便跟蹤信道的變化。
由式(11)可知，要想得到信道沖激響應，矩陣Q的求逆運算必不可少。然而Q是一個NL′NL矩陣，Q的階數(shù)較大，從而求逆運算的復雜度就很高，給這種方法的應用帶來了很大的障礙，因此，必須提出相應的簡化方法以降低實現(xiàn)復雜度。
現(xiàn)有文獻所公開的技術計算復雜度高不能夠自適應的根據(jù)信道環(huán)境自動的調整估計策略，且提出的簡化方法只能工作在訓練序列傳輸模式下。

發(fā)明內容
本發(fā)明的目的在于提供一種基于時頻二維降采樣的信道估計方法，根據(jù)信道的環(huán)境對訓練序列(包括訓練序列模式和數(shù)據(jù)傳輸模式)或導頻序列自適應的進行降采樣，以降低信道估計的總體復雜度。
∂H[n,k]∂k=∂WKkl∂kΣl=0L-1h[n,l]=(-j2πl/K)Σl=0L-1h[n,l]WKkl---(12)]]>||∂H[n,k]∂k||=||(-j2πl/K)Σl=0L-1h[n,l]WKkl||≤||(-j2πl/K)||||WKkl||||Σl=0L-1h[n,l]||=||(-j2πl/K)||||Σi=0L-1h[n,l]||]]>≤||(-j2πl/K)||=2πl/K---(13)]]>在實際系統(tǒng)中LppK，因此2πl(wèi)/K≈0 (14)∂H[n,k]∂k≈0---(15)]]>因此可得到如下結論隨著參數(shù)k的變化，頻域信道Hi，j[n，k]變化是極其緩慢的。
基于上述原理分析，本發(fā)明所采用的技術方案是一種基于時頻二維降采樣的信道估計方法，首先根據(jù)信道的環(huán)境對訓練序列或導頻序列自適應地進行降采樣，即對訓練序列或導頻序列按每隔m-1導頻符號進行依次采樣，得到一個采樣序列，基于該采樣序列計算互相關系數(shù)及自相關系數(shù)，此時，互相關系數(shù)可表示為pj[n,l]=Σk=0K-1r[n,k]tj*[n,k]WK-kl≈mΣk=0Km-1r[n,mk]tj*[n,mk]WK-mkl---(16)]]>自相關系數(shù)可表示為qij[n,l]=Σk=0K-1ti[n,k]tj*[n,k]WK-kl≈mΣk=0Km-1ti[n,mk]tj*[n,mk]WK-mkl---(17)]]>其中，m是降采樣因子，k為子載波序號，t為數(shù)據(jù)符號，WK＝exp(-j(2π/K))，為傅利葉變換因子?？梢宰⒁獾叫诺拦烙嫿档偷膹碗s度正比于m。最后，將所述互相關系數(shù)及相關系數(shù)代入估計式(11)得到信道沖激響應的初始估計值。
眾所周知，根據(jù)傅立葉變換的性質就可以不加創(chuàng)造性的由頻域中的互相關系數(shù)及自相關系數(shù)公式獲得時域中的互相關系數(shù)及自相關系數(shù)公式。
假設τmax是信道最大時延，F(xiàn)s是系統(tǒng)采樣頻率，Nf是頻域導頻間隔，他們之間滿足Nf≤1/τmax·Fs。其中Nf0是根據(jù)最壞的信道情況事先設計好的導頻間隔，Nfm是降采樣后的間隔。這樣頻域最大的降采樣因子可以表示如下m=Nfm/Nf0]]>同樣，時域的降采樣因子可以有最大多普勒頻移來判定。假設fDmax是最大多普勒頻移，ts是采樣間隔，Nt是時域導頻間隔。則有Nt≤1/2fDmax·ts令Nt0為根據(jù)最壞信道環(huán)境事先設計好的導頻間隔，Ntm是時域降采樣后的導頻間隔，時域最大的降采樣因子m可以由下式給出m＝Ntm/Nt0其中Nt0為根據(jù)最壞信道環(huán)境事先設計好的導頻間隔，Ntm是時域降采樣后的導頻間隔。
其中，所述的時域最大的降采樣因子是由最大多普勒頻移來判定的。信道估計方法采用自相關特性較好的序列以滿足正交性條件。
所述的信道估計方法通過頻域降采樣簡化時域信道估計，簡化程度與降采樣因子m成正比。本發(fā)明的信道估計方法能在訓練模式、數(shù)據(jù)傳輸模式又能在導頻序列模式下工作，在訓練模式時，初始估計值可直接代入估計式計算獲得；在數(shù)據(jù)傳輸模式時，可把譯碼后的數(shù)據(jù)當作參考訓練序列，再利用估計式對信道重新估計，以跟蹤信道的變化。
以下結合附圖與實施例對本發(fā)明作進一步的說明。


圖1是現(xiàn)有的MIMO-OFDM系統(tǒng)模型示意圖。
圖2是未進行降采樣的訓練序列示意圖。
圖3是降采樣因子為2的訓練序列示意圖。
圖4是降采樣因子為4的訓練序列示意圖。
圖5是降采樣因子為6的訓練序列示意圖。
圖6是嵌入導頻的數(shù)據(jù)幀，Nf0是初始導頻間隔示意圖。
圖7是降采樣因子為2的降采樣后的數(shù)據(jù)幀Nfm是降采樣后使用的導頻間隔。
圖8是帶寬為10MHz，降采樣因子分別為1、2、4、8時，信道估計均方誤差仿真圖。
圖9是帶寬為20MHz，降采樣因子分別為1、2、4、8時，信道估計均方誤差仿真圖。
圖10是帶寬為10MHz，降采樣因子分別為1、8、16時，系統(tǒng)的誤碼率仿真圖。
圖11是帶寬為20MHz，降采樣因子分別為1、8、16時，系統(tǒng)的誤碼率仿真圖。
具體實施例方式
圖2到圖5給出了頻域基于訓練序列的信道估計方式時，如何進行降采樣的示意圖。圖2是沒有進行降采樣的示意。圖3到圖5是降采樣因子分別為2、4、6時的示意圖。如圖3所示(其中空白的格子中為不進行采樣的導頻信號，灰色的格子為進行采樣的導頻信號)當降采樣因子為2時，每隔一個導頻符號對訓練序列進行依次采樣，得到一個采樣序列，基于該采樣序列計算互相關系數(shù)及自相關系數(shù)，此時互相關系數(shù)可表示為pj[n,l]≈2Σk=0K/1r[n,2k]tl*[n,2k]WK-2kl]]>自相關系數(shù)可表示為qij[n,l]≈2Σk=0K/1ti[n,2k]tj*[n,2k]WK-2kl]]>如圖4所示，當降采樣因子為4時，每隔3個導頻符號對訓練序列進行依次采樣，得到一個采樣序列，基于該采樣序列計算互相關系數(shù)及自相關系數(shù)，此時互相關系數(shù)的表達式為pj[n,l]≈4Σk=0K/3r[n,4k]tj*[n,4k]WK-4kl]]>自相關系數(shù)可表示為qij[n,l]≈4Σk=0K/3ti[n,4k]tj*[n,4k]WK-4kl]]>如圖5所示(其中空白的格子中為不進行采樣的導頻信號，灰色的格子為進行采樣的導頻信號)當降采樣因子為6時，每隔5個導頻符號對訓練序列進行依次采樣，得到一個采樣序列，基于該采樣序列計算互相關系數(shù)及自相關系數(shù)，此時互相關系數(shù)的表達式為pj[n,l]≈6Σk=0K/5r[n,6k]tj*[n,6k]WK-6kl]]>自相關系數(shù)可表示為qij[n,l]≈6Σk=0K/5ti[n,6k]ti*[n,6k]WK-6kl]]>圖6所示的是嵌入導頻的數(shù)據(jù)幀，其中Nt0是初始導頻間隔。
圖7給出了頻域基于導頻序列的信道估計方法降采樣的示意圖(其中空白的格子中為不進行采樣的導頻信號，灰色的格子為進行采樣的導頻信號)。幀結構和導頻序列的密度是根據(jù)最壞的工作環(huán)境事先設計好的。圖7給出了降采樣因子為2的示意圖，為了降低信道估計的計算復雜度，圖中有斜桿的格子所標示的導頻在信道估計中不再使用。
如圖7所示(Nfm是降采樣后使用的導頻間隔)每間隔一個導頻符號對導頻序列進行依次采樣，得到一個采樣序列，基于該采樣序列計算互相關系數(shù)及自相關系數(shù)，此時互相關系數(shù)可表示為pj[n,l]≈2Σk=0K/1r[n,2k]tj*[n,2k]WK-2kl]]>自相關系數(shù)可表示為qij[n,l]≈2Σk=0K/1ti[n,2k]tj*[n,2k]WK-2kl]]>在本發(fā)明的實施例中，定義w[n]=w1T[n]w2T[n]LwNT[n]T]]>其中wi[n]＝(wi[n，0] wi[n，1]L wi[n，L-1])Tw[n,l]=Σk=0K-1w[n,k]t*[n,k]ej2π·Kkl]]>E{w[n]wH[n]}=σn2Q[n]]]>根據(jù)(11)式，有h^[n]=h[n]+Q-1[n]w[n]---(18)]]>因此，當m＝1時，該估計器的均方誤差界為MSE[n]=1NLE{||h^[n]-h[n]||2}=1NLE{(Q-1[n]w[n])HQ-1[n]w[n]}=Sn2NLTr{Q-1[n]}=1Kσn2---(19)]]>對于任意的m有MSE[n]=mKσ2---(20)]]>方法的性能通過計算機仿真進行評估。信道通過如下矩陣描，第一行是每一徑的功率(dB)，第二行是相應的延遲時間(ns)，0-1.92-7.31-10.39-20.8902605207811042,]]>多普勒頻率為50Hz。
仿真了兩種系統(tǒng)帶寬10MHz和20MHz。OFDM調制的子載波數(shù)目為2048，兩邊分別有171和172個子載波作為保護邊帶。仿真中采用16狀態(tài)空時編碼，四相移鍵控(QPSK)調制。接受端解碼利用簡化信道估計方法估計得到的信道參數(shù)。
圖8中的曲線給出的是系統(tǒng)帶寬為10MHz，降采樣因子分別為1、2、4、8時的信道估計均方誤差。圖9中的曲線給出的是系統(tǒng)帶寬為20MHz，降采樣因子分別為1、2、4、8時的信道估計均方誤差(MSE)。從兩圖中，隨著降采樣因子的增加均方誤差都會增加，這與理論分析結果一致。注意到二者的不同是，當降采樣因子為8時，系統(tǒng)帶寬為10MHz，信噪比為20時，MSE小于1e-3，也就是說信道估計的誤差小于系統(tǒng)背景噪聲，因此不會對系統(tǒng)性能有影響。圖10中的誤碼率曲線顯示了這一點。當降采樣因子為8時，系統(tǒng)帶寬為20MHz，信噪比為20dB時，MSE大于1e-3.也就是說信道估計的誤差高于系統(tǒng)背景噪聲，因此會對系統(tǒng)性能有一定的影響。圖11中的誤碼率曲線證明了這一點，但是性能影響不大，在信噪比為10dB時系統(tǒng)誤碼率已經(jīng)低于1e-4。因此當系統(tǒng)帶寬相對較小時，該簡化方法不會對系統(tǒng)性能帶來惡化，當帶寬變大時會有輕微惡化，這是需要在信道估計方法復雜度和系統(tǒng)性能之間做折中考慮。
在MIMO-OFDM系統(tǒng)中信道估計是非常重要的內容。本發(fā)明通過頻域降采樣簡化了時域信道估計方法，方法的簡化程度與降采樣因子m成正比，當系統(tǒng)帶寬相對較小時該方法會大大降低信道估計的計算復雜度而且不會對系統(tǒng)性能帶來惡化，當系統(tǒng)帶寬相對較大時會對系統(tǒng)性能有輕微惡化，此時需要在信道估計方法復雜度和系統(tǒng)性能之間做折中考慮。
雖然以上主要是針對多輸入多輸出正交頻分復用系統(tǒng)介紹本發(fā)明的方法，但熟悉本領域技術的人員顯然可以容易地對這些說明做出各種修改，并把在此說明的一般原理應用到其它實施例中而不必經(jīng)過創(chuàng)造性的勞動，比如，根據(jù)傅立葉變換的性質就可以不加創(chuàng)造性的由本發(fā)明所揭露的頻域中的互相關系數(shù)及自相關系數(shù)公式獲得時域中的互相關系數(shù)及自相關系數(shù)公式。因此，本發(fā)明不限于這里的實施例，本領域技術人員根據(jù)本發(fā)明的揭示，對于本發(fā)明做出的改進和修改都應該在本發(fā)明的保護范圍之內。
權利要求
1.一種基于時頻二維降采樣的信道估計方法，其特征在于首先根據(jù)信道的環(huán)境對訓練序列或導頻序列自適應地進行降采樣，即對訓練序列或導頻序列按每隔m-1導頻符號進行依次采樣，得到一個采樣序列，基于該采樣序列計算互相關系數(shù)及自相關系數(shù)，其中m為降采樣因子。
2.根據(jù)權利要求1所述的基于時頻二維降采樣的信道估計方法，其特征在于，在頻域中，互相關系數(shù)可表示為pj[n,l]=Σk=0K-1r[n,k]tj*[n,k]WK-kl≈mΣk=0K/m-1r[n,mk]tj*[n,mk]WK-mkl]]>自相關系數(shù)可表示為qij[n,l]=Σk=0K-1ti[n,k]tj*[n,k]WK-kl≈mΣk=0K/m-1ti[n,mk]tj*[n,mk]WK-mkl]]>其中m是降采樣因子，k為子載波序號，t為數(shù)據(jù)符號，WK＝exp(-j(2π/K))，為傅利葉變換因子。
3.根據(jù)權利要求1或2所述的基于時頻二維降采樣的信道估計方法，其特征在于，在頻域中，頻域最大降采樣因子m可以由下式給出m=Nfm/Nf0]]>其中Nf0是根據(jù)最壞的信道情況事先設計好的導頻間隔，Nfm是降采樣后的間隔；
4.根據(jù)權利要求3所述的基于時頻二維降采樣的信道估計方法，其特征在于，所述的頻域導頻間隔Nf滿足Nf≤1/τmax·Fs,]]>其中τmax是信道最大時延，F(xiàn)s是系統(tǒng)采樣頻率。
5.根據(jù)權利要求1所述的基于時頻二維降采樣的信道估計方法，其特征在于，在時域中，時域最大的降采樣因子m可以由下式給出m＝Ntm/Nt0其中Nt0為根據(jù)最壞信道環(huán)境事先設計好的導頻間隔，Ntm是時域降采樣后的導頻間隔。
6.根據(jù)權利要求5所述的基于時頻二維降采樣的信道估計方法，其特征在于，所述的導頻間隔Nt滿足Nt≤1/2fDmax·ts,]]>其中，fDmax是最大多普勒頻移，ts是采樣間隔。
7.根據(jù)權利要求5所述的基于時頻二維降采樣的信道估計方法，其特征在于所述的時域最大的降采樣因子是由最大多普勒頻移來判定的。
8.根據(jù)權利要求1所述的基于時頻二維降采樣的信道估計方法，其特征在于所述的訓練序列采用自相關特性較好的序列以滿足正交性條件。
全文摘要
本發(fā)明提供一種基于時頻二維降采樣的信道估計方法，首先根據(jù)信道的環(huán)境對訓練序列或導頻序列自適應地進行降采樣，即對訓練序列或導頻序列按每隔m－1導頻符號進行依次采樣，得到一個采樣序列，基于該采樣序列計算互相關系數(shù)及自相關系數(shù)，其中m為降采樣因子。本發(fā)明降低了信道估計的總體復雜度并且本自適應的簡化方法既能在訓練序列模式下工作又能在導頻序列模式下工作。
文檔編號H04L25/02GK1941754SQ20051003027
公開日2007年4月4日 申請日期2005年9月30日 優(yōu)先權日2005年9月30日
發(fā)明者袁清升, 卜智勇, 張小東, 王海峰 申請人:上海無線通信研究中心